JP2006109541A

JP2006109541A - 電力変換器の制御装置

Info

Publication number: JP2006109541A
Application number: JP2004288898A
Authority: JP
Inventors: Kentaro Suzuki; 健太郎鈴木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2004-09-30
Filing date: 2004-09-30
Publication date: 2006-04-20

Abstract

【課題】３レベル変換器において、高速な電流制御応答を可能としながら、高調波抑制が可能かつスイッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ制御方式を実現する。
【解決手段】３レベル変換器の電流指令と出力電流との偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度θΔｉを演算し、電力変換器の電圧基準ベクトルＶ＊の属する領域を演算し、この領域Ｖｚと電流偏差ベクトルの角度θΔｉと自身の出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷとに基づいて、電圧基準ベクトルＶ＊の属する領域Ｖｚの３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成する。このスイッチングシーケンスにより出力されるスイッチング信号に基づいて自己消弧形スイッチング素子を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、自己消弧形スイッチング素子を有し、交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器の制御装置に関する。

交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器（以下、３レベル変換器という）は、交流側各相が２レベルの電圧値を出力可能な電力変換器（以下、２レベル変換器という）に比べ、交流側に出力される電圧の含有高調波が少ない点で有利である。また、３レベル変換器は、正側及び負側アームにおいて自己消弧形スイッチング素子が２個直列となるため、出力電圧の高圧化を図れる利点もある。３レベル変換器の一例は特許文献１に記載されている。

図１１は従来の３レベル変換器の主回路構成及びその制御装置の代表例を示す模式図である。この３レベル変換器は、直流電力の授受を行うための直流端子Ｐ，Ｎと、各直流端子Ｐ，Ｎ間の直流電圧を正側直流電圧と負側直流電圧に分割するための２つの直流平滑コンデンサ１，２と、各直流平滑コンデンサ１，２により分割された正側及び負側直流電圧が加えられる中性点クランプ式３相ブリッジ回路３と、この３相ブリッジ回路３から出力される交流電力の授受を行うための３相交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗとを備えている。なお、中性点クランプ式３相ブリッジ回路３は、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）又はＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードで構成されている。

係る３レベル変換器は、直流端子Ｐ，Ｎを直流電源に接続し、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されたモータ等の負荷に交流電力を供給する３レベルインバータとして用いる場合と、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗを交流電源に接続し、直流端子Ｐ，Ｎに接続されたインバータ等の負荷に直流電力を供給する３レベルコンバータとして用いる場合とがある。これら３レベルインバータと３レベルコンバータとは、呼び方が異なるだけで、構成、基本動作及び解決課題が共通するので、本願明細書では両者を区別せずに３レベル変換器と呼ぶ。

一方、図１１に示す制御装置は、３相の電流指令値ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊及び電流検出器４により検出される電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する電流制御回路５と、３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から三角波比較方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことにより自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を演算する三角波ＰＷＭ回路６と、このオン／オフ信号に対応するゲート信号を３相ブリッジ回路３の自己消弧形スイッチング素子のゲートに入力するゲート回路７とを備えている。

これにより、制御装置は、３レベル変換器の交流側各相の出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを電流指令値ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊に追従させるように、３相ブリッジ回路３のスイッチング素子を制御する。また、３レベル変換器の制御方式には、前述の三角波比較方式ＰＷＭ以外に、電圧空間ベクトルを導入し、スイッチング動作の自由度を高めた方式も提案されている（例えば、特許文献２参照）。

以上のような３レベル変換器の制御装置は、いずれも電流制御回路５が出力する３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従って、ＰＷＭ制御回路（三角波ＰＷＭ回路６）が制御周期当たりの平均値として３レベル変換器の出力電圧を制御する。従って、電流制御の応答を高めるためには制御周期を短くする必要が生じ、結果として、スイッチング素子のスイッチング周波数を高める必要がある。

しかしながら、スイッチング素子にはスイッチング周波数の上限値が規定されており、またスイッチング周波数を高めることは、３レベル変換器のスイッチング損失を増加させることにもつながる。よって、電流制御応答を高めることには限界がある。

一方、２レベル変換器においては、高速な電流応答を得られる制御方式として、電流ヒステリシスバンドによるＰＷＭ制御法がある。図１２はこのＰＷＭ制御法が適用された２レベル変換器の主回路構成及びその制御装置の一例を示す模式図である。この２レベル変換器は、直流電力の授受を行うための直流端子Ｐ，Ｎと、各直流端子Ｐ，Ｎ間の直流電圧を平滑化するための直流平滑コンデンサ１と、直流平滑コンデンサ１により平滑化された直流電圧が加えられる３相ブリッジ回路８と、この３相ブリッジ回路８から出力される交流電力の授受を行うための３相交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗとを備えている。なお、３相ブリッジ回路８は、ＧＴＯ，ＩＥＧＴ等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードとから構成されている。

制御装置は、前述した各回路５，６に代えて、電流検出器４とゲート回路７との間に減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ、ヒステリシスコンパレータ１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ及び論理回路１１を備えている。

ここで、減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗは、それぞれ３相の電流指令値ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊及び電流検出器４により検出される電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとを入力し、電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗをヒステリシスコンパレータ１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗに出力する。

ヒステリシスコンパレータ１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗは、この電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを入力して、その値が設定されたヒステリシス幅（ｈｙｓ／２）を超えていたら出力を論理値“１”に変更し、（−ｈｙｓ／２）を下回っていたら出力を論理値“０”に変更する。なお、ヒステリシスコンパレータ１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗの出力は３相ブリッジ回路８の各相のＰＷＭ信号Ｕｏ、Ｖｏ、Ｗｏであり、論理回路１１に入力される。

論理回路１１は、論理値“１”又は“０”をもつＰＷＭ信号Ｕｏ、Ｖｏ、Ｗｏが入力されると、ＰＷＭ信号Ｕｏ、Ｖｏ、Ｗｏ及びその論理反転信号に、所定のオンディレイタイム処理を行い、３相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路１１の出力はゲート回路７を介して３相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。

このような制御装置の動作は単純には図１３により説明可能である。すなわち、回路の動作は、破線で示した正弦波の電流指令値ｉｕ＊の上下に、点線で示した各（ｈｙｓ／２）のヒステリシス幅を有する。ここで、電流ｉｕが正方向へ変化して電流指令値（ｉｕ＊＋ｈｙｓ／２）に達すると、ヒステリシスコンパレータ１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの出力が論理値“０”となって３相ブリッジ回路８の負側のスイッチング素子をオンして交流負荷に負電圧を印加して、電流ｉｕを負方向へ変化させる。

また、電流ｉｕが負方向へ変化して電流指令値（ｉｕ＊−ｈｙｓ／２）に達すると、３相ブリッジ回路８の正側のスイッチング素子をオンして交流負荷に正電圧を印加して電流ｉｕを正方向へ変化させる。

以上により、制御装置は、電流ｉｕを電流基準ｉｕ＊の±ｈｙｓ／２のヒステリシス幅内に収めるように制御する。コンパレータのゲインはほぼ無限大といってよいから、超高速の電流制御応答が得られる。但し、同じくコンパレータのゲインがほぼ無限大ということから、スイッチング周波数を制限するためのヒステリシス幅が必要である。最大のスイッチング周波数は交流負荷の漏れインピーダンス、直流電源電圧、自己消弧形素子のスイッチング速度等とヒステリシス幅によって定まる。

このように電流制御応答が非常に高速であるという長所を有するにもかかわらず、ヒステリシスバンドＰＷＭ制御が最近あまり用いられなくなってきている。この理由には次の（１），（２）等がある。
（１）運転状態によって、スイッチング周波数が大きく変化する。
（２）三角波比較ＰＷＭ制御等に比べ、同一スイッチング周波数での電流リプルが著しく大きい。

なお、変調周波数が変化すると、騒音・ラジオノイズ対策が困難となる。また、変換器の設計は最高スイッチング周波数に合わせるので、スイッチング周波数が変動する場合、装置の大型化を招く。最高スイッチング周波数を下げるためにヒステリシスバンド幅を大きくすると、電流リプルが増大する。電流リプルの増大は高調波含有率の増大につながるだけでなく、スイッチング素子の電流定格に電流リプル分だけマージンを持たせる必要があるので、非常に不利である。

一方、上述したヒステリシスバンドＰＷＭ制御の欠点を補い、高速な電流制御応答を得られる方式が提案されている（例えば、特許文献３参照）。
図１４はこの方式が適用された２レベル変換器及びその制御装置の一例を示す模式図である。この制御装置は、図１２に示したヒステリシスコンパレータ１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗに代えて、ベクトル角演算回路１２、スイッチングシーケンス論理回路１３及びシーケンス起動回路１４を、減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗと論理回路１１との間に備えている。ここで、減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗは、電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗをベクトル角演算回路１２及びシーケンス起動回路１４に出力する。

ベクトル角演算回路１２は、この電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗに基づいて、電流偏差ベクトルΔｉの角度θΔｉを求め、得られた電流偏差ベクトル角θΔｉをスイッチングシーケンス論理回路１３に入力する。

シーケンス起動回路１４は、減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗから入力された電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗおよび現在出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいてシーケンス起動信号Ｓｅｑをスイッチングシーケンス論理回路１３に入力する。

スイッチングシーケンス論理回路１３は、ベクトル角演算回路１２から入力された電流偏差ベクトル角θΔｉと、シーケンス起動回路１４から入力されたシーケンス起動信号Ｓｅｑとに基づいて動作し、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）をシーケンス起動回路１４及び論理回路１１に出力する。

論理回路１１は、このスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいて、３相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路１１の出力はゲート回路７を介して３相ブリッジ回路８の相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。図１４に示す制御装置の詳細な動作は、特許文献３に述べられているので、記載を省略するが、結果として、高速な電流制御応答が可能でありながら、高調波抑制が可能かつスイッチング周波数が大幅に変動することの無いＰＷＭ制御が得られる。
特開昭５６−７４０８８号公報特許第３２２９８９７号公報特許第３２６７５２４号公報

しかしながら、以上のような特許文献３に記載の電力変換器の制御装置は、変換器として２レベル変換器を対象としており、３レベル変換器には対応していない。

本発明は上記実情を考慮してなされたもので、３レベル変換器において、高速な電流制御応答を可能としながら、高調波抑制が可能かつスイッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ制御方式を実現した電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、自己消弧形スイッチング素子を有して交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器に対し、前記電力変換器の出力電流が電流指令に追従するよう制御する，電力変換器の制御装置であって、前記電流指令と前記出力電流との偏差を演算する電流偏差演算回路と、この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算回路と、前記電力変換器の電圧基準ベクトルに基づいて、電圧基準ベクトルの属する領域を演算するベクトル領域演算回路と、このベクトル領域演算回路で演算された領域と前記ベクトル角演算回路で演算された電流偏差ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、前記電圧基準ベクトルの属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理回路とを具備し、前記スイッチングシーケンス論理回路から出力されるスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチング素子を制御する，電力変換器の制御装置である。

第２の発明は、自己消弧形スイッチング素子を有して交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器に対し、前記電力変換器の出力電流が電流指令に追従するよう制御する，電力変換器の制御装置であって、前記電流指令と前記出力電流との偏差を演算する電流偏差演算回路と、この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算回路と、前記電力変換器の交流側に接続された電圧源の電圧ベクトルを演算する電圧ベクトル演算回路と、この電圧ベクトル演算回路で演算された電圧ベクトルに基づいて、電圧ベクトルの属する領域を演算するベクトル領域演算回路と、このベクトル領域演算回路で演算された領域と前記ベクトル角演算回路で演算された電流偏差ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、前記電圧ベクトルの属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理回路とを具備し、前記スイッチングシーケンス論理回路から出力されるスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチング素子を制御する，電力変換器の制御装置である。

第３の発明は、自己消弧形スイッチング素子を有して交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器に対し、前記電力変換器の出力電流が電流指令に追従するよう制御する，電力変換器の制御装置であって、前記電流指令と前記出力電流との偏差を演算する電流偏差演算回路と、この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算回路と、前記交流側各相が出力している電圧値に対応する出力電圧ベクトルを演算する出力電圧ベクトル演算回路と、この出力電圧ベクトル演算回路で演算された出力電圧ベクトルに基づいて、出力電圧ベクトルの属する領域を演算するベクトル領域演算回路と、このベクトル領域演算回路で演算された領域と前記ベクトル角演算回路で演算された電流偏差ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、前記出力電圧ベクトルの属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理回路とを具備し、前記スイッチングシーケンス論理回路から出力されるスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチング素子を制御する，電力変換器の制御装置である。

（作用）
従って、第１〜第３の発明は以上のような手段を講じたことにより、スイッチングシーケンス論理回路が、演算された領域と演算された電流偏差ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、電圧基準ベクトルの属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成し、制御装置がスイッチングシーケンス論理回路から出力されるスイッチング信号に基づいて自己消弧形スイッチング素子を制御する。

このため、３レベル変換器において、電流偏差ベクトルの変化分が電圧基準ベクトルとそれが属する領域の頂点との差分に対応する小さい変化分に抑制されることにより、電流偏差ベクトルの急峻な変化を無くしているので、高調波を抑制可能となっている。

また、３レベル変換器において、一連のスイッチングシーケンスがゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わるので、過渡状態において、遠く離れた非ゼロ電圧ベクトルが要求される場合でも、ゼロベクトルを経由して容易に非ゼロ電圧ベクトルに移行できるので、高速な電流制御応答が可能となっている。

さらに、シーケンス論理回路を一定周期毎に起動することにより、回転数が低い場合に（対応して逆起電力が小さくなってゼロベクトルの期間が延びる状態に）おけるスイッチング周波数の低下を抑制できるので、スイッチング周波数が大幅に変動することがない。

従って、３レベル変換器において、高速な電流制御応答を可能としながら、高調波抑制が可能かつスイッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ制御方式を実現した電力変換器の制御装置を提供することができる。

以上説明したように本発明によれば、３レベル変換器において、高速な電流制御応答を可能としながら、高調波抑制が可能かつスイッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ制御方式を実現した電力変換器の制御装置を提供できる。

以下、本発明の各実施形態について図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図であり、図１４と同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、ここでは異なる部分について主に述べる。なお、以下の各実施形態も同様にして重複した説明を省略する。

すなわち、本実施形態は、図１４に示した電力変換器の制御装置を３レベル変換器に対応させたものであり、３レベル変換器としては図１１に示した構成が用いられている。

３レベル変換器の制御装置としては、図１４に示した電流検出器４、減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ、ベクトル角演算回路１２、論理回路１１及びゲート回路７に加え、図１４に示した２レベル変換器用の各回路１３，１４に代えて、３レベル変換器用のスイッチングシーケンス論理回路２０、シーケンス起動回路２１及びベクトル領域演算回路２２を備えている。

ここで、スイッチングシーケンス論理回路２０は、ベクトル角演算回路１２の出力する電流偏差ベクトル角θΔｉと、シーケンス起動回路２１の出力するシーケンス起動信号Ｓｅｑと、ベクトル領域演算回路２２の出力するベクトル領域信号Ｖｚとに基づいて動作し、スイッチング指令ベクトル（スイッチング信号）ＳＷ＝（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）を論理回路１１及びシーケンス起動回路２１に出力するものである。

補足すると、スイッチングシーケンス論理回路２０は、ベクトル領域演算回路２２で演算された領域Ｖｚとベクトル角演算回路１２で演算された電流偏差ベクトルの角度θΔｉと自身の出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷとに基づいて、電圧基準ベクトルＶ＊の属する領域Ｖｚの３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成する機能をもっている。

ここで、「電圧…ベクトルの属する領域Ｖｚの３個の頂点」等について図２を用いて説明する。図２中、内部が計２４個の小三角形領域に分割された大六角形は、３レベル変換器が出力可能な電圧ベクトルを空間ベクトルとして表現したものである。各小三角形領域の頂点が３レベル変換器が出力可能な電圧ベクトルを表し、３相各相がそれぞれ正電圧、ゼロ電圧、負電圧の３レベルの電圧値を出力できるので、計２７個（＝３^３）の電圧ベクトルが存在する。例えば（１，０，−１）は、Ｕ相が正電圧、Ｖ相がゼロ電圧、Ｗ相が負電圧となる電圧ベクトルを表している。各小三角形の頂点のうち、大六角形の外側の辺上にあるものは１通りの電圧ベクトルしか持たないが、原点Ｏでは３通り、残りの頂点では２通りの電圧ベクトルをそれぞれ持っている。このとき、電圧ベクトルＶの周囲の３個の頂点を結んだ閉領域が当該電圧ベクトルＶの属する領域Ｖｚである。

シーケンス起動回路２１は、減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗから個別に受ける電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗおよび現在出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいてシーケンス起動信号Ｓｅｑ“１”又は“０”をスイッチングシーケンス論理回路２０に出力するものである。

シーケンス起動信号Ｓｅｑは、電流偏差ベクトルΔｉの絶対値がある値を超えて、かつ現在のスイッチング指令ベクトルＳＷが所定の条件を満たす場合、又は前回起動した時点よりある時間が経過した場合のいずれかの条件が成立した場合に“１”となる。シーケンス起動信号Ｓｅｑは一連のスイッチングシーケンスが完了した後、“０”にクリアされる。

ベクトル領域演算回路２２は、３レベル変換器の交流側電圧基準ベクトルＶ＊が入力されると、電圧基準ベクトルＶ＊が電圧空間ベクトル上のどの領域に属するかを表すベクトル領域信号Ｖｚをスイッチングシーケンス論理回路２０に出力するものである。

次に、以上のように構成された３レベル変換器の制御装置の動作を説明する。
いま、減算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗは、それぞれ入力される３相の電流指令値ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊から、電流検出器４による電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを減算し、得られた電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗをベクトル角演算回路１２及びシーケンス起動回路２１に出力する。

ベクトル角演算回路１２は、この電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗに基づいて、電流偏差ベクトルΔｉの角度θΔｉを求め、得られた電流偏差ベクトル角θΔｉをスイッチングシーケンス論理回路２０に入力する。

また、ベクトル領域演算回路２２は、３レベル変換器の交流側電圧基準ベクトルＶ＊が入力されると、電圧基準ベクトルＶ＊が電圧空間ベクトル上のどの領域に属するかを表すベクトル領域信号Ｖｚをスイッチングシーケンス論理回路２０に出力する。例えば電圧ベクトルＶが図２のような位置にある場合、電圧ベクトルＶをベクトル領域演算回路２２に入力すると、ベクトル領域信号Ｖｚがスイッチングシーケンス論理回路２０に出力される。

スイッチングシーケンス論理回路２０は、シーケンス起動回路２１からのシーケンス起動信号Ｓｅｑが“１”となった場合に、このベクトル領域信号Ｖｚと電流偏差ベクトル角θΔｉと自身の出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷとに基づいて、電圧基準ベクトル＊の属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成し、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）を更新する。

更新後のスイッチング指令ベクトルＳＷとしては、ベクトル領域信号Ｖｚによって示される小三角形の３個の頂点の中から、電流偏差ベクトル角θΔｉの情報を元に、電流偏差を減少させることができる電圧ベクトルが選択されている。電圧ベクトルの選択については、一連のスイッチングシーケンス論理に従うが、高調波低減やスイッチング周波数低減等、目的に応じたスイッチングシーケンス論理を自由に設計することが可能である。

論理回路１１は、スイッチングシーケンス論理回路２０から入力されるスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいて、中性点クランプ式３相ブリッジ回路３の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号をゲート回路７に出力する。ゲート回路７は、このオン／オフ信号を中性点クランプ式３相ブリッジ回路３の相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与える。

上述したように第１の実施形態によれば、スイッチングシーケンス論理回路１０が、演算された領域Ｖｚと演算された電流偏差ベクトルの角度Δθｉと自身の出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷとに基づいて、電圧基準ベクトルＶ＊の属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成し、制御装置がスイッチングシーケンス論理回路２０から出力されるスイッチング信号に基づいて自己消弧形スイッチング素子を制御する。

このため、３レベル変換器において、電流偏差ベクトルの変化分が電圧基準ベクトルＶ＊とそれが属する領域の頂点との差分に対応する小さい変化分に抑制されることにより、電流偏差ベクトルの急峻な変化を無くしているので、高調波を抑制可能となっている。

さらに、スイッチングシーケンス論理回路２０を一定周期毎に起動することにより、回転数が低い場合に（対応して逆起電力が小さくなってゼロベクトルの期間が延びる状態に）おけるスイッチング周波数の低下を抑制できるので、スイッチング周波数が大幅に変動することがない。

（第２の実施形態）
図３は本発明の第２の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。

すなわち、本実施形態は、第１の実施形態の変形例であり、電圧基準ベクトルＶ＊に代えて電圧ベクトルＶｓを用いるため、３レベル変換器の交流側に接続された電圧源の電圧ベクトルＶｓを演算する電圧ベクトル演算回路を備えている。電圧ベクトルＶｓの演算手法の一例としては、誘起電圧オブザーバ等が挙げられる。

これに伴い、ベクトル領域演算回路２２は、電圧ベクトル演算回路２３で演算された電圧ベクトルＶｓに基づいて、電圧ベクトルＶｓの属する領域を演算し、得られたベクトル領域信号Ｖｚをスイッチングシーケンス論理回路２０に出力するものとなっている。

以上のような構成としても、第１の実施形態と同様に、３レベル変換器において、高速な電流制御応答を可能としながら、高調波抑制が可能かつスイッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ制御方式を実現した電力変換器の制御装置を提供することができる。

（第３の実施形態）
図４は本発明の第３の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。

すなわち、本実施形態は、第１の実施形態の変形例であり、電圧基準ベクトルＶ＊に代えて出力電圧ベクトルＶｏを用いるため、３レベル変換器が交流側に出力している出力電圧ベクトルＶｏを演算する出力電圧ベクトル演算回路２４を備えている。出力電圧ベクトルＶｏは、例えば３レベル変換器の出力電圧を検出することにより演算可能であり、また、スイッチング指令ベクトルＳＷに平均化する処理を加えても演算可能である。

これに伴い、ベクトル領域演算回路２２は、出力電圧ベクトル演算回路２４で演算された出力電圧ベクトルＶｏに基づいて、出力電圧ベクトルＶｏの属する領域を演算し、得られたベクトル領域信号Ｖｚをスイッチングシーケンス論理回路２０に出力するものとなっている。

（第４の実施形態）
図５は本発明の第４の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。

すなわち、本実施形態は、第１の実施形態の変形例であり、スイッチングが特定の素子に集中することを防止する観点から、スイッチングシーケンス論理回路２０が前回出力していたスイッチング指令ベクトル（スイッチング信号）ＳＷｏｌｄを保持し、このスイッチング指令ベクトルＳＷｏｌｄをスイッチングシーケンス論理回路２０に入力するラッチ回路２５を備えている。

これに伴い、スイッチングシーケンス論理回路２０は、このラッチ回路２５から入力される前回のスイッチング指令ベクトルＳＷｏｌｄに基づいて、特定のスイッチング素子にスイッチングが集中しないように一連のスイッチングシーケンスを生成するものとなっている。

以上のような構成によれば、第１の実施形態の効果に加え、スイッチングが特定の素子に集中してしまうことを防止する等の効果を得ることができる。

なお、本実施形態は、第１の実施形態に適用した場合について説明したが、これに限らず、図６又は図７に示すように、第２又は第３の実施形態についても適用でき、同様に、第２又は第３の実施形態の効果に加え、スイッチングが特定の素子に集中することを防止することができる。

（第５の実施形態）
図８は本発明の第５の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。

すなわち、本実施形態は、第１の実施形態の変形例であり、３レベル変換器で問題となる直流中性点電位の変動を防止する観点から、３レベル変換器の直流側中性点電位を検出し、得られた中性点電位検出値Ｖｎｐをスイッチングシーケンス論理回路２０に入力する中性点電位検出回路２６を備えている。

これに伴い、スイッチングシーケンス論理回路２０は、この中性点電位検出回路２６から入力される中性点電位検出値Ｖｎｐに基づいて、中性点電位の変動量を抑制するように一連のスイッチングシーケンスを生成するものとなっている。

以上のような構成によれば、第１の実施形態の効果に加え、３レベル変換器で問題となる直流中性点電位の変動を防止する効果を得ることができる。

なお、本実施形態は、第１の実施形態に適用した場合について説明したが、これに限らず、図９又は図１０に示すように、第２又は第３の実施形態についても適用でき、同様に、第２又は第３の実施形態の効果に加え、３レベル変換器で問題となる直流中性点電位の変動を防止することができる。

また、本願発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組合せてもよい。

本発明の第１の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。同実施形態における電圧ベクトルを説明するための模式図である。本発明の第２の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。本発明の第３の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。本発明の第４の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。同実施形態における変形例の構成を示す模式図である。同実施形態における変形例の構成を示す模式図である。本発明の第５の実施形態に係る３レベル変換器及びその制御装置の構成を示す模式図である。同実施形態における変形例の構成を示す模式図である。同実施形態における変形例の構成を示す模式図である。従来の３レベル変換器の主回路構成及びその制御装置の代表例を示す模式図である。従来のＰＷＭ制御法が適用された２レベル変換器の主回路構成及びその制御装置の一例を示す模式図である。図１２の制御装置の動作を説明するための波形図である。従来の２レベル変換器及びその制御装置の一例を示す模式図である。

符号の説明

１，２・・・直流平滑コンデンサ、３・・・中性点クランプ式３相ブリッジ回路、４・・・電流検出器、７・・・ゲート回路、９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ・・・減算器、１１・・・論理回路、１２・・・ベクトル角演算回路、２０・・・スイッチングシーケンス論理回路、２１・・・シーケンス起動回路、２２・・・ベクトル領域演算回路、２３・・・電圧ベクトル演算回路、２４・・・出力電圧ベクトル演算回路、２５・・・ラッチ回路、２６・・・中性点電位検出回路。

Claims

自己消弧形スイッチング素子を有して交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器に対し、前記電力変換器の出力電流が電流指令に追従するよう制御する，電力変換器の制御装置であって、
前記電流指令と前記出力電流との偏差を演算する電流偏差演算回路と、
この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算回路と、
前記電力変換器の電圧基準ベクトルに基づいて、電圧基準ベクトルの属する領域を演算するベクトル領域演算回路と、
このベクトル領域演算回路で演算された領域と前記ベクトル角演算回路で演算された電流偏差ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、前記電圧基準ベクトルの属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理回路とを具備し、
前記スイッチングシーケンス論理回路から出力されるスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換器の制御装置。
自己消弧形スイッチング素子を有して交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器に対し、前記電力変換器の出力電流が電流指令に追従するよう制御する，電力変換器の制御装置であって、
前記電流指令と前記出力電流との偏差を演算する電流偏差演算回路と、
この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算回路と、
前記電力変換器の交流側に接続された電圧源の電圧ベクトルを演算する電圧ベクトル演算回路と、
この電圧ベクトル演算回路で演算された電圧ベクトルに基づいて、電圧ベクトルの属する領域を演算するベクトル領域演算回路と、
このベクトル領域演算回路で演算された領域と前記ベクトル角演算回路で演算された電流偏差ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、前記電圧ベクトルの属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理回路とを具備し、
前記スイッチングシーケンス論理回路から出力されるスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換器の制御装置。
自己消弧形スイッチング素子を有して交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器に対し、前記電力変換器の出力電流が電流指令に追従するよう制御する，電力変換器の制御装置であって、
前記電流指令と前記出力電流との偏差を演算する電流偏差演算回路と、
この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算回路と、
前記交流側各相が出力している電圧値に対応する出力電圧ベクトルを演算する出力電圧ベクトル演算回路と、
この出力電圧ベクトル演算回路で演算された出力電圧ベクトルに基づいて、出力電圧ベクトルの属する領域を演算するベクトル領域演算回路と、
このベクトル領域演算回路で演算された領域と前記ベクトル角演算回路で演算された電流偏差ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、前記出力電圧ベクトルの属する領域の３個の頂点の中から、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを選択し、この電圧ベクトルとなるスイッチング信号から、ゼロベクトルとなるスイッチング信号で終わる一連のスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理回路とを具備し、
前記スイッチングシーケンス論理回路から出力されるスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置において、
前記スイッチングシーケンス論理回路が前回出力していたスイッチング信号を保持し、このスイッチング信号を前記スイッチングシーケンス論理回路に入力するラッチ回路を備え、
前記スイッチングシーケンス論理回路は、このラッチ回路から入力される前回のスイッチング信号に基づいて、特定のスイッチング素子にスイッチングが集中しないように前記一連のスイッチングシーケンスを生成することを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の直流側中性点電位を検出し、得られた中性点電位検出値を前記スイッチングシーケンス論理回路に入力する中性点電位検出回路を備え、
前記スイッチングシーケンス論理回路は、この中性点電位検出回路から入力される検出値に基づいて、中性点電位の変動量を抑制するように前記一連のスイッチングシーケンスを生成することを特徴とする電力変換器の制御装置。