JP3675014B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＷＭインバータの電圧ベクトルを制御して誘導電動機のトルク制御を行う方法に関するもので、インバータのスイッチング周波数を所望の帯域に操作して電動機磁気雑音の少ない運転が可能なインバータ制御装置に関すると共に、トルク応答性の良いインバータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、誘導電動機を高速にトルク制御する方式として、電気学会論文誌Ｂの１０６巻１号第９ページの「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速トルク制御法」で提案されている。
図１７は、前記論文に記載されたトルク制御法のブロック線図を示したものである。このブロック線図で、１はバッテリ、２はバッテリ１の電圧検出器、３はＰＷＭインバータでトランジスタなどのスイッチング素子とダイオードとをそれぞれ逆並列接続してなる６つのアームから構成されており、３個の切り替えスイッチとして表すことができる。
４は電流検出器、５は３相の誘導電動機、６はインバータ制御回路である。
【０００３】
インバータ制御回路６において、６０１は電流検出器４により検出された３相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの一次電流ベクトルをｄ，ｑの２軸成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑに変換するブロック、６０２はインバータ制御回路３内のスイッチング状態（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）から一次端子電圧の単位ベクトルを算出するブロック、６０３，６０４はその単位ベクトルに電圧検出器２で検出したバッテリ電圧を乗じて一次端子電圧ベクトルの各軸成分Ｖ１ｄ，Ｖ１ｑを算出するブロックである。
６０５，６０６は、３相電流の一次電流ベクトルの２軸成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑに誘導電動機５の一次巻線抵抗値Ｒ１を乗じて電圧値を算出するブロック、６０７，６０８は ブロック６０３，６０４による一次端子電圧の各軸成分Ｖ１ｄ，Ｖ１ｑからブロック６０５，６０６による各電圧値を減算するブロック、６０９，６１０はブロック６０７，６０８の電圧値を積分演算することにより一次磁束ベクトルの各軸成分φ１ｄ，φ１ｑを算出するブロックである。
【０００４】
６１１は一次磁束ベクトルの各軸成分φ１ｄ，φ１ｑから一次磁束ベクトルの長さφ１を算出するブロック、６１２は一次磁束指令値φ１＊から一次磁束ベクトルの長さφ１を減算して一次磁束偏差Δφを求めるブロック、６１３，６１４はブロック６０１による一次電流ベクトルの２軸成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑとブロック６０９，６１０による一次磁束ベクトルの各軸成分φ１ｄ，φ１ｑとの積を演算して瞬時トルクＴの各軸成分を求めるブロック、６１５はブロック６１３，６１４による各軸成分から瞬時トルクＴを求めるブロック、６１６はトルク指令値Ｔ＊から瞬時トルクＴを減算してトルク偏差ΔＴを求めるブロックである。
【０００５】
６２０は、３値ヒステリシスコンパレータで、ブロック６１６で求めたトルク偏差ΔＴに応じて、一次磁束ベクトルと電動機電流のベクトル積として演算された瞬時トルクＴとトルク指令値Ｔ＊とのトルク偏差ΔＴが所定の範囲に収まっている場合にはトルクの現状保持指令を表し、所定の範囲を越えている場合には増減指令を表すトルクフラグｆＴを生成する。
６２１は、２値ヒステリシスコンパレータで、ブロック６１２で求めた一次磁束偏差Δφに応じて、ブロック６１１で演算した一次磁束ベクトルの長さφ１が一次磁束指令値φ１＊に対して大きい場合には一次磁束の減少指令を表し、小さい場合には一次磁束の増加指令を表す一次磁束フラグｆφを生成する。
６２２は、ベクトル位相判定ブロックで、一次磁束ベクトルの位相角θが、図１８に示すように、ｄ軸を基準として時計方向の３０°，９０°，１５０°，２１０°，２７０°，３３０°の６０°毎に仕切られた６つの領域▲１▼〜▲６▼のどの領域に属するかを判定し、その属する領域に応じた位相フラグｆθを発生する。
【０００６】
６２３はＲＯＭにより構成されたスイッチングテーブルで、トルク応答を最適化した電圧ベクトルを記憶している。ここでは、表１に示す８通りのパターンが記憶されており、トルクフラグｆＴ、一次磁束フラグｆφ、位相フラグｆθが与えられると、これらのフラグに対応した最適の電圧ベクトルに相当するＰＷＭインバータ３のスイッチングパターンを出力する。
なお、表１における各数値は、図１９に数値で示した各電圧ベクトルの方向を示す。
【０００７】
【表１】

【０００８】
以上の構成により、インバータ制御回路６は、スイッチングテーブル６２３が出力する電圧ベクトルとバッテリ電圧と電動機電流および電動機一次巻線抵抗値を用いて一次磁束ベクトルが演算され、それに応じたスイッチングパターンを時々刻々決定してＰＷＭインバータ３に出力する。
一方、実公平６−２６０７９号公報では、与えられたトルク指令値に対して所定の誤差内でトルクが追従するように一次磁束ベクトルの位相の進行、停止を生成するヒステリシスコンパレータのヒステリシス値よりも低いトルク指令値が与えられた場合に、トルク指令値をヒステリシス値に等しい振幅のオンオフパルス列に変換する手段を上記の構成に設けて、電動機の起動や変速の衝撃を低下させている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このように、上述の従来技術は、予めＲＯＭに記憶された電圧ベクトルを時々刻々の制御フラグ（トルクフラグｆＴ、一次磁束フラグｆφ、位相フラグｆθ）に応じて読み出す方式であり、ＰＷＭインバータのスイッチングの時間間隔は、各ブロックにおける演算の結果として現れるものであるため、電圧ベクトルが次の状態に遷移するまでの時間間隔が不定となり、ＰＷＭインバータのスイッチング周波数を所定の値にできない。
このため、例えば、ＰＷＭインバータのスイッチング周波数が所定の値に比べて低い場合には、電動機の一次巻線電流に含まれる可聴領域の周波数成分が増加するので、電動機からの耳障りな磁気雑音が発生したり、電動機に流れる電流の歪みが大きくなることによるトルク変動が増大したり、予期しない大電流が電動機に流れることによりインバータの過電流保護機能が作動して運転が円滑に行えないなどの問題がある。
また、電動機内部で発生する逆起電力による影響で、トルク指令値に対する瞬時トルクの平均値が回転数の上昇と共に減少するため、回転数の上昇と共に出力トルクが減少するなどの問題点がある。
また、上記公報では、トルク指令値がヒステリシスコンパレータのヒステリシス値よりも低い場合のみに、パルス幅変調動作を行うだけであるため、これらの問題を解決することができない。
【００１０】
本発明は、簡単な構成によってインバータのスイッチング周波数を所望の値に設定し、小型で磁気雑音やトルク変動の少ないインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１では、多相誘導電動機に印加される一次端子電圧と多相誘導電動機に流れる一次電流が電圧検出手段と電流検出手段とによってそれぞれ検出されると、これらの検出値から、一次磁束ベクトルおよび瞬時トルク値が磁束ベクトル演算手段とトルク演算手段によりそれぞれ演算され、これらの演算値と一次磁束指令値およびトルク指令値との各偏差および一次磁束ベクトルの位相角に基づいて電圧ベクトルが電圧ベクトル生成手段により生成される。
電圧ベクトルを生成する電圧ベクトル生成手段は、電圧ベクトルの遷移を制御する電圧ベクトル制御手段を備えているため、一次磁束ベクトルおよび瞬時トルク値の演算周期に関係なく、電圧ベクトルの遷移を所望の周期にすることができる。
従って、インバータにおけるスイッチング速度を制限し、スイッチング周波数の上限を制御することによりインバータの発熱を抑えてインバータ冷却装置の小型化を図ることができ、あるいは、電圧ベクトルを決まった時間間隔で強制的に異なる電圧ベクトルに変更することにより、スイッチング周波数を高くすることができ、スイッチング周波数の下限を制限することによって、電動機の磁気雑音やトルク変動の発生を防止することができる。
具体的には、電圧ベクトル制御手段が、電圧ベクトルの変更を所定の期間制限する制限手段を有するため、インバータにおけるスイッチング速度を制限してスイッチング周波数の上限を設定することにより、インバータの発熱を抑えてインバータ冷却装置の小型化を図ることができる。
また、電圧ベクトル制御手段が、生成された電圧ベクトルに対して、任意の時間間隔で異なる電圧ベクトルに操作する操作手段を有するため、電圧ベクトルを決まった時間間隔で強制的に異なる電圧ベクトルに変更することにより、スイッチング周波数を高くすることができる。これにより、スイッチング周波数の低下を防止してスイッチング周波数の下限を制限することによって、所望のスイッチング周波数に設定し、電動機の磁気雑音やトルク変動の発生を防止することができる。
【００１４】
請求項２では、多相誘導電動機に印加される一次電圧と多相誘導電動機に流れる一次電流から一次磁束ベクトルおよび瞬時トルク値が演算される。一次磁束指令値と一次磁束ベクトルの一次磁束偏差およびトルク指令値と瞬時トルク値との偏差から制御フラグを決定し、この制御フラグと一次磁束ベクトルの位相角に基づいてインバータに出力する電圧ベクトルが生成される。
制御フラグ群生成手段が、所定の時間が経過する間に制御フラグがオンオフを繰り返すパルスを生成するパルス生成手段を有することにより、所定の時間が経過する度に電圧ベクトルが変更されるので、一次磁束ベクトルおよび瞬時トルク値の演算周期に関係なく、電圧ベクトルの遷移を所望の周期にすることができる。すなわち、パルスの周期により、インバータにおけるスイッチング周波数の上限および下限が制限される。そのスイッチング周波数の上限が制限されることにより、インバータの発熱を抑えてインバータ冷却装置の小型化を図ることができる。また、スイッチング周波数の下限が制限されることにより、電動機の磁気雑音やトルク変動の発生を防止することができる。
【００１５】
請求項３では、制御フラグを所定の時間毎に、この所定の時間より短い時間だけ異なる値に変更する変更手段を設けることにより、所定の時間が経過する度に電圧ベクトルが変更されるので、一次磁束ベクトルおよび瞬時トルク値の演算周期に関係なく、電圧ベクトルの遷移を所望の周期にすることができる。すなわち、インバータにおけるスイッチング周波数の下限が制限されることによって、電動機の磁気雑音やトルク変動の発生を防止することができる。
【００１６】
請求項４では、パルス生成手段あるいは変更手段により操作された電圧ベクトルにゼロ電圧ベクトルを適用することによって、一次電流の急激な変化を抑制することができるので、電動機のトルク変動の発生を防止することができる。
【００１７】
請求項５では、変調波発生手段により所定の振幅で交互に増加と減少を繰り返す変調波を発生し、パルス幅変調手段によりこの変調波に基づき一次磁束偏差またはトルク偏差のパルス幅変調を行う。電動機の起動時または運転時に小さなトルク指令値が与えられた場合、平均的な電圧ベクトルが、従来の制御で実施した時に比べて小さな値として生成されるため、電動機の起動時の衝撃が小さくなる利点が得られる。
【００１８】
請求項６では、パルス幅変調する際に、一次磁束偏差またはトルク偏差を比例または比例積分増幅した補償信号をこの変調波に基づきパルス幅変調を行うと、トルク指令値の誤差が少ない制御を実現することができる。
請求項７では、リミッタ手段により変調波を横切るように、一次磁束偏差、トルク偏差またはこれらの補償信号の大きさを制限してパルス幅変調を行うと、変調波の周期内で異なる電圧ベクトルに変更されるので、インバータにおけるスイッチング周波数の下限を制御することが可能になる。
【００１９】
請求項８では、符号操作手段により多相誘導電動機の運転象限に基づき一次磁束偏差またはトルク偏差またはこれらの補償信号または変調波のいずれか一つの符号を操作してパルス幅変調を行うことにより、電動機の４象限運転が可能になる。
【００２０】
請求項９では、パルス生成手段あるいは変更手段が制御フラグを操作した時間を検出し、この時間に基づいて一次電圧の演算値を実際値に補正する電圧補正手段を備える。これにより、電圧ベクトルを異なる値に操作した場合、電動機のトルクや一次磁束ベクトルの実際の値と演算値との間に誤差が生じても、その誤差分を考慮した電圧ベクトルを出力させることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
次に本発明を図に示す実施例に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１実施例に係わるインバータ制御装置である。図において、図１７の従来技術と同符号にて記したものは従来技術と同構成のものを示すものであるため、説明を省略する。なお、電圧ベクトル生成手段６２３は、従来技術におけるスイッチングテーブル６２３と同等のものである。
本発明では、従来技術における３値ヒステリシスコンパレータ６２０及び２値ヒステリシスコンパレータ６２１の相当部分に電圧ベクトル制御手段７を設けている。
【００２２】
図１７の従来技術において、３値ヒステリシスコンパレータ６２０の出力であるトルクフラグｆＴは、周知の通り、トルクの増加・減少・現状保持の３状態のいずれかを持つ制御フラグである。このため、第１実施例では、このトルクフラグｆＴを、誘導電動機５を正転あるいは逆転方向のいずれにトルクを増加させるかを指令する制御フラグとしての第１のトルクフラグｆＴ１と、トルクの増加・現状保持を指令する制御フラグとしての第２のトルクフラグｆＴ２との２つのトルクフラグとして表現している。
表２に従来制御におけるトルクフラグｆＴとの対応関係を示す。
【００２３】
【表２】

【００２４】
第１実施例に係わる制御フラグ生成手段（電圧ベクトル制御手段）７は、図２に示すように、トルク指令値の極性を判別して電圧ベクトル生成手段６２３に第１のトルクフラグｆＴ１を出力する極性判別手段７０１と、トルク偏差からＯＮ／ＯＦＦ率を演算するＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２と、ＯＮ／ＯＦＦ率に応じてオンオフパルスを生成して電圧ベクトル生成手段６２３に第２のトルクフラグｆＴ２を出力するパルス生成手段７０３と、２値ヒステリシスコンパレータ６２１を備えている。
【００２５】
図３は第１実施例におけるＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２の動作を示したものである。
第１のトルクフラグｆＴ１は、極性判別手段７０１により生成され、トルク指令値が正（誘導電動機を正転・力行または逆転・回生で運転する）の場合、正転方向（従来技術における３値ヒステリシスコンパレータ６２０の出力が「１」に対応する方向）にトルクを増加させる指令ｆＴ１＝１として電圧ベクトル生成手段６２３に与えられる。一方、第２のトルクフラグｆＴ２は、ＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２により生成され、図３に示すように、トルク偏差がしきい値Δ−Ｔ２以下の場合０％を出力し、ΔＴ１以上の場合は１００％を出力し、その中間の場合は０から１００％の間の値を出力するように演算し、演算したＯＮ／ＯＦＦ率をパルス生成手段に出力する。図３において、ＯＮ／ＯＦＦ率は、トルク偏差に対して、直線的に変化しているが、直線に限らず、曲線でもよい。
【００２６】
パルス生成手段７０３は、所定の時間ｔ（秒）の間に、
ＯＮ時間（秒）＝ｔ（秒）×ＯＮ／ＯＦＦ率（％）／１００（％）
ＯＦＦ時間（秒）＝ｔ（秒）×（１００−ＯＮ／ＯＦＦ率（％）／１００（％）
の割合でオンオフを繰り返すパルスを生成する。生成したパルスは第２のトルクフラグｆＴ２として電圧ベクトル生成手段６２３に与えられる。
なお、上式において、ＯＮは第２のトルクフラグｆＴ２が表２における１に対応し、ＯＦＦは第２のトルクフラグｆＴ２が０に対応する。
【００２７】
以上の構成によって、第１実施例では、ＯＮ／ＯＦＦ率が０％あるいは１００％でない限り、所定の時間ｔ（秒）の間に生成された第２のトルクフラグｆＴ２がオンオフを繰り返すことによって、電圧ベクトルがｔ（秒）の間に少なくとも２回更新されるため、一次磁束ベクトルおよび瞬時トルクの演算周期に関係なく、電圧ベクトルの遷移を所望の周期にすることができる。従って、ＰＷＭインバータ３におけるスイッチ周波数の上限を制限することによりＰＷＭインバータ３の発熱を抑えてインバータ冷却装置の小型化を計ることができ、あるいは、スイッチング周波数の下限を制限することによって、誘導電動機５の磁気雑音やトルク変動の発生を防止することができる。
【００２８】
また、表２から分かるとおり、第２のトルクフラグｆＴ２がＯＦＦの時には、電圧ベクトル生成手段６２３は誘導電動機５の線間電圧をすべて０とする電圧ベクトルであるゼロ電圧ベクトルを選択する。上記実施例のように、第２のトルクフラグｆＴ２をトルク偏差に対応した割合でオンオフ制御することで、トルク偏差の小さい時は、ゼロ電圧ベクトルを多用でき、逆に、トルク偏差の大きい時は、トルクを増加させる電圧ベクトルを多用できる。従って、誘導電動機５の起動時あるいは運転時に小さなトルク指令値が与えられた場合、平均的な電圧ベクトルが、従来の制御で実施した時に比べ小さな値として生成されるため、誘導電動機５の衝撃を小さくできる。また、ゼロ電圧ベクトルを用いることで、一次電流の急激な変化を抑制して、誘導電動機５で発生する急激なトルク変化を抑制できるため、電動機の衝撃を小さくできる。
【００２９】
第１の実施例では、制御フラグ群生成手段（電圧ベクトル制御手段）７において、ＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２とパルス生成手段７０３をトルク偏差演算手段６１６の後段に設け、２値ヒステリシスコンパレータ６２１を一次磁束偏差演算手段６１２の後段に設けたが、制御フラグ群生成手段７において、図示を省略するが、ＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２とパルス生成手段７０３を一次磁束偏差演算手段６１２の後段に設け、３値ヒステリシスコンパレータ６２０をトルク偏差演算手段６１６の後段に設けても、電圧ベクトルがｔ（秒）の間に少なくとも２回更新されるため、一次磁束ベクトルおよび瞬時トルク値の演算周期に関係なく、電圧ベクトルの遷移を所望の周期にすることができる。なお、この構成においては、極性判別手段７０１は不要である。
【００３０】
また、第１の実施例では、制御フラグ群生成手段７において、図示を省略するが、ＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２とパルス生成手段７０３をトルク偏差演算手段６１６の後段と一次磁束偏差演算手段６１２の後段にそれぞれ設けても上記実施例と同様の効果がある。
また、第１の実施例では、制御フラグ群生成手段７において、図示を省略するが、ＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２に、一次磁束偏差またはトルク偏差またはＯＮ／ＯＦＦ率の上限値および下限値を制限するリミッタ手段を設けることによって、所定の時間ｔ（秒）の間に生成されたトルクフラグｆＴ２が必ずオンオフを繰り返すので、一次磁束偏差またはトルク偏差またはＯＮ／ＯＦＦ率がいかなる値であっても電圧ベクトルがｔ（秒）の間に少なくも２回更新され、誘導電動機５の磁気雑音やトルク変動をさらに小さくすことができる。
また、第１の実施例では、制御フラグ群生成手段７において、図示を省略するが、極性判別手段７０１をトルク偏差演算手段６１６の後段に設けても、上記実施例と同様の効果がある。
【００３１】
また、第１の実施例では、制御フラグ群生成手段７において、図４のように、パルス生成手段７０３で生成したパルスにより、複数の電圧ベクトル生成手段（スイッチングテーブル）６２３、６２４から生成したそれぞれの電圧ベクトルを切り替えて、ＰＷＭインバータ３に電圧ベクトルを出力する構成も上記実施例と同様の効果がある。
また、第２のトルクフラグｆＴ２のオンオフ周期ｔは、その時間幅ｔを変えることにより、任意に設定してもよい。
【００３２】
図５に本発明の第２実施例を示す。
第２実施例では、上記図２のＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２およびパルス生成手段７０３に代えて、トルク偏差に対応した割合で第２のトルクフラグｆＴ２をオンオフパルスに変換するパルス幅変調手段８０を設けている。パルス幅変調手段８０は、変調波を発生する変調波発生手段８０１と、変調波およびトルク偏差の大小を比較してＯＮまたはＯＦＦの２値を出力する比較手段８０２を備えている。
【００３３】
図６は、第２実施例の動作を詳細に示したものである。
変調波発生手段８０１は、図６上段に示すように、例えば周期が所定の時間ｔおよび最小値が−ΔＴ２、最大値がΔＴの三角波を比較手段８０２に出力する。比較手段は、図６下段に示すように、
変調波の大きさ＞トルク偏差 ならば ｆＴ２＝ＯＮ
変調波の大きさ＜トルク偏差 ならば ｆＴ２＝ＯＦＦ
を出力する。変調波は周期ｔで増加減少を繰り返すため、比較手段８０２は周期ｔでオンオフを繰り返すパルスを出力する。生成したパルスは第２のトルクフラグｒｆＴ２として電圧ベクトル生成手段６２３に与えられる。なお、上記において、ＯＮは第２のトルクフラグｆＴ２が表２における「１」に対応し、ＯＦＦは第２のトルクフラグｆＴ２が表２における「０」に対応する。
【００３４】
以上の構成によって、第２実施例では第１実施例と同様の効果がある。すなわちインバータ冷却装置の小型化を図ることができ、あるいは誘導電動機５の磁気雑音やトルク変動の発生を防止することができ、あるいは電動機の起動時、運転時における衝撃を小さくできる。
【００３５】
第２実施例において、変調波発生手段８０１の変調波（三角波）の周期ｔを可変にしてもよい。また、第２実施例では、制御フラグ群生成手段７において、パルス幅変調手段８０をトルク偏差演算手段６１６の後段に設け、２値ヒステリシスコンパレータ６２１を一次磁束偏差演算手段６１２の後段に設けたが、制御フラグ群生成手段７において、図示を省略するが、パルス幅変調手段８０を一次磁束偏差演算手段６１２の後段に設け、図１７の従来技術に示した３値ヒステリシスコンパレータ６２０をトルク偏差演算手段６１６の後段に設けても、上記実施例と同様の効果がある。
また、第２実施例では、制御フラグ群生成手段７において、図示を省略するが、パルス幅変調手段８０をトルク偏差演算手段６１６の後段と一次磁束偏差演算手段６１２の後段にそれぞれ設けても上記実施例と同様の効果がある。
【００３６】
図７に本発明の第３実施例を示す。
第３実施例では、図５に示した第２実施例における制御フラグ群生成手段７において、トルク偏差演算手段６１６の後段とパルス幅変調手段８０の前段との間にトルク偏差を比例積分して補償信号を出力する比例積分手段８５を追加した構成となっている。比例積分手段８５は、トルク偏差を増幅する比例手段８５２と、トルク偏差を積分する積分手段８５３と、各出力を加算して補償信号を出力する加算手段８５１を備えている。
【００３７】
図７に示す構成において、第２のトルクフラグｆＴ２のＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合は、比例積分手段８５の出力する補償信号の値に基づいて決定される。補償信号の値を大きくする程ＯＮ時間が長くなり、結果としてトルクは増加し、逆に補償信号の値を小さくする程ＯＮ時間が短くなり、結果としてトルクは減少する。
【００３８】
図８は第３実施例の動作を詳細に示したものである。
図の上段は、第２のトルクフラグｆＴ２が所定の周期ｔでオンオフを繰り返している様子を示した図で、図の下段は、第２のトルクフラグｆＴ２により瞬時トルクが変化している様子を示した図である。
【００３９】
積分手段８５３は、トルク指令値と瞬時トルクの誤差の総和を蓄え出力することで、トルク指令値と瞬時トルクの平均値が一致するように第２のトルクフラグｆＴ２のＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合を逐次操作している。すなわち、図８における斜線Ａ部の面積と斜線Ｂ部の面積の総和が等しくなるまで積分を行い続けるので、各面積の総和が等しくなる定常状態ｃにおいては、積分結果としての補償信号を出力しつつ、トルク指令値と瞬時トルクの平均値が一致している。
【００４０】
比例手段８５２は、トルク指令値Ｔ＊と瞬時トルクＴが素早く一致するように第２のトルクフラグｆＴ２のＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合を逐次操作している。例えば、図８において、トルク指令値Ｔ＊より瞬時トルクＴが小さい区間ａにおいては、比例手段８５２は出力を大きくし、その結果トルクを増加する電圧ベクトルを多用することにより、瞬時トルクはトルク指令値に追従する。また、トルク指令値Ｔ＊より瞬時トルクＴが大きい区間ｂにおいて、比例手段８５２は出力を小さくし、その結果トルクを減少するゼロ電圧ベクトルを多用することにより、瞬時トルクはトルク指令値に追従する。このように、比例手段８５２は、トルク指令値と瞬時トルクの誤差を小さくするように動作する。
なお、上記において、ＯＮは第２のトルクフラグｆＴ２が表２における「１」に対応し、ＯＦＦは第２のトルクフラグｆＴ２が表２における「０」に対応する。
【００４１】
以上の構成によって、第３実施例では、第２実施例における制御フラグ群生成手段７に、トルク偏差を比例積分して補償信号を出力する比例積分手段８５を設けることによって、瞬時トルクの平均値は誘導電動機５の回転数に影響されることなくトルク指令値に一致するため、従来の制御で困難であった高精度のトルク制御を高応答に実現できる。
【００４２】
第３実施例において、比例積分手段８５は、トルク偏差を増幅する比例手段８５２のみでもよい。
また、第３実施例では、制御フラグ群生成手段７において、比例積分手段８５をトルク偏差演算手段６１６の後段に設け、２値ヒステリシスコンパレータ６２１を一次磁束偏差演算手段６１２の後段に設けたが、図示を省略するが、制御フラグ群生成手段７において、比例積分手段８５を一次磁束偏差演算手段６１２の後段に設け、図１７の従来技術に示した３値ヒステリシスコンパレータ６２０をトルク偏差演算手段６１６の後段に設けてもよい。
また、第３実施例では、制御フラグ群生成手段７において、図示を省略するが、比例積分手段８５をトルク偏差演算手段６１６の後段と一次磁束偏差演算手段６１２の後段にそれぞれ設けても上記実施例と同様の効果がある。
【００４３】
図９に本発明の第４実施例を示す。
第４実施例では、図５に示した第２実施例における制御フラグ群生成手段７において、極性判別手段７０１の出力する第１のトルクフラグｆＴ１に応じてトルク偏差の極性を操作する符号操作手段７１１を追加した構成になっている。
第４実施例に係わる制御フラグ群生成手段７の動作を図１０を参照にして説明する。
【００４４】
図１０はトルク指令値Ｔ＊の極性が負（誘導電動機を正転・回生または逆転・力行で運転する）の場合のパルス発生手段８０の動作を示すものである。
トルク指令値Ｔ＊の極性が正（誘導電動機を正転・力行または逆転・回生で運転する）の場合、符号操作手段７１１は、トルク偏差の極性を操作せずそのまま出力する。制御フラグ群生成手段７は、第１実施例で示した動作と同様の動作をするため、説明を省略する。
【００４５】
以下、トルク指令値Ｔ＊の極性が負（誘導電動機を正転・回生または逆転・力行で運転する）の場合のパルス発生手段８０の動作を図１０を参照に説明する。この場合、符号操作手段７１１は、トルク偏差の極性を反転して改良トルク偏差Ｔ−Ｔ＊を出力する。
第１のトルクフラグｆＴ１は、極性判別手段７０１により生成され、逆転方向（３値ヒステリシスコンパレータ６２０の出力が−１に対応する方向）にトルクを増加させる指令ｆＴ１＝０として電圧ベクトル生成手段６２３に与えられる。
【００４６】
一方、第２のトルクフラグｆＴ２は、パルス幅変調手段８０により生成され図１０に示すように、
変調波の大きさ＞トルク偏差 ならばｆＴ２＝ＯＮ
変調波の大きさ＜トルク偏差 ならば ｆＴ２＝ＯＦＦ
の変調波周期ｔでオンオフを繰り返すパルスとして電圧ベクトル生成手段６２３に与えられる。
なお、上記において、ＯＮは第２のトルクフラグｆＴ２が表２における「１」に対応し、ＯＦＦは第２のトルクフラグｆＴ２が「０」に対応する。
【００４７】
以上の構成によって。第４実施例では、トルク指令値Ｔ＊の負極性でも運転することができるため、誘導電動機５のすべての運転モード（正・逆転および電動・発電の４象限）における運転が可能になる。従って、すべての運転モードにおいて、第２実施例と同様の効果がある。
符号操作手段７１１でトルク偏差の極性の反転操作を行う理由は、トルク指令値Ｔ＊および瞬時トルクＴの符号がトルク指令値Ｔ＊を正極性で運転する時と比べて共に反対の極性となっているためで、上記のように、反転操作を行うことで、正極性で運転する時と同様のオンオフ制御が可能になる。
【００４８】
第４実施例は、図示を省略するが、トルク指令値Ｔ＊の極性に応じてパルス幅変調手段の変調波の極性を反転操作しても上記実施例と同様の効果がある。
また、第４実施例は、図１１に示すように、トルク偏差を互いに極性の異なる２つの変調波を用いてパルス幅変調を行うことでｆＴを与えても上記実施例と同様の効果がある。
また、第３実施例の効果と第４実施例の効果は、それぞれ独立した効果であるため、第３実施例の構成と第４実施例の構成を組み合わせた構成としてもよい。
【００４９】
また、第４実施例は、図示を省略するが、符号操作手段７１１の後段とパルス幅変調手段８０の前段の間に比例積分手段８５を設け、トルク指令値Ｔ＊の極性に応じて比例積分手段８５の出力である補償信号の極性を操作しても上記実施例と同様の効果がある。
また、図示を省略するが、第１実施例におけるＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２と第３実施例における比例積分手段８５は、同一の作用をする手段であるため、ＯＮ／ＯＦＦ率演算手段７０２と比例積分手段８５を入れ替えた構成としてもよい。
【００５０】
図１２に本発明の第５実施例を示す。
第５実施例では、上記制御フラグ群生成手段７は、図１２に示すように、一次磁束偏差から一次磁束ベクトルの大きさの増加／減少を指令する一次磁束フラグｆφを出力する２値ヒステリシスコンパレータ６２１と、トルク偏差から前記瞬時トルク値の増加／減少／現状保持を指令するトルクフラグｆＴを出力する３値ヒステリシスコンパレータ６２０と、３値ヒステリシスコンパレータ６２０の後段に、トルクフラグｆＴのパルス列に所定の間隔Ｔ（例えば、１００マイクロ秒）で短い時間幅ΔｔのトルクフラグｆＴとは異なる論理（例えば現状保持を表す論理）のパルスを挿入し改良トルクフラグｆＴ’を出力する変更手段７５を備えている。上記変更手段７５は、図１１に示すように、上記所定の間隔Ｔを計測するタイマ手段７５１と、上記短い時間幅Δｔのパルスを発生する鋸波加算手段７５２とを設けている。
【００５１】
図１３は第５実施例の動作を詳細に示したものである。
３値ヒステリシスコンパレータ６２０から出力されるトルクフラグｆＴはトルク偏差に応じてトルクの増加・減少・現状保持の３状態のいずれかを持つ制御フラグであるため、３値ヒステリシスコンパレータ６２０で得られたトルクフラグｆＴをそのままスイッチングテーブル（電圧ベクトル生成手段）６２３に出力すると、ＰＷＭインバータ３のスイッチング周波数は、所望の周波数より低くなる場合が十分に考えられる。このため、図１３の上段に示すようなパルス列となっているトルクフラグｆＴに対して、図１３の中断に示すように、鋸波加算手段７５２は、タイマ７５１による所定の間隔ｔ（例えば１００マイクロ秒）でトルクフラグｆＴのパルス列に、短い時間幅ΔｔのトルクフラグｆＴとは異なる論理（例えば現状保持を表す論理）のパルスを挿入するよう動作することで、図１３の下段に示すように、スイッチングテーブル６２３に出力する改良トルクフラグｆＴ’のパルス列の周波数を増加させて所定の値に規定している。
【００５２】
このように、改良トルクフラグｆＴ’が変更される時間を所定の間隔ｔに設定することで、ＰＷＭインバータ３に出力するスイッチング周波数の下限値が規定できる。
従って、制御フラグ群生成手段７において、変更手段７５を設けることによって、スイッチング周波数が低くなりすぎることを防止できる。
改良トルクフラグｆＴ’の操作周期ｔは、タイマ７５１で計測する時間幅を変えることにより、任意に設定してもよい。
第５実施例では、変更手段７５において、タイマ７５１および鋸波加算手段７５２を、トルクフラグｆＴを出力する３値ヒステリシスコンパレータ６２０の後段に設けたが、一次磁束フラグｆφを出力する２値ヒステリシスコンパレータ６２１の後段に適用して、一次磁束フラグｆφを操作するようにしてもよい。
【００５３】
図１４に本発明の第６実施例を示す。
第６実施例は、第２実施例から第５実施例を兼ね備えたインバータ制御装置をマイクロプロセッサ９を用いて制御するものである。
図１４において、マイクロプロセッサ９は、トルク指令値Ｔと一次磁束指令値φ１と、バッテリ電圧Ｅと、モータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と電圧ベクトル（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）を入力して、トルクの増加／減少／現状保持指令であるトルクフラグｆＴと、一次磁束の増減指令を表す一次磁束フラグｆφと、一次磁束の位相角を表す位相フラグｆθを出力する。
【００５４】
スイッチングテーブル６２３は、上記各実施例と同様にＰＷＭインバータ３に送り出す電圧ベクトル（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）を記憶しているスイッチングテーブルである。
スイッチングテーブル６２５は、マイクロプロセッサ９に送り出す電圧ベクトル（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）を記憶しているスイッチングテーブルで、表３に示すように、スイッチングテーブル６２３に記憶されている電圧ベクトルのゼロ電圧ベクトル（０および７）を消去した内容を記憶している。
【００５５】
【表３】

【００５６】
マイクロプロセッサ９の内部構造は、周知のように、プログラムに従って逐次演算を実行するＣＰＵと、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とディジタル信号をＣＰＵに入力する入力ポートと、ディジタル信号をＣＰＵから出力する出力ポートと、ＣＰＵで演算した値を三角波で大小比較を行い、その大小に応じたＯＮ／ＯＦＦパルスを出力するＰＷＭポートなどから構成される。
【００５７】
図１５に、第６実施例のインバータ制御装置におけるマイクロプロセッサ９の動作を示す。図中、Ａ区間のルーチンをＣＰＵで繰り返し演算を行い、一方、図中、Ｂ区間のルーチンをＰＷＭポートで繰り返し並列演算される様子を示したものである。
図１５において、図１７の従来制御装置または上記実施例の制御装置と同一の機能のステップについては、同一符号を付して示したので説明を省略し、ここでは、ステップ９０３の一次端子電圧補正について以下に説明する。
【００５８】
従来技術及び上記各実施例で示したインバータ制御装置においては、一次端子電圧は、実際にＰＷＭインバータ３に与えている電圧ベクトル（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）から演算を行う構成になっているが、本実施例のように、マイクロプロセッサ９を使用してインバータ制御を行う場合では、ＰＷＭポートを用いて電圧ベクトルを操作しているため、ＣＰＵ９が一次電流や電圧ベクトルなどの誘導電動機５の状態量を入力してから演算周期Ｔ０後に各フラグを出力するまでの間に、途中で電圧ベクトルがゼロベクトルに遷移してしまうため、トルクの実際値と演算値および一次磁束ベクトルの実際値と演算値との間にゼロ電圧ベクトル挿入による誤差が生じる。
そのため、この誤差を補正するためにステップ９０３において一次端子電圧補正機能を与えている。
【００５９】
以下に、ステップ９０３における一次端子電圧の補正方法を、図１６を参照して説明する。
図１６の上段はＰＷＭポートの動作を示した図で、三角波と改良トルク偏差（破線）の大小を比較している様子を表している。中段は、上段の比較によって決まるスイッチングテーブル６２３に出力する第２のトルクフラグｆＴ２の遷移を表している。下段は、第２のトルクフラグｆＴ２がＯＮ（トルク増加指令）になっている時間を計測するカウンタの様子を表している。
ここでは、上述の表２に示したとおり、第２トルクフラグｆＴ２がＯＦＦ状態の時に、必ずスイッチングテーブル６２３がゼロ電圧ベクトルを選択することを利用して、ＣＰＵの演算周期Ｔ０と第２トルクフラグｆＴ２がＯＮになっている時間の割合（ｄｕｔｙ）を演算し、この割合とスイッチングテーブル６２５が出力する電圧ベクトル（Ｓｕ´，Ｓｖ´，Ｓｗ´）から、
Ｕ相端子電圧＝Ｅ×Ｓｕ´×ｄｕｔｙ
Ｖ相端子電圧＝Ｅ×Ｓｖ´×ｄｕｔｙ
Ｗ相端子電圧＝Ｅ×Ｓｗ´×ｄｕｔｙ
により、一次端子電圧の補正を行うように動作する。
【００６０】
第６実施例は、トルク偏差をＰＷＭポートに与えてパルス幅変調をする個性として、トルクフラグｆＴを操作したが、一次磁束変化さをＰＷＭポートに与えてパルス幅変調をする構成として、一次磁束フラグｆφを操作するようにしてもよい。
この第６実施例は、第５実施例の変更手段を用いて実施した場合についても同様に適用できる。
【００６１】
以上各実施例により詳細に説明したごとく、本発明に係わる誘導電動機のインバータ制御装置によれば、従来の高速トルク方式では困難であったインバータスイッチング周波数の一定化が簡単な装置を追加するだけで可能となるため、インバータ冷却装置を大型にすることなく、また、電動機の磁気騒音やトルク変動を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る誘導電動機のインバータ制御装置を示すブロック線図である。
【図２】本発明の第１実施例の制御フラグ群生成手段を示すブロック線図である。
【図３】本発明の第１実施例のＯＮ／ＯＦＦ率生成手段の動作示すグラフである。
【図４】本発明の第１実施例の制御フラグ群生成手段の変形例を示すブロック線図である。
【図５】本発明の第２実施例のパルス幅変調手段を示すブロック線図である。
【図６】本発明の第２実施例のパルス幅変調手段の動作を示すタイムチャート。
【図７】本発明の第３実施例の比例積分手段を示すブロック線図である。
【図８】本発明の第３実施例の積分手段の動作を示すタイムチャート。
【図９】本発明の第４実施例の符号操作手段を示すブロック線図である。
【図１０】本発明の第４実施例の符号操作手段の動作を示すタイムチャート。
【図１１】本発明の第４実施例の符号操作手段の変形例の動作を示すタイムチャート。
【図１２】本発明の第５実施例の変更手段を示すブロック線図である。
【図１３】本発明の第５実施例の変更手段の動作を示すタイムチャート。
【図１４】本発明の第６実施例に係る誘導電動機のインバータ制御装置を示すブロック線図である。
【図１５】本発明の第６実施例のマイクロプロセッサの動作を示す流れ図である。
【図１６】本発明の第６実施例の一次端子電圧補正を示すタイムチャートである。
【図１７】従来の誘導電動機のインバータ制御装置を示すブロック線図である。
【図１８】誘導電動機の一次磁束ベクトルの位相角θの領域を示す位相分割図である。
【図１９】誘導電動機の電圧ベクトルとスイッチングテーブルの数値との関係を示す図。
【符号の説明】
２ 電圧検出器（電圧検出手段）
３ ＰＷＭインバータ（インバータ）
４ 電流検出器（電流検出手段）
５ 誘導電動機（多相誘導電動機）
６ インバータ制御回路（インバータ制御装置）
６０９，６１０ ブロック（磁束ベクトル演算手段）
６１２ ブロック（一次磁束偏差演算手段）
６１５ ブロック（トルク演算手段）
６１６ ブロック（トルク偏差演算手段）
６２２ ブロック（位相角演算手段）
６２３ スイッチングテーブル（電圧ベクトル生成手段）
６２４ スイッチングテーブル（電圧ベクトル生成手段）
６２５ スイッチングテーブル（電圧ベクトル生成手段）
７ 制御フラグ群生成手段（電圧ベクトル制御手段、制御フラグ群生成手段）
７０１ 極性判定手段
７０２ ＯＮ／ＯＦＦ率演算手段
７０３ パルス生成手段（操作手段、パルス生成手段）
７１１ 符号操作手段
７５ 変更手段
７５１ タイマ手段
７５２ 鋸波加算手段
８０ パルス幅変調手段
８０１ 変調波発生手段
８０２ 比較手段
８５ 比例積分手段（制限手段、補償手段）
８５２ 比例手段
８５３ 積分手段
９ マイクロプロセッサ（電圧補正手段）
φ１＊ 一次磁束指令値
Ｔ＊ トルク指令値

Claims (9)

1. インバータを用いて運転される多相誘導電動機のステータに発生させる一次磁束とこの多相誘導電動機に発生させるトルクをそれぞれ一次磁束指令値とトルク指令値により制御する装置であって、
   前記多相誘導電動機に印加される一次端子電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記多相誘導電動機に流れる一次電流を検出する電流検出手段と、
   前記一次端子電圧と前記一次電流から一次磁束ベクトルを演算する磁束ベクトル演算手段と、
   前記一次端子電圧と前記一次電流から瞬時トルク値を演算するトルク演算手段と、
   前記一次磁束指令値と前記一次磁束ベクトルとの偏差および前記トルク指令値と前記瞬時トルク値とのトルク偏差および前記一次磁束ベクトルの位相角に基づき前記インバータより出力する電圧ベクトルを生成する電圧ベクトル生成手段とを備えたインバータ制御装置において、
   前記電圧ベクトル生成手段により生成された前記電圧ベクトルの遷移を制御する電圧ベクトル制御手段を備え、
   前記電圧ベクトル制御手段は、前記電圧ベクトルの変更を所定の期間制限する制限手段および前記電圧ベクトルを任意の時間間隔で異なる電圧ベクトルに操作する操作手段を有することを特徴とするインバータ制御装置。
2. インバータを用いて運転される多相誘導電動機のステータに発生させる一次磁束とこの多相誘導電動機に発生させるトルクをそれぞれ一次磁束指令値とトルク指令値により制御する装置であって、
   前記多相誘導電動機に印加される一次電圧と前記多相誘導電動機に流れる一次電流から一次磁束ベクトルを演算する磁束ベクトル演算手段と、
   前記一次磁束ベクトルと前記一次電流から瞬時トルク値を演算するトルク演算手段と、 前記一次磁束指令値と前記一次磁束ベクトルの大きさとの一次磁束偏差を演算する一次磁束偏差演算手段と、
   前記トルク指令値と前記瞬時トルク値とのトルク偏差を演算するトルク偏差演算手段と、
   前記一次磁束ベクトルの位相角を演算する位相角演算手段と、
   前記一次磁束偏差から前記一次磁束ベクトルの大きさの増加／減少を指令する制御フラグおよび前記トルク偏差から前記瞬時トルク値の増加／減少／現状保持を指令する制御フラグ群生成手段と、
   前記位相角および前記制御フラグから前記インバータに出力する電圧ベクトルを生成する電圧ベクトル生成手段とを備えたインバータ制御装置において、
   前記制御フラグ群生成手段は、所定の時間でオンオフを繰り返すパルスを生成するパルス生成手段を備え、このパルスにより前記制御フラグを決定し、前記パルスのオン時間とオフ時間の割合が前記一次磁束偏差または前記トルク偏差の少なくともいずれかの偏差に対応した割合であることを特徴とするインバータ制御装置。
3. インバータを用いて運転される多相誘導電動機のステータに発生させる一次磁束とこの多相誘導電動機に発生させるトルクをそれぞれ一次磁束指令値とトルク指令値により制御する装置であって、
   前記多相誘導電動機に印加される一次電圧と前記多相誘導電動機に流れる一次電流から一次磁束ベクトルを演算する磁束ベクトル演算手段と、
   前記一次磁束ベクトルと前記一次電流から瞬時トルク値を演算するトルク演算手段と、 前記一次磁束指令値と前記一次磁束ベクトルの大きさとの一次磁束偏差を演算する一次磁束偏差演算手段と、
   前記トルク指令値と前記瞬時トルク値とのトルク偏差を演算するトルク偏差演算手段と、
   前記一次磁束ベクトルの位相角を演算する位相角演算手段と、
   前記一次磁束偏差から前記一次磁束ベクトルの大きさの増加／減少を指令する制御フラ グおよび前記トルク偏差から前記瞬時トルク値の増加／減少／現状保持を指令する制御フラグ群生成手段と、
   前記位相角および前記制御フラグから前記インバータに出力する電圧ベクトルを生成する電圧ベクトル生成手段とを備えたインバータ制御装置において、
   所定の時間が経過するごとに、前記制御フラグを前記所定の時間より短い時間異なる値に変更する変更手段を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
4. 前記制御フラグ群生成手段は、前記所定の時間が経過するごとに、前記多相誘導電動機の線間電圧をすべてゼロとするゼロ電圧ベクトルを指令する制御フラグを出力することを特徴とする請求項２または３記載のインバータ制御装置。
5. 前記制御フラグ群生成手段のパルス生成手段は、所定の振幅で交互に増加と減少を繰り返す変調波を発生する変調波発生手段を備え、この変調波によりトルク偏差または一次磁束偏差をパルス幅変調するパルス幅変調手段を備えたことを特徴とする請求項２または４記載のインバータ制御装置。
6. 前記制御フラグ群生成手段は、前記一次磁束偏差または前記トルク偏差を比例または比例積分増幅した補償信号を出力する補償手段を備えたことを特徴とする請求項２、４、５のいずれかに記載のインバータ制御装置。
7. 前記制御フラグ群生成手段は、前記一次磁束偏差または前記トルク偏差または前記補償信号を所定の値に制限するリミッタ手段を備えたことを特徴とする請求項２または４から６のいずれかに記載のインバータ制御装置。
8. 前記制御フラグ群生成手段は、前記トルク指令値または前記トルク偏差に基づき前記偏差または前記補償信号または前記変調波のいずれか一つの符号を操作する符号操作手段を備えたことを特徴とする請求項２または４から７のいずれかに記載のインバータ制御装置。
9. 前記インバータ制御装置は、前記制御フラグ群生成手段のパルスのオン時間とオフ時間の割合または前記制御フラグを異なる値に変更した時間に基づいて前記一次電圧を補正する電圧補正手段を備えたことを特徴とする請求項２から８のいずれかに記載のインバータ制御装置。

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