JPH10174453A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 逆起電力ベクトルの位置情報なしで高調波抑
制可能かつ高速な電流制御応答可能なＰＷＭ信号を得る
こと及びスイッチング周波数が大幅に変動することのな
いＰＷＭ信号を得る。 【解決手段】 電流指令と出力電流との偏差を演算する
偏差演算回路１１と、この偏差演算回路１１からの偏差
に基づいて偏差電流ベクトルの角度を演算するベクトル
角演算回路１２と、このベクトル角演算回路１２からの
偏差電流ベクトルの角度と自身の出力中のスイッチング
信号とに基づいて、或いは上記偏差電流ベクトルの角度
と自身の出力中のスイッチング信号及び以前に出力して
いたスイッチング信号とに基づいて、スイッチング信号
を選択するスイッチングシーケンス論理回路１３を有
し、スイッチングシーケンス論理回路１３の出力するス
イッチング信号に基づいて自己消弧形スイッチング素子
を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自己消弧形スイッ
チング素子を有するインバータを制御するインバータ制
御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電動機の可変速制御装置の性能は、
電流制御の性能によるところが大きく、高性能が要求さ
れる場合には、外部の速度制御系、トルク制御系等から
与えられる電流指令値にインバータ出力電流が高速に応
答することが求められる。

【０００３】ＰＷＭインバータでそのような高速な電流
応答の得られる制御方法として電流ヒステリシスバンド
によるＰＷＭ制御法がある。図３５にその制御構成を示
す。

【０００４】図３５において、１は直流電源、２はコン
デンサ、３はインバータで自己消弧形スイッチング素子
ＳＵＰ，ＳＶＰ，ＳＷＰ，ＳＵＮ，ＳＶＮ，ＳＷＮとそ
れぞれの素子に逆並列に接続されたダイオードＤＵＰ，
ＤＶＰ，ＤＷＰ，ＤＵＮ，ＤＶＮ，ＤＷＮから構成され
る。４は交流電動機、５Ｕ，５Ｖ，５ＷはホールＣＴ、
６は電流検出器、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗはそれぞれ交流電動
機に流すべき相電流指令値ｉｕ^* ，ｉｖ^* ，ｉｗ^* と電
流検出器６から出力される交流電動機の相電流の検出値
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとを入力し、偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δ
ｉｗを出力する減算器、８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは電流偏差Δ
ｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを入力して、その値が設定された
ヒステリシス幅（ｈｙｓ／２）を超えていたら出力を論
理値“１”に変更し、（−ｈｙｓ／２）を下回っていた
ら出力を論理値“０”に変更するヒステリシスコンパレ
ータである。ヒステリシスコンパレータ８Ｕ，８Ｖ，８
Ｗの出力は、インバータ３の各相のＰＷＭ信号Ｕｏ，Ｖ
ｏ，Ｗｏであり、論理回路９に出力される。論理回路９
はＰＷＭ信号Ｕｏ，Ｖｏ，Ｗｏを入力して、Ｕｏ，Ｖ
ｏ，Ｗｏ及びその論理反転信号に、所定のオンディレイ
タイム処理を行って、インバータ３を構成する６個の自
己消弧形スイッチング素子への駆動信号を出力する。論
理回路９の出力はゲート回路１０を介してインバータ３
の相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートヘ与え
られる。

【０００５】このような回路の動作は単純には図３６で
説明できる。図３６において、一点鎖線で示した正弦波
の電流指令値ｉｕ^* の上下に点線で示した各ｈｙｓ／２
のヒステリシス幅を有している。電流ｉｕが正方向へ変
化して電流指令値（ｉｕ^* ＋ｈｙｓ／２）に達すると、
ヒステリシスコンパレータの出力が論理値“０”となっ
てインバータの負側のスイッチをオンして電動機巻線に
−Ｅｄ／２の負電圧を印加して、電流をｉｕ負方向へ変
化せしめ、電流ｉｕが負方向へ変化して電流指令値（ｉ
ｕ^* −ｈｙｓ／２）に達すると、インバータの正側のス
イッチをオンして電動機巻線に＋Ｅｄ／２の正電圧を印
加して電流ｉｕを正方向へ変化せしめることにより、電
流ｉｕを電流基準ｉｕ^* の±ｈｙｓ／２のヒステリシス
幅内に収めるように制御する。コンパレータのゲインは
ほぼ無限大といってよいから、超高速の電流制御応答が
得られる。但し、同じくコンパレータのゲインがほぼ無
限大ということから、スイッチング周波数を制限するた
めのヒステリシス幅が必要である。最大のスイッチング
周波数は巻線のもれインピーダンス、インバータ直流電
圧、自己消弧形スイッチング素子のスイッチング速度等
とヒステリシス幅によって定まる。

【０００６】１相だけを考えると以上の説明で良いので
あるが、実際の３相インバータによる交流電動機駆動に
おいては、図３６のように理想的なＰＷＭ波形を得るこ
とはできない。

【０００７】図３７に３相インバータによる交流電動機
駆動にヒステリシスバンドＰＷＭ制御を用いた場合の波
形例を示す。上からヒステリシスバンドＰＷＭ制御によ
る電流波形ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと電動機相電圧Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗおよび線間電圧Ｖｕ−ｖの波形である。電流波
形ｉｕ，ｉｖ，ｉｗにはヒステリシスバンドも示してい
る。図より明らかにスイッチング周波数が変化してい
る。Ｔ１で示した期間はスイッチング周波数が低く、Ｔ
２で示した期間はスイッチング周波数が高い。このよう
な現象は回転数が低いときや、電流指令値が小さいとき
に生じる。

【０００８】Ｔ１において、スイッチング周波数が低い
のは、３相とも電圧が＋Ｅｄ／２で線間電圧としてはす
べて“０”で、電流が逆起電力のみにより変化する期間
があり、回転数が低いと逆起電力が小さいのでその間の
電流変化がゆるやかになるためである。尚、３相の電圧
がすべて同電位であり、線間電圧がすべて“０”になる
ような電圧の組合わせで作られるベクトルは大きさが
“０”であるので、以後“ゼロ電圧ベクトル”という。

【０００９】逆に、Ｔ２において、スイッチング周波数
が高いのは、この間においては３相の電圧が等しくなる
期間がなく、電動機の線間電圧Ｖｕ−ｖ，Ｖｖ−ｗ，Ｖ
ｗ−ｕのうちの二つは“０”でないため、電流変化が急
速なためである。期間Ｔ２におけるスイッチング周波数
に対する電流リップルの比率は、期間Ｔ１に比べ著しく
悪いといえる。尚、ゼロ電圧ベクトルでない電圧ベクト
ルを、以後は総称して“非ゼロ電圧ベクトル”という。

【００１０】Ｔ２のようにスイッチング周波数が高くな
る現象は電流基準の大きさが小さい場合に生じやすく、
Ｔ１のようにスイッチング周波数が低くなる現象は電動
機の回転数が低く逆起電力が小さい場合に生じやすい。
低回転数かつ電流基準が小さい場合には双方によって、
非常に大きな変調周波数変動を生じる。

【００１１】電流制御応答が非常に高速であるという長
所を有するにもかかわらず、ヒステリシスバンドＰＷＭ
制御が最近好まれなくなった理由として、 （１）図３７のＴ１とＴ２のようにスイッチング周波数
が大きく変化する。

【００１２】（２）図３７のＴ２の期間では三角波比較
ＰＷＭ制御など他のＰＷＭ制御に比べ、同一スイッチン
グ周波数での電流リップルが著しく大きい。 等がある。変調周波数が変化すると、騒音・ラジオノイ
ズ対策が困難となる。また、変換器の設計は最高変調周
波数に合わせねばならないので、変調周波数が変動する
ことは装置の大型化を意味する。最高変調周波数を下げ
るためにヒステリシスバンドを大きくすると、電流リッ
プルが大きくなる。三角波比較等のＰＷＭ制御に比べも
ともと電流リップルは大きいから、スイッチング素子の
電流定格に大きなマージンを持たせねばならず、非常に
不利である。図３７に示すように、回転数、３相電流基
準の振幅、ヒステリシスバンドをすべて一定としている
が、それでもスイッチング周波数は変化してしまう。

【００１３】これらを解決するものとして、「高調波抑
制と高速電流応答を可能にした電流制御形ＰＷＭインバ
ータ」小笠原悟司、西村倫明、赤本葉文、難波江章（電
気学会論文誌Ｂ，昭和６１年２月号）が発表されてい
る。この方式は、従来のヒステリシスバンドＰＷＭ制御
のほかに、高調波抑制可能なスイッチング方式をもち、
電流基準のステップ変化時のように電流偏差が大きい場
合には従来のヒステリシスバンドＰＷＭ制御を用い、定
常状態のように電流偏差が小さい場合には高調波抑制可
能なスイッチング方式を用いるというように電流偏差の
大きさに応じて双方を切り替えて使うというものであ
る。

【００１４】定常状態におけるスイッチング方式は、交
流電動機の逆起電力ベクトルの角度を検出し、逆起電力
ベクトルをはさんで存在する（最も近い角度を持つ）二
つの非ゼロ電圧ベクトルとゼロ電圧ベクトルとのみを用
いてスイッチング制御する方式で、確かに電流変化率の
小さな電圧ベクトルが選択されることになり高調波抑制
に効果的であると思われる。但し、電動機の回転数が高
くなり、インダクタンスによる電圧降下が大きくなって
くると、定常状態でも所望電流を流すためには逆起電力
ベクトルとの角度差の大きな電圧ベクトルを用いる必要
性が出てくる。そのような場合、本方式では電流偏差が
大きくなり、従来のヒステリシスバンドＰＷＭ制御に切
り換えられる。

【００１５】逆起電力ベクトル検出の方法としては、偏
差電流の微分を用いる方法、永久磁石電動機については
逆起電力を計算で求める方法が紹介されている。しかし
ながら、上記文献中でも述べられているように、偏差電
流の微分を用いる方法はノイズに弱いし、永久磁石電動
機についての逆起電力を計算で求める方法は定常状態を
仮定しているため、過渡状態で誤差を生じる恐れがあ
る。このスイッチング方式は、逆起電力ベクトルの方向
を基準としてスイッチング信号を定めるから、逆起電力
ベクトルの誤検出は、そのまま不正なスイッチング信号
を出力することにつながる。

【００１６】以上のように、この方式は従来のヒステリ
シスバンドＰＷＭ制御との併用が必須である。高速応答
が必要でなければ高調波抑制可能なスイッチング方式だ
けで良いというわけではない。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ヒステ
リシスバンドＰＷＭ制御は高調波が大きいことと、変調
周波数変動とが非常に重大な問題で、特殊な用途以外に
は用いられなくなった。また、逆起電力ベクトル検出に
基づく方法は、逆起電力検出を行なうこと自体が問題で
ある。逆起電力の不明な負荷の場合には偏差電流の微分
を用いて逆起電力を推定することになり、ノイズに弱い
システムとなってしまう。

【００１８】そこで、本発明は、上記問題点を鑑み、逆
起電力ベクトルの位置情報なしで高調波抑制可能かつ高
速な電流制御応答可能なＰＷＭ信号を得ること及びスイ
ッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ信号
を得ることが可能なインバータ制御装置を提供すること
を目的としている。

【００１９】

【課題を解決するための手段】インバータの出力電圧ベ
クトルは、ゼロ電圧ベクトルと非ゼロ電圧ベクトルに大
別できる。ゼロ電圧ベクトル出力期間の電流は逆起電力
のみにより変化するから、上記方式のように逆起電力の
位置情報がない限り、電流変化方向を制御するためにゼ
ロ電圧ベクトルを用いることはできない。電流変化方向
を制御できるのは非ゼロ電圧ベクトルである。かといっ
て非ゼロ電圧ベクトルだけを用いて電流制御すると、従
来のヒステリシスバンドＰＷＭ制御のように高調波を多
量に発生する。従って、ゼロ電圧ベクトルと非ゼロ電圧
ベクトルを適切に使い分けることが必要である。

【００２０】もしそのような電流制御が成り立っている
とすると、電流偏差が十分に小さくなった電流制御の定
常状態では、「ゼロ電圧ベクトル出力中の逆起電力によ
る電流変化を補うように非ゼロ電圧ベクトルを用いて制
御する」というように使い分けられているはずである。

【００２１】本発明では、ゼロ電圧ベクトル出力中の電
流変化を知るために電流偏差そのものを使用する。電流
偏差を可能な限り小さくなるよう非ゼロ電圧ベクトルを
用いて電流制御して、理想的には電流偏差がゼロとなっ
た時点でゼロ電圧ベクトルに移行させる。

【００２２】ゼロ電圧ベクトル出力中の電流変化は逆起
電力次第で、電流ベクトルとしてはどのように変化する
か不明である。しかし電流偏差がゼロになった時点でゼ
ロベクトルに移行させたのだから、電流偏差ベクトルと
しては確実に大きくなるはずである。しかもゼロ電圧ベ
クトル出力中の電流変化は電流偏差ベクトルにそのまま
現れている。したがって、電流偏差をふたたび可能な限
り小さくなるよう、非ゼロ電庄ベクトルを用いて電流制
御すれば定常状能を継続することができる。しかも電流
偏差を小さくするよう制御するという動作は電流制御の
通常の動作そのままである。電流基準のステップ変化等
の過渡状熊においても同一ロジックで電流制御が成立す
ることになる。

【００２３】従来の電流制御においては、電流が平均的
に電流基準と等しくなるように制御していたのに対し、
本発明の方式では平均的に等しくは制御されない。ゼロ
電圧ベクトル出力中の逆起電力による変化分のおよそ１
／２だけ平均値としては基準からずれることになる。

【００２４】以上の原理により、定常状態におけるゼロ
電圧から非ゼロ電圧への移行時には電流偏差ベクトルが
逆起電力による変化分を示すようにできる。あとは電流
偏差ベクトルを“０”に制御するためには非ゼロ電圧ベ
クトルをいかに選択すれば良いかである。

【００２５】本発明では、電流偏差ベクトルをはさむ二
つの非ゼロ電圧ベクトル間によるスイッチングを行なわ
せる。二つの非ゼロ電圧ベクトルのいずれかを選択する
かは後段で述べる。一旦非ゼロ電圧ベクトルによる制御
に入った後は、「二つの隣接する非ゼロ電圧ベクトルの
うち、電流偏差ベクトルと角度差のより少ない非ゼロ電
圧ベクトルを選択する」という論理を組む。選択された
非ゼロ電圧ベクトルにより電流は変化し当然電流偏差ベ
クトルも変化する。定常状態で電流偏差が小さくなる過
程においては、この論理により２つの非ゼロ電圧ベクト
ル間で自動的にスイッチングが行われる。過渡状態では
偏差ベクトルの変化が定常状態とは異なるため、選択さ
れる非ゼロ電圧ベクトルが隣接するベクトルヘ次々に移
行してゆく場合があるが、定常状態では同一の２つの非
ゼロ電圧ベクトルが繰り返し選択される。

【００２６】定常状態では隣接する２つの非ゼロ電圧ベ
クトルとゼロ電圧ベクトルとの組合わせでスイッチング
制御されることになる。この結果として出力される平均
電圧は、隣接する２つの非ゼロ電圧ベクトルに挟まれた
領域に含まれる。ある平均電圧とそれを出力するために
用いられる電圧ベクトルの組合わせが、高調波の発生が
少ないため現在よく用いられている三角波比較ＰＷＭ制
御と同じ組合わせとなる。逆起電力ベクトルは、結果と
して出力される平均電圧の近くに存在する場合が多く、
この場合、電流リップルを最も小さく制御できる電圧ベ
クトルのみを用いて制御していることになる。

【００２７】電流偏差がゼロになるまで非ゼロ電圧ベク
トルを用いて電流制御するということは現実的には不可
能である。しかしながら、「それ以上非ゼロ電圧ベクト
ルによるスイッチングを重ねても電流偏差を小さくする
ことができない」という時点は、出力中の非ゼロ電圧ベ
クトルと電流偏差ベクトルとの角度差から検出でき、こ
の時点でゼロ電圧ベクトルに移行する。

【００２８】本発明では以上の原理に基づいて、スイッ
チング制御を行ない、定常状態では高調波の少ないＰＷ
Ｍ制御、過渡状態では高速な電流制御を可能とするＰＷ
Ｍ制御を実現するものである。

【００２９】従って、本発明は、以下の構成を有する。
まず、請求項１記載の本発明は、自己消弧形スイッチン
グ素子を有するインバータの出力電流が電流指令に追従
するよう制御するインバータ制御装置において、上記電
流指令と上記出力電流との偏差を演算する偏差演算回路
と、この偏差演算回路からの偏差に基づいて偏差電流ベ
クトルの角度を演算するベクトル角演算回路と、このベ
クトル角演算回路で演算された偏差電流ベクトルの角度
と自身の出力中のスイッチング信号とに基づいて、或い
は上記偏差電流ベクトルの角度と自身の出力中のスイッ
チング信号及び以前に出力していたスイッチング信号と
に基づいてスイッチング信号を選択するようにスイッチ
ングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理
回路を有し、スイッチングシーケンス論理回路の出力す
るスイッチング信号に基づいて上記自己消弧形スイッチ
ング素子を制御することを特徴とする。

【００３０】次に、請求項２記載の本発明は、インバー
タの出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号か
ら非ゼロベクトルとなるスイッチング信号への移行にお
いては、出力電圧ベクトルの角度が偏差電流ベクトルの
角度に最も近い角度となるスイッチング信号を選択し、
上記インバータの出力電圧が非ゼロベクトルとなるスイ
ッチング信号からの移行時は、電流偏差ベクトルと最も
近い角度をもつ非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクト
ルであれば出力中のスイッチング信号を維持し、電流偏
差ベクトルと最も近い角度をもつ非ゼロ電圧ベクトルが
出力中の非ゼロベクトルに隣接する非ゼロベクトルであ
れば、該隣接する非ゼロベクトルとするスイッチング信
号に移行し、電流偏差ベクトルと最も近い角度をもつ非
ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトル、出力中の非ゼ
ロベクトルに隣接する非ゼロベクトルのいずれでもなけ
れば、ゼロベクトルとなるスイッチング信号に移行する
ようにスイッチングシーケンスを生成するスイッチング
シーケンス論理回路を有し、このスイッチングシーケン
ス論理回路の出力するスイッチング信号に基づいて自己
消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とする。

【００３１】また、請求項３記載の本発明は、インバー
タの出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号か
ら上記インバータの出力電圧が非ゼロベクトルとなるス
イッチング信号への移行においては、出力中のスイッチ
ング信号のうちの１相だけのスイッチングによって移行
できる非ゼロベクトルのうち電流偏差ベクトルの角度と
最も近い角度をもつ非ゼロベクトルとなるスイッチング
信号に移行し、上記インバータの出力電圧が非ゼロベク
トルとなるスイッチング信号からの移行時は、電流偏差
ベクトルと最も近い角度をもつ非ゼロベクトルが出力中
の非ゼロベクトルであれば出力中のスイッチング信号を
維持し、電流偏差ベクトルと最も近い角度をもつ非ゼロ
ベクトルが出力中の非ゼロベクトルに隣接する非ゼロベ
クトルであれば、該隣接する非ゼロベクトルとするスイ
ッチング信号に移行し、電流偏差ベクトルと最も近い角
度をもつ非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトル、出
力中の非ゼロベクトルに隣接する非ゼロベクトルのいず
れでもなければ、出力中の非ゼロベクトルへの移行前の
ベクトルから出力中の非ゼロベクトルへの移行のために
いずれかの相で行ったスイッチングが正側素子オンから
負側素子オンへのスイッチングであれば、すベての相を
負側素子オンとするスイッチング信号に移行し、負側素
子オンから正側素子オンへのスイッチングであればすベ
ての相を正側素子オンとするスイッチング信号に移行す
るようにスイッチングシーケンスを生成するスイッチン
グシーケンス論理回路を有し、このスイッチングシーケ
ンス論理回路の出力するスイッチング信号に基づいて自
己消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とす
る。

【００３２】更に、請求項４記載の本発明は、自己消弧
形スイッチング素子を有するインバータの出力電流が電
流指令に追従するよう制御するインバータ制御装置にお
いて、上記電流指令と上記出力電流との偏差を演算する
偏差演算回路と、この偏差演算回路からの偏差に基づい
て偏差電流ベクトルの角度を演算するベクトル角演算回
路と、このベクトル角演算回路で演算された偏差電流ベ
クトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号とに基
づいて、或いは上記偏差電流ベクトルの角度と自身の出
力中のスイッチング信号及び以前に出力していたスイッ
チング信号とに基づいてスイッチング信号を選択し、前
記自己消弧形スイッチング素子を制御するよう一連のス
イッチングシーケンスを発生するスイッチングシーケン
ス論理回路と、このスイッチングシーケンス論理回路に
対して、偏差電流ベクトルの角度以外の条件でシーケン
ス起動信号を発生するシーケンス起動回路とを備え、上
記スイッチングシーケンス論理回路の出力するスイッチ
ング信号に基づいて上記自己消弧形スイッチング素子を
制御することを特徴とする。

【００３３】また、請求項５記載の本発明は、シーケン
ス起動信号を与えられると、インバータ出力電圧が偏差
電流ベクトルの角度に最も近い角度の非ゼロベクトルと
なるスイッチング信号を選択して出力し、偏差電流ベク
トルの角度が出力中のスイッチング信号によるインバー
タ出力電圧ベクトル、該電圧ベクトルに隣接した出力可
能な電圧ベクトルのいずれでもない出力可能な電圧ベク
トルに最も近くなると、シ一ケンス起動信号が与えられ
でいなくても出力電圧ベクトルの大きさをゼロとするス
イッチング信号に移行するようにスイッチングシーケン
スを生成するスイッチングシーケンス論理回路と、イン
バータ出力電流と電流基準との偏差の大きさ及び出力中
のスイッチング信号に基づいてシーケンス起動信号を発
生するシーケンス起動回路とを有し、上記スイッチング
シーケンス論理回路の出力するスイッチング信号に基づ
いて自己消弧形スイッチング素子を制御することを特徴
とする。

【００３４】また更に、請求項６記載の本発明は、出力
電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号の出力中に
シーケンス起動信号を与えられると、１相のみのスイッ
チングによって移行できるスイッチング信号のなかでそ
のスイッチング信号による出力電圧ベクトルの角度が電
流偏差ベクトルの角度に最も近くなるスイッチング信号
に移行し、出力電圧が非ゼロベクトルとなるスイッチン
グ信号の出力中は、電流偏差ベクトルの角度と最も近い
角度を持つ出力電圧ベクトルが、出力中のスイッチング
信号による出力電圧ベクトルであればそのスイッチング
信号を維持し、出力中のスイッチング信号による出力電
圧ベクトルに隣接する電圧ベクトルであれば、シーケン
ス起動信号が与えられるか、或いは出力中のスイッチン
グ信号に移行する前に出力していたスイッチング信号が
ゼロ電圧ベクトルとなるスイッチング信号であったかの
いずれかの条件が成立したときにのみ、該隣接する電圧
ベクトルを生み出すスイッチング信号に移行し、電流偏
差ベクトルの角度と最も近い角度を持つ出力電圧ベクト
ルが出力中のスイッチング信号による出力電圧ベクトル
でも出力中のスイッチング信号による出力電圧ベクトル
に隣接する電圧ベクトルでもなければ、無条件に出力電
圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号に移行し、そ
の際に出力中の非ゼロベクトルへの移行前のベクトルか
ら出力中の非ゼロベクトルへの移行のためにいずれかの
相で行ったスイッチングが正側素子オンから負側素子オ
ンへのスイッチングであれば、すべての相を負側素子オ
ンとして出力電圧にゼロベクトルを得るスイッチング信
号を選択し、負側素子オンから正側素子オンへのスイッ
チングであればすベての相を正側素子オンとして出力電
圧にゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択するよ
うにスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシ
ーケンス論理回路と、前記インバータの出力電流と電流
基準との偏差の大きさ及び出力中のスイッチング信号に
基づいてシーケンス起動信号を発生するシーケンス起動
回路とを有し、上記スイッチングシーケンス論理回路の
出力するスイッチング信号に基づいて自己消弧形スイッ
チング素子を制御することを特徴とする。

【００３５】また、請求項７記載の本発明は、出力電圧
がゼロベクトルとなるスイッチング信号の出力中にシー
ケンス起動信号を与えられると、１相のみのスイッチン
グによって移行できるスイッチング信号のなかでそのス
イッチング信号による出力電圧ベクトルの角度が電流偏
差ベクトルの角度に最も近くなるスイッチング信号に移
行し、出力電圧が非ゼロベクトルとなるスイッチング信
号の出力中は、電流偏差ベクトルの角度と最も近い角度
を持つ出力電圧ベクトルが、出力中のスイッチング信号
による出力電圧ベクトルであればそのスイッチング信号
を維持し、出力中のスイッチング信号による出力電圧ベ
クトルに隣接する電圧ベクトルであれば、シーケンス起
動信号が与えられるか、或いは出力中のスイッチング信
号に移行する前に出力していたスイッチング信号がゼロ
電圧ベクトルとなるスイッチング信号であったかのいず
れかの条件が成立したときにのみ、該隣接する電圧ベク
トルを生み出すスイッチング信号に移行し、電流偏差ベ
クトルの角度と最も近い角度を持つ出力電圧ベクトルが
出力中のスイッチング信号による出力電圧ベクトルでも
出力中のスイッチング信号による出力電圧ベクトルに隣
接する電圧ベクトルでもなければ、無条件に出力電圧が
ゼロベクトルとなるスイッチング信号に移行し、その際
に出力中の非ゼロベクトルへの移行前のベクトルから出
力中の非ゼロベクトルへの移行のためにいずれかの相で
行ったスイッチングが正側素子オンから負側素子オンへ
のスイッチングであれば、すベての相を負側素子オンと
して出力電圧にゼロベクトルを得るスイッチング信号を
選択し、負側素子オンから正側素子オンへのスイッチン
グであればすべての相を正側素子オンとして出力電圧に
ゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択するように
スイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケ
ンス論理回路と、このスイッチングシーケンス論理回路
の出力するスイッチング信号がゼロベクトルから非ゼロ
ベクトルに変化した時点からの時間を測定し、時間が所
定の時間を超えた時点から、次回スイッチング信号がゼ
ロベクトルから非ゼロベクトルに変化する時点までの
間、シーケンス起動信号を出力するシーケンス起動回路
とを有し、上記スイッチングシーケンス論理回路の出力
するスイッチング信号に基づいて自己消弧形スイッチン
グ素子を制御することを特徴とする。

【００３６】また、請求項８記載の本発明は、出力電圧
がゼロベクトルとなるスイッチング信号の出力中にシー
ケンス起動信号を与えられると、１相のみのスイッチン
グによって移行できるスイッチング信号のなかでそのス
イッチング信号による出力電圧ベクトルの角度が電流偏
差ベクトルの角度に最も近くなるスイッチング信号に移
行し、出力電圧が非ゼロベクトルとなるスイッチング信
号の出力中は、電流偏差ベクトルの角度と最も近い角度
を持つ出力電圧ベクトルが、出力中のスイッチング信号
による出力電圧ベクトルであればそのスイッチング信号
を維持し、出力中のスイッチング信号による出力電圧ベ
クトルに隣接する電圧ベクトルであれば、シーケンス起
動信号が与えられるか、或いは出力中のスイッチング信
号に移行する前に出力していたスイッチング信号がゼロ
電圧ベクトルとなるスイッチング信号であったかのいず
れかの条件が成立したときにのみ、該隣接する電圧ベク
トルを生み出すスイッチング信号に移行し、電流偏差ベ
クトルの角度と最も近い角度を持つ出力電圧ベクトルが
出力中のスイッチング信号による出力電圧ベクトルでも
出力中のスイッチング信号による出力電圧ベクトルに隣
接する電圧ベクトルでもなければ、無条件に出力電圧が
ゼロベクトルとなるスイッチング信号に移行し、その際
に出力中の非ゼロベクトルへの移行前のベクトルから出
力中の非ゼロベクトルへの移行のためにいずれかの相で
行ったスイッチングが正側素子オンから負側素子オンへ
のスイッチングであれば、すべての相を負側素子オンと
して出力電圧にゼロベクトルを得るスイッチング信号を
選択し、負側素子オンから正側素子オンへのスイッチン
グであればすべての相を正側素子オンとして出力電圧に
ゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択するように
スイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケ
ンス論理回路と、上記インバータの出力電流と電流基準
との偏差の大きさ及び出力中のスイッチング信号に基づ
いてシーケンス起動信号を発生する第１のシーケンス起
動回路と、上記スイッチングシーケンス論理回路の出力
するスイッチング信号がゼロベクトルから非ゼロベクト
ルに変化した時点からの時間を測定し、時間が所定の時
間を超えた時点から、次回スイッチング信号がゼロベク
トルから非ゼロベクトルに変化する時点までの間、シー
ケンス起動信号を出力する第２のシーケンス起動回路と
を有し、上記第１及び第２のシーケンス起動回路の出力
するシーケンス起動信号のオア条件で上記スイッチング
シーケンス論理回路にシーケンス起動信号を与え、上記
スイッチングシーケンス論理回路の出力するスイッチン
グ信号に基づいて自己消弧形スイッチング素子を制御す
ることを特徴とする。

【００３７】

【発明の実施の形態】

（第１の実施の形態）図１に本発明の第１の実施の形態
のインバータ制御装置のブロック構成図を示す。

【００３８】図１において、１〜６、９、１０は図３５
と同一構成要素であり、その説明は省略する。また、ｉ
^* ，ｉ，Δｉ，ｓｗ（ｋ）はそれぞれ電流基準、電流、
電流偏差、ＰＷＭ信号をベクトルとして示しているが、
それぞれのベクトルは３相のベクトル成分から成り立っ
ている。１１は、電流基準ベクトルｉ^* と電流検出ベク
トルｉとの偏差ベクトルΔｉを求めるベクトル減算器で
ある。

【００３９】ベクトル減算器１１の内部構成は、電流基
準ベクトルや電流検出ベクトルの与え方の形態によって
決まるのであり、これらが従来のように、Ｕ，Ｖ，Ｗの
３相の成分で与えられるのであれば、図３５中の減算器
７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを一組のセットとしたものと考えて良
い。１２は偏差ベクトルΔｉからその角度θΔｉを求め
るベクトル角検出器である。ベクトル角検出器１２で
は、偏差ベクトルの３相のＵＶＷ座標成分Δｉｕ，Δｉ
ｖ，Δｉｗを下式（１）（２）に従い３相２相変換によ
り直交２相のＸＹ座標の成分Δｉｘ，Δｉｙに変換す
る。

【００４０】

【数１】 Δｉｘ＝（２Δｉｕ−Δｉｖ−Δｉｗ）／３ ……… （１） Δｉｙ＝（Δｉｖ−Δｉｗ）／√３ ……… （２） 更に、ベクトルにおける直交座標と極座標との間の関係
式及びΔｉｘ，Δｉｙの符号から下式（３）（４）に従
い、偏差ベクトルの角度θΔｉを求める。

【００４１】

【数２】 ｜Δｉ｜ ＝ √（（Δｉｘ）² ＋（Δｉｙ）² ） ……… （３） ｃｏｓθΔｉ ＝ Δｉｘ／｜Δｉ｜ ……… （４） ＸＹ座標のＹ軸とＵＶＷ座標のＵ軸とを一致させると、
偏差ベクトルがＵ軸の正方向を向いているとき、「θΔ
ｉ＝０」である。１３はスイッチングシーケンス論理回
路、１４はシーケンス起動回路である。

【００４２】スイッチングシーケンス論理回路１３は電
流偏差ベクトルの角度Δθとシーケンス起動回路１４の
出力するシーケンス起動信号とに基づいて動作し、スイ
ッチング指令ベクトルｓｗｃ＝ｓｗ（ｋ）を出力する。
スイッチング指令ベクトルｓｗ（ｋ）は３相のスイッチ
ング指令ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗを成分とするベクトル
で、成分で書き表すときは（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）
を用いることにする。すなわちｓｗ（ｋ）＝（ｓｗｕ，
ｓｗｖ，ｓｗｗ）である。

【００４３】スイッチング指令ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ
は、２進数で“０”または“１”の値をとる。スイッチ
ング指令ｓｗｕ＝１は、インバータＵ相の正側素子ＳＵ
Ｐをオン（負側素子ＳＵＮはオフ）、ｓｗｕ＝０はイン
バータＵ相の負側素子ＳＵＮをオン（正側素子ＳＵＰは
オフ）という指令信号である。

【００４４】スイッチング指令ベクトルｓｗ（ｋ）のｋ
は、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）の各相スイッチング指
令の値をそのまま書き並べて得られる２進数を、１０進
数に変換した値である。たとえば、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，
ｓｗｗ）＝（１，０，０）のとき、各スイッチング信号
の値をそのまま書き並べると２進数“１００”であり、
これを10進数に変換すると“４”である。従って、ｓｗ
（４）＝（１，０，０）はＵ相のみ正側素子をオン、他
相は負側素子をオンするスイッチング指令を表す。ｋの
値は０〜７の間の値を取り得、スイッチング信号ベクト
ルｓｗ（０）〜ｓｗ（７）が存在する。スイッチング指
令ｓｗ（ｋ）でインバータの素子のオンオフが制御され
るときインバータが出力する電圧の空間ベクトルをｖ
（ｋ）で書き表すことにする。電圧ベクトルｖ（ｋ）は
インバータの直流電圧Ｅｄの時、表１に示すような値を
とる。スイッチング指令ベクトルｓｗ（０）、およびｓ
ｗ（７）の時にはインバータの３相出力電圧のすべてが
同電位となり、どの線間をとっても線間電圧の大きさが
“０”となる。

【００４５】このときの電圧ベクトルを“ゼロ電圧ベク
トル”と総称する。それ以外のスイッチング指令ベクト
ルｓｗ（１）〜ｓｗ（６）の時の電圧ベクトルは、大き
さが直流電圧Ｅｄに等しく、方向が６０度ずつずれたベ
クトルで大きさを持つので“非ゼロ電圧ベクトル”と総
称する。

【００４６】電圧ベクトルを図２に示す。スイッチング
指令ベクトルｓｗ（ｋ）と電圧ベクトルｖ（ｋ）は１対
１に対応するのでゼロ電圧ベクトルｖ（０），ｖ（７）
に対応するスイッチング信号ｓｗ（０），ｓｗ（７）を
“ゼロベクトル”、他のスイッチング信号を“非ゼロベ
クトル”と呼ぶことにする。

【００４７】

【表１】

【００４８】スイッチングシーケンス論理回路１３の詳
細図を図３に示す。図３において、２１は電流偏差ベク
トル角ベクトルθΔｉ、ＰＷＭ信号として出力中のスイ
ッチング指令ベクトルｓｗｃ及びｓｗｃに変更前にＰＷ
Ｍ信号として用いていたスイッチング指令ベクトルｓｗ
ｏを入力し、次回出力変更時に選択すべきスイッチング
信号ｓｗｎを出力するスイッチング指令ベクトル選択テ
ーブルである。スイッチング指令ベクトル選択テーブル
２１の内容を表２および表３に示す。表２はＰＷＭ信号
として出力中のスイッチング指令がゼロベクトルのとき
に、表３は非ゼロベクトルのときに用いられるテーブル
である。

【００４９】

【表２】

【００５０】表２はＰＷＭ信号として出力中のスイッチ
ング指令ｓｗｃがゼロベクトルであれば、それがｓｗ
（０），ｓｗ（７）のいずれであるか、また前回のスイ
ッチング指令ｓｗｏがどのようなベクトルであったかに
かかわらず、電流偏差ベクトルの角度のみによってスイ
ッチング指令ｓｗｎが選択されることを示している。電
流偏差ベクトルの角度θＭが「−π／６〜π／６」であ
れば、ｓｗ（４）が選択されｓｗｎとして出力される。
先の表１からわかるようにｖ（４）の角度は“０”であ
り、「出力中のスイッチング指令がゼロベクトルのとき
には、電流偏差ベクトルの角度に最も近い角度をもつ電
圧ベクトルを生じるようなスイッチング指令を選択す
る」という論理をテーブル化したのが表２である。

【００５１】

【表３】

【００５２】一方、ＰＷＭ信号として出力中のスイッチ
ング指令ｓｗｃが非ゼロベクトルの場合には、出力中の
スイッチング指令ｓｗｃによって、また前回出力してい
たスイッチング指令ｓｗｏによって選択テーブルが出力
すべきスイッチング指令ｓｗｎは変わってくる。

【００５３】表３を言葉で説明すると、次のようにな
る。 （１）電流偏差ベクトルとＰＷＭ信号として出力中のス
イッチング指令ｓｗｃによる非ゼ口電圧ベクトルとの角
度差が±３０度以内であれば出力中のスイッチング指令
ｓｗｃと同じスイッチング信号を選択する。

【００５４】（２）電流偏差ベクトルと出力中のスイッ
チング指令ｓｗｃによる非ゼロ電圧ベクトルとの角度差
が±３０度以上±６０度以内であれば、電流偏差ベクト
ルと最も近い角度の非ゼ口電圧ベクトルは出力中の非ゼ
ロ電圧ベクトルの隣のベクトルに移っている。電流偏差
ベクトルと最も近い角度の非ゼロ電圧ベクトルを生じる
スイッチング指令を選択する。

【００５５】（３）電流偏差ベクトルとＰＷＭ信号とし
て出力中のスイッチング指令による非ゼロ電圧ベクトル
との角度差が±９０度以上であれば、ゼロベクトルを選
択する。ゼロ電圧ベクトルを生じるスイッチング指令に
はｓｗ（０），ｓｗ（７）の二種類があるがそのいずれ
を選択するかは、前回ＰＷＭ信号として出力していたス
イッチング指令ｓｗｏによって決める。

【００５６】以上が表３のベクトル選択論理である。ベ
クトル選択テーブル２１には表２、表３の内容が一括し
て納められている。２２は不一致検出回路であり、ベク
トル選択テーブル２１の出力ｓｗｎとラッチ回路２３の
出力ｓｗｃとを比較し、一致していれば論理値“０”、
不一致のときに論理値“１”を出力する。

【００５７】２４はアンド回路で、シーケンス起動回路
１４の出力するシーケンス起動指令と不一致検出回路２
２の出力する不一致信号とのアンドを取って出力する。
２５はオア回路でアンド回路２４の出力とゼロベクトル
検出回路２６とのオアを取って出力する。

【００５８】ゼロベクトル検出回路２６はベクトル選択
テーブルの出力ｓｗｎがｓｗ（０）、ｓｗ（７）のいず
れかであれば論理値“１”を、さもなくば論理値“０”
を出力する。２７は図示しないクロック発生器より与え
られる制御サンプリングを決定するクロック信号とオア
回路２５の出力信号とのアンドをとるアンド回路であ
る。アンド回路２７の出力はラッチ回路２３、ラッチ回
路２８ヘラッチタイミング信号として与えられる。ラッ
チ回路２３のデータ入力としてはベクトル選択テーブル
２１の出力ｓｗｎが与えられており、ラッチタイミング
信号の立ち上がりでデータ入力信号をラッチしｓｗｃと
して出力する。２８もラッチ回路でデータ入力としては
ラッチ回路２３の出力ｓｗｃが与えられており、ラッチ
タイミング信号によってデータ入力信号をラッチしｓｗ
ｏとして出力する。

【００５９】シーケンス起動回路１４の一例を図４に示
す。図４において、３０ＵＰ，３０ＵＮ，３０ＶＰ，３
０ＶＮ，３０ＷＰ，３０ＷＮはコンパレータである。こ
のうちコンパレータ３０ＵＰ，３０ＶＰ，３０ＷＰは入
力信号が正の所定値を越える値であれば論理値“１”
を、さもなくば論理値“０”を出力する。

【００６０】コンパレータ３０ＵＮ，３０ＶＮ，３０Ｗ
Ｎは、入力信号が負の所定値よりもさらに負側にあれば
論理値“１”を、さもなくば論理値“０”を出力する。
コンパレータ３０ＵＰ，３０ＵＮには電流偏差ベクトル
ΔｉのＵ相成分Δｉｕ、コンパレータ３０ＶＰ，３０Ｖ
ＮにはＶ相成分Δｉｖ、コンパレータ３０ＷＰ，３０Ｗ
ＮにはＷ相成分Δｉｗが与えられている。

【００６１】３１Ｕ，３１Ｖ，３１ＷはＮＯＴ回路であ
り、入力信号の否定論理を取って出力する。ＮＯＴ回路
３１Ｕには、スイッチングシーケンス論理回路１３が出
力するスイッチング指令ｓｗｃのＵ相成分ｓｗｕが、Ｎ
ＯＴ回路３１Ｖには同じくＶ相成分ｓｗｖが、ＮＯＴ回
路３１Ｗには同じくｗ相成分ｓｗｗが与えられる。

【００６２】３２ＵＰ，３２ＵＮ，３２ＶＰ，３２Ｖ
Ｎ，３２ＷＰ，３２ＷＮはアンド回路である。アンド回
路３２ＵＰ，３２ＶＰ，３２ＷＰにはそれぞれスイッチ
ング指令ｓｗｃのＵ相成分ｓｗｕ，Ｖ相成分ｓｗｖが、
Ｗ相成分ｓｗｗが一方の入力として与えられ、コンパレ
ータ３０ＵＰ，３０ＶＰ，３０ＷＰの出力が他方人力と
して与えられ、それぞれアンドを取って出力する。アン
ド回路３２ＵＮ，３２ＶＮ，３２ＷＮにはそれぞれ否定
論理回路３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗの出力が一方の入力と
して与えられ、コンパレータ３０ＵＮ，３０ＶＮ，３０
ＷＮの出力が他方入力として与えられ、それぞれアンド
を取って出力する。オア回路３３はアンド回路３２Ｕ
Ｐ，３２ＵＮ，３２ＶＰ，３２ＶＮ，３２ＷＰ，３２Ｗ
Ｎの出力のすべてのオアをとって、シーケンス起動信号
として出力する。

【００６３】次に、図４に示したシーケンス起動回路１
４の作用について説明する。コンパレータ３０ＵＰ，３
０ＵＮには電流偏差ベクトルΔｉのＵ相成分Δｉｕ＝ｉ
ｕ＊−ｉｕが与えられている。コンパレータの比較レベ
ルの大きさを“Ｈ”とすると、

【００６４】

【数３】｜Δｉｕ｜ ＜ Ｈ であれば、コンパレータ３０ＵＰ，３０ＵＮの出力はい
ずれも“０”である。アンド回路３２ＵＰ，３２ＵＮの
出力も“０”となる。

【００６５】

【数４】 ｜Δｉｖ｜ ＜ Ｈ ｜Δｉｗ｜ ＜ Ｈ も成り立っていれば、アンド回路３２ＵＰ，３２ＵＮ，
３２ＶＰ，３２ＶＮ，３２ＷＰ，３２ＷＮの出力のすベ
てが“０”となるので、オア回路３３の出力はスイッチ
ング指令の値にかかわらず、“０”となる。

【００６６】すなわち、電流偏差の大きさがコンパレー
タの比較レベルの大きさ“Ｈ”で定まる誤差領域の範囲
内であれば、シーケンス起動回路の出力は“０”であ
る。もしも

【００６７】

【数５】｜Δｉｕ｜ ＞ Ｈ となれば、コンパレータ３０ＵＰ，３０ＵＮのいずれか
の出力が“１”となる。このとき、コンパレータ３０Ｕ
Ｐの出力が“１”でかつｓｗｕ＝１の時にのみアンド回
路３２ＵＰの出力は“１”となり、オア回路３３を介し
てシーケンス起動回路１０は論理値“１”を出力する。
コンパレータ３０ＵＰの出力が“１”であってもｓｗｕ
＝０であればアンド回路３２ＵＰの出力は“０”であ
る。

【００６８】すなわち、インバータの正側の素子をオン
している相で、その相電流が基準をＨ以上上回った時、
シーケンス起動回路１４は論理値“１”を出力すること
になる。同様に負側の素子をオンしている相でその相電
流が基準をＨ以上下回った時シーケンス起動回路１４は
論理値“１”を出力する。Ｕ相の場合、これはコンパレ
ータ３０ＵＮ、否定論理回路３１Ｕ、アンド回路３２Ｕ
Ｎ、オア回路３３によってなされる。Ｖ相、Ｗ相も同様
である。

【００６９】以上により、シーケンス起動回路１４は、
電流が所定の誤差以上となり、かつ所定のスイッチ条件
が成立したときにのみ論理値“１”を出力してスイッチ
ングシーケンス論理回路１３を起動する。

【００７０】次に、図４のシーケンス起動回路１４の許
容誤差領域を図５に示す。図５には二つの三角形が描か
れている。ＵＶＷ座標において、Ｕ軸、Ｖ軸、Ｗ軸の成
分が、それぞれ順番にｕ，ｖ，ｗのとき（ｕ，ｖ，ｗ）
と表すことにすると、先に説明したコンパレータの比較
レベルＨを用いて、第１の三角形の頂点は（２Ｈ，−
Ｈ，−Ｈ），（−Ｈ，２Ｈ，−Ｈ），（−Ｈ，−Ｈ，２
Ｈ）、第２の三角形の頂点は（−２Ｈ，Ｈ，Ｈ），
（Ｈ，−２Ｈ，Ｈ），（Ｈ，Ｈ，−２Ｈ）で表される。

【００７１】電流偏差ベクトルの先端が第１の三角形と
第２の三角形の双方に含まれる六角形の領域内にあれ
ば、図４のコンパレータの３０ＵＰ〜３０ＷＮのすべて
が出力が“０”であるので、オア回路３３の出力も
“０”である。上記二つの三角形のいずれかのみに含ま
れ、上記六角形には含まれない６個の小三角形領域の場
合には、スイッチ条件によってオア回路３３の出力は異
なる。

【００７２】例えば、（２Ｈ，−Ｈ，−Ｈ），（Ｈ，
０，−Ｈ），（Ｈ，−Ｈ，０）を頂点とする小三角形内
の領域では、電流偏差のＵ相成分は“Ｈ”を超えている
ので、コンパレータ３０ＵＰの出力は“１”である。こ
のとき、スイッチング信号ｓｗｕ＝１であれば、アンド
回路３２ＵＰの出力は“１”となるが、信号ｓｗｕ＝０
であれば、アンド回路３２ＵＰの出力は“０”で、他の
アンド回路の出力もすべて“０”である。

【００７３】従って、スイッチング信号ｓｗｕ＝１な
ら、小三角形領域は許容誤差範囲外とみなされ、シーケ
ンス起動回路は論理値“１”を出力するが、スイッチン
グ信号ｓｗｕ＝０なら、小三角形領域は許容誤差範囲内
とみなされ、シーケンス起動回路１４は論理値“０”を
出力する。

【００７４】このように許容誤差領域の大きさをスイッ
チング信号により変化させることにより、同一素子があ
まりにも高速にオンオフを繰り返すことを防ぐことがで
きる。

【００７５】図１に示した第１の実施の形態の全体とし
ての動作を図３、図６を参照して説明する。図６は、ス
イッチングシーケンス論理回路１３の各部動作波形図で
ある。

【００７６】図６において、（ａ）はアンド回路２７に
与えられるクロック信号、（ｂ）はシーケンス起動回路
１４より与えられるシーケンス起動指令、（ｃ）は不一
致検出回路２２の出力する不一致検出信号、（ｄ）はア
ンド回路２４の出力、（ｅ）はゼロベクトル検出器２６
の出力するゼロベクトル検出信号、（ｆ）はオア回路２
５の出力信号、（ｇ）はアンド回路２７の出力信号、
（ｉ）はベクトル選択テープル２１の出力するスイッチ
ング信号ｓｗｎ，（ｊ）はラッチ回路２３が出力するス
イッチング信号ｓｗｃで最終的にＰＷＭ信号として論理
回路９へ出力される信号、（ｋ）はラッチ回路２８の出
力するスイッチング信号ｓｗｏ，（ｕ）（ｖ）（ｗ）は
スイッチング指令のそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相成分であ
る。さて、図１でＰＷＭインバータの負荷である誘導電
動機の電圧方程式は、

【００７７】

【数６】 但し、ｋ＝０，１，・・・，７ である。この式で巻線抵抗Ｒを無視すると、

【００７８】

【数７】 と変形できる。左辺が電流微分ｄｉ／ｄｔであるから、
この式は電流がおおよそベクトル（ｖ（ｋ）−ｅ）の角
度方向に変化し、その変化速度が｜（ｖ（ｋ）−ｅ）｜
であることを示している。

【００７９】図６において、時刻ｔ１までの間、ラッチ
回路２３は図６（ｊ）のようにスイッチング指令ｓｗｃ
＝ｓｗ（０）を出力している。従って、図１のインバー
タ３の下側のスイッチング素子ＳＵＮ，ＳＶＮ，ＳＷＮ
がオンし、出力電圧ベクトルｖ（０）＝０である。この
とき、電流微分

【００８０】

【数８】 であるから、電流は逆起電力のみによって変化してい
る。このときのベクトル関係が、図７の通りであるとす
る。図７において、左側の六角形は図２で示したインバ
ータの出力可能な電圧ベクトルである。点線の矢印で示
しているのは逆起電力ベクトルｅである。右側には図５
の許容誤差領域の星形を描いている。電流基準および電
流のベクトルも電圧ベクトルと原点を合わせて描いてい
る。電流基準ｉ^* の先端は当然星形の中心にある。この
とき電流ｉが図のようなベクトルであるとする。電流偏
差Ｎは電流ベクトルの先端から電流基準ベクトルの先端
に向かうベクトルなので、図７で電流偏差ベクトルの角
度に最も近い角度を持つ電圧ベクトルはｖ（４）であ
る。

【００８１】従って、図３のベクトル選択テーブルは表
２に基づき、ｓｗｎとしてｖ（４）を選択し出力する。
電流変化は（５）式によるので、図７において逆起電力
ベクトルと同じ大きさで、逆起電力ベクトルの先端から
原点にむかう方向を持つ白矢印により電流は変化する。
電流ベクトルの先端から出るよう同一の白矢印を描いて
いる。電圧ベクトルｖ（０）をインバータが出力すると
この白矢印方向に電流は変化することを（５）式は示し
ている。従って、時間が経過すると、電流ベクトルは図
８のように変化し、

【００８２】

【数９】Δｉｕ ＜ −Ｈ が成立するようになる。これにより、図４でコンパレー
タ３０ＵＮの出力が“１”、ｓｗｕ＝０なのでアンド回
路３２ＵＮの出力も“１”となり、図１のスイッチシー
ケンス起動回路１４は“１”を出力する。図６でシーケ
ンス起動回路１４の出力は（ｂ）で示しており、このタ
イミングをｔ１で示している。

【００８３】スイッチング信号ｓｗｎ＝ｓｗ（４），ｓ
ｗｃ＝ｓｗ（０）であるので、不一致検出回路２２の出
力はこれまでも論理値“１”だったので、シーケンス起
動回路１４の出力は“０”から“１”に変化したこの時
点ｔ１でアンド回路２４の出力（ｄ）は“１”となる。

【００８４】ベクトル選択テーブル２１の出力はｓｗｎ
＝ｓｗ（４）なので、ゼロベクトル検出器２６の出力は
“０”であるが、アンド回路２４の出力（ｄ）が“１”
となったことによりオア回路２５の出力（ｆ）も“１”
となる。

【００８５】時刻ｔ２にて、クロック（ａ）が立ち上が
り、アンド回路２７の出力（ｇ）が“１”となり、ラッ
チ回路２３およびラッチ回路２８はその時のデータ入力
をラッチする。ラッチ回路２３の出力（ｊ）はｓｗ
（０）からｓｗ（４）へ、ラッチ回路２８の出力（ｋ）
はｓｗ（４）からｓｗ（０）へ変化する。このとき、電
流偏差ベクトルΔｉは図８の通りで「−π／６＜θΔｉ
＜π／６」である。表３から、ベクトル選択テーブル２
１は、図６中（ｉ）に示すように、ｓｗ（４）を出力し
続ける。これにより、不一致検出回路２２の出力が
“１”から“０”に変化し、アンド回路２４、オア回路
２５、アンド回路２７の出力はすべて“０”となる。

【００８６】時点ｔ２において、スイッチング信号ｓｗ
ｃがｓｗ（０）からｓｗ（４）に切り替わった後の、ベ
クトル図を図９に示す。インバータ出力電圧がｖ（４）
なので電流の変化方向は、白矢印で示す電圧ｖ（４）−
ｅの方向である。電流が許容誤差範囲に入るように変化
するので、スイッチシーケンス起動回路１４の出力
（ｂ）は時刻ｔ２の後、しばらくすると“１”から
“０”に変化する。

【００８７】図９の白矢印方向に電流が変化すると、電
流偏差ベクトルＮは時計回りに回転する。従って、角度
θΔｉは「−π／６＜θΔｉ＜π／６」の領域からやが
て−π／６（＝１１π／６）を超え、「３π／２＜θΔ
ｉ＜１１π／６」の領域に入る。θΔｉが「３π／２＜
θΔｉ＜１１π／６」の領域に入った時点ｔ３におい
て、ベクトル選択テーブル２１は表３に基づき、スイッ
チング信号ｓｗ（５）を出力するようになる。

【００８８】この時点のベクトル図を図１０に示す。電
流ベクトルの先端が一点鎖線上を動いていき、許容誤差
領域においてＷ軸成分がゼロの点線で示したラインを超
えると、「θΔｉ＜１１π／６」となる。これにより、
図６中（ｃ）に示すように、不一致検出回路２２の出力
は“１”となる。

【００８９】しかしながら、図１０からわかるように、
偏差ベクトルＮの大きさが許容誤差領域の範囲内で、シ
ーケンス起動回路１４の出力（ｂ）が“０”なので、ア
ンド回路２４の出力（ｄ）は“０”のままである。ま
た、ベクトル選択テーブル２１の出力はｓｗｎ＝ｓｗ
（５）であるから、ゼロベクトル検出器２６の出力も
“０”なので、オア回路２５の出力（ｆ）も“０”であ
る。従って、ラッチ回路２３の出力ｓｗｃ、すなわちＰ
ＷＭ信号出力はｓｗ（４）が保たれ、電流ベクトルの先
端は図１０の一点鎖線上を進み、やがてＵ軸成分がゼロ
の点線で示したラインを超える。

【００９０】この時点のベクトル図を図１１に示す。電
流ベクトルの先端がＵ軸成分がゼロの点線で示したライ
ンを超えたため電流偏差ベクトルの角度は、「７π／６
＜θΔｉ＜３π／２」の領域に入っている。この時点ｔ
４にて、ベクトル選択テーブル２１の出力ｓｗｎは、表
３に従いｓｗ（５）からｓｗ（７）に変化する。ゼロベ
クトルへの移行の場合、表３では、出力中のｓｗｃの値
ばかりでなく、そのｓｗｃの値に変化する前に出力して
いたｓｗｃの値をも用いてベクトルｓｗ（０），ｓｗ
（７）のいずれを選択するかを決定している。出力中の
ｓｗｃの値はラッチ回路２３から、そのｓｗｃの値に変
化する前に出力していたｓｗｃの値はラッチ回路２８か
ら与えられる。

【００９１】このようにゼロベクトルの選択に以前のｓ
ｗｃの値を用いるのは、基本的にスイッチング信号の移
行を三角波比較ＰＷＭの移行順序に近づけるためであ
る。表３のゼロベクトルの選択論理を言葉で表すと、
「インバータの正側の素子が二つ以上オンしている状態
から、一つだけオンした状態に移行していたら、次にゼ
ロベクトルに移行する場合には、正側の素子はすべてオ
フし、負側の素子をすべてオンする信号を選択する。す
なわちｓｗ（０）を選択する。逆に、インバータの負側
の素子が二つ以上オンしている状態から、一つだけオン
した状態に移行していたら、次にゼロベクトルに移行す
る場合には、負側の素子はすべてオフし、正側の素子を
すべてオンする信号を選択する。すなわちｓｗ（７）を
選択する。」という論理である。但し、ありえない移行
は表３では除いている。表３では、ｓｗ（５）、ｓｗ
（６）、ｓｗ（７）のいずれかからｓｗ（４）に移行し
た場合、次にゼロベクトルに移行する場合にはｓｗ
（０）が選択される。ｓｗ（４）はインバータの正側の
素子をーつだけオンするスイッチング信号であり、ｓｗ
（５），ｓｗ（６），ｓｗ（７）はインバータの正側の
素子を二つ以上オンするスイッチング信号である。イン
バータの正側の素子を二つ以上オンするスイッチング信
号には他にｓｗ（３）が存在するにもかかわらず、表３
でｓｗ（４）以前のｓｗｃの値としてｓｗ（３）を省略
したのは、ｓｗ（３）からｓｗ（４）へ移行することが
表３の論理で有り得ないからである。表３によれば、ｓ
ｗ（３）から移行可能なスイッチング信号はｓｗ
（１），ｓｗ（２）およびゼロベクトルのみである。も
ちろんｓｗ（３）を付け加え、ｓｗ（３），ｓｗ（５）
ｓｗ（６），ｓｗ（７）のいずれかからｓｗ（４）に移
行した場合、次にゼロベクトルに移行する場合にはｓｗ
（０）が選択される、という論理にしてもかまわない。

【００９２】ｓｗ（３）からｓｗ（４）への移行がない
ので、「ｓｗ（３）→ｓｗ（４）→ｓｗ（０）」のよう
な選択がなされることもありえない。以上により、時刻
ｔ４にてベクトル選択テーブル２１の出力ｓｗｎがｓｗ
（５）からｓｗ（７）に変化し、ゼロベクトル検出回路
２６の出力（ｅ）が“０”から“１”に変化する。これ
により、アンド回路２４の出力（ｄ）に関わりなく、オ
ア回路２５の出力（ｆ）は“１”に変化する。従って、
次のクロック信号の立ち上がるタイミングｔ５にてアン
ド回路２７の出力（ｇ）も立ち上がり、ラッチ回路２
３，ラッチ回路２８は入カデータをラッチする。ラッチ
回路２３の出力（ｊ）はｓｗ（４）からｓｗ（７）へ、
ラッチ回路２８の出力（ｋ）はｓｗ（０）からｓｗ
（４）へ変化する。スイッチングシーケンス論理回路９
の出力はラッチ回路２３の出力信号だから、インバータ
は時点ｔ５以降、スイッチング信号ｓｗ（７）により運
転される。

【００９３】この時点ｔ５におけるスイッチング信号の
移行が、シーケンス起動回路１４からの要求なしに行わ
れることが重要な特徴である。スイッチング信号ｓｗ
（７）で運転され、インバータ３の出力電圧ベクトルが
ｖ（７）になるので、電流は

【００９４】

【数１０】ｖ（７）−ｅ＝−ｅ により変化するようになる。図１２に一点鎖線で示した
直線上を電流ベクトルｉの先端は動いていく。ベクトル
選択テーブル２１はごく短時間の間、ｓｗ（１）を出力
するが、電流偏差ベクトルが反時計回りに回転し、その
角度θΔｉが時点ｔ６にて「３π／２＜θΔｉ＜１１π
／６」の領域に再び入ることにより、ｓｗ（５）を出力
するようになる。ここまで不一致検出回路２２の出力
（ｃ）は“１”のままであるが、シーケンス起動指令
（ｂ）が“０”なのでアンド回路２４の出力は“０”で
あり、またゼロベクトル検出器２６の出力も“０”なの
でラッチ回路２３，２８は動作しない。電流はさらに図
１２の一点鎖線で示した直線上を動いてゆき、時点ｔ７
にて示す電流ベクトルｉに達する。この時点ｔ７で、電
流ｉは許容誤差領域の「Δｉｖ＞Ｈ」のラインを超えて
いる。これにより、図４のコンパレータ３０ＶＰの出力
が“１”に変化する。

【００９５】また、ここまでスイッチング信号ｓｗ
（７）で運転されていることから、図４のスイッチング
信号ｓｗｖも“１”であり、アンド回路３２ＶＰが
“１”となり、オア回路３３を介して、シーケンス起動
回路１３はシーケンス起動指令（ｂ）として“１”を出
力する。アンド回路２４を介し、オア回路２５の出力は
“１”となる。次のクロックパルス（ａ）の立ち上がり
ｔ８にてラッチ回路２３，２８は入力データをラッチす
る。

【００９６】ラッチ回路２３の出力（ｊ）はｓｗ（７）
からｓｗ（５）に、ラッチ回路２８の出力（ｋ）はｓｗ
（４）からｓｗ（７）に変化する。ベクトル選択テーブ
ルは表３からｓｗ（５）をそのまま出力し続けるので、
不一致検出回路２２の出力（ｃ）は“１”から“０”に
変化する。インバータ３がｓｗ（５）により運転される
ので、電流はｖ（５）−ｅで変化するようになり、電流
ベクトルの先端は図１３の一点鎖線上を動いてゆく。こ
れにより電流偏差ベクトルは反時計回りに回転し、時刻
ｔ９にてその角度θΔｉは、「−π／６＜θΔｉ＜π／
６」の領域に再び入り、ベクトル選択テーブル２１はｓ
ｗ（４）を出力するようになる。

【００９７】不一致検出回路２２の出力（ｃ）が“１”
に変化するが、シーケンス起動指令（ｂ）が“０”なの
でアンド回路２４の出力は“０”であり、またゼロベク
トル検出器２６の出力も“０”なので、ラッチ回路２
３，２８は動作しない。電流が更に一点鎖線上を動き、
図１３に描いた位置まで達し、電流偏差ベクトルの角度
が「π／６＜θΔｉ＜π／２」の領域に入った時点ｔ１
０にて、ベクトル選択テーブル２１は、表３に基づきｓ
ｗ（０）に出力（１）を変化させる。

【００９８】ゼロベクトル検出器２６の出力が“１”と
なり、オア回路２５の出力も“１”となるので、次のク
ロックパルスの立ち上がりｔ１１において、アンド回路
２７の出力が“１”となり、ラッチ回路２３，２８はそ
の時点の入カデータをラッチする。ラッチ回路２３の出
力はｓｗ（５）からｓｗ（０）へ、ラッチ回路２８の出
力はｓｗ（７）からｓｗ（５）へと変化する。インバー
タ出力電圧がｖ（０）となるので、電流はｖ（０）−ｅ
で変化し、図１４の一点鎖線上を動いてゆく。ベクトル
選択テーブル２１はｓｗ（６）を出力するようになる。

【００９９】しかしながら、電流偏差ベクトルの角度θ
Δｉは、「π／６＜θΔｉ」の領域に入ったばかりなの
で、その後の電流変化ですぐに「−π／６＜θΔｉ＜π
／６」の領域にもどり、ベクトル選択テーブル２１はｓ
ｗ（４）を出力するようになる。以上によりベクトル関
係は図６のｔ１以前の状態にもどる。電流が図１４に描
いた位置まで変化すると、時刻ｔ１で説明した変化が再
び生じることになる。

【０１００】以上の過程での電流ベクトルの先端の軌跡
を図１５に示す。本発明によれば、許容誤差領域のごく
一部を用いて電流制御されることがわかる。一旦図１５
のような起電力と電流偏差の関係が成立すると、以後は
非ゼロ電圧ベクトルとしてはｖ（４）とｖ（５）のみが
選択されることになる。

【０１０１】ゼロ電圧ベクトル時の−ｅによる電流変化
を補うように電流制御するから、出力する非ゼロ電圧ベ
クトルの組合わせで逆起電力ｅ相当の電圧ベクトルを出
しているはずである。図１５においては、その非ゼロ電
圧ベクトルとしてもっともｖ（ｋ）−ｅの大きさが小さ
い二つの電圧ベクトルｖ（４），ｖ（５）が選択されて
いる。この二つの電圧ベクトルの組合せは電流変化速度
がもっともゆるやかで定常状態において望ましい組合わ
せである。

【０１０２】しかも本発明では逆起電カベクトルを検出
することなく、望ましい電圧ベクトルのみを選択するこ
とができる。図１６は第１の実施の形態による誘導電動
機の電流制御の定常状態におけるシミュレーション結果
である。図１６において、最上段には、電動機のＵ相、
Ｖ相、Ｗ相電流を、次段にはシーケンス起動回路のシー
ケンス起動指令信号を示している。

【０１０３】そして、その下の三つの信号はＵ相、Ｖ
相、Ｗ相のスイッチング信号ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗで
ある。線間電圧相当の信号としてｓｗｕ−ｓｗｖを次の
段に示している。その下には、電流基準、電流、逆起電
力のＵ相成分をｉ^* ｕ，ｉｕ，ｅｕで示している。

【０１０４】最下段はトルクである。線間電圧相当の信
号ｓｗｕ−ｓｗｖをみればわかるように、図１６では逆
パルスが出ていない。制御サンプリングと、許容誤差領
域の設定値Ｈの値等によっては、逆パルスが出ることも
あるが、そのような場合、図６におけるクロックパルス
（ａ）の周波数を高くしてやれば、逆パルスは出にくく
なる。クロックパルス（ａ）の周波数を高くすると、出
力中の電圧ベクトルと電流偏差ベクトルとの角度差が±
９０度以上である期間（図６におけるｔ４〜ｔ５，ｔ１
０〜ｔ１１の期間）が短くなる。すなわち行き過ぎ量が
少くなる。これにより戻りも速くなり、それぞれの期間
の直後のベクトル選択テーブルがｓｗ（１）やｓｗ
（６）を出力している期間が短くなる。結果としてｓｗ
（１），ｓｗ（６）がラッチ回路２３でラッチされる可
能性が小さくなる。

【０１０５】以上のように、本発明によれば、逆パルス
が出にくくなり、従来のヒステリシスバンドＰＷＭで説
明した無駄なスイッチングが少なくなる。図１７は第１
の実施の形態による誘導電動機の電流制御において、ト
ルクが絶対値として等しくその符号が正から負にステッ
プ的に変化するように、電流指令を急変させた場合のシ
ミュレーション波形である。このような過渡状態におい
ても、正常に電流制御がなされていることがわかる。

【０１０６】電流指令が急変するような過渡状態におい
ては、 （１）電流偏差の大きさが許容誤差領域に収まらなくな
る （２）電流偏差ベクトルの角度θΔｉが急変する のいずれか、あるいは双方が生じて、電流を急速に指令
に追従させる。

【０１０７】第１の実施の形態においては、ベクトルを
表２、表３によって選択しており、図２に示す６個の非
ゼロ電圧ベクトル間の直接の移行については、隣接する
非ゼロ電圧ベクトルへの移行しか許さないという論理に
より、定常状態では線間電圧において逆パルスが出にく
くなることを実現している。過渡状態においてはそれま
で出力していた非ゼロ電圧ベクトルと隣り合っていな
い、遠く離れた非ゼロ電圧ベクトルが要求される場合が
ある。

【０１０８】このような場合、表３に示す論理によっ
て、いったんゼロベクトルヘ移行し、その後、表２に示
す論理によってあらためて非ゼロ電圧ベクトルを出力す
る。すなわち、ゼロベクトルを経由しさえすれば、出力
可能なすべての非ゼロ電圧ベクトル間の移行を許してお
り、これによって過渡状態における急速な電流制御を実
現しているのである。

【０１０９】図１７において、トルクの値が正の値から
負の値へと直線的に変化しているが、この変化速度は電
圧と逆起電力とインダクタンスによって決まる速さであ
る。これにより変調周波数と無関係に、ＰＩ制御等では
実現できない超高速の応答が得られる。ＧＴＯのような
低速スイッチング素子では許容誤差領域の設定値Ｈを大
きくせねばならないので、定常状態における電流リップ
ルは大きくなるが、電流基準の急変、あるいは負荷外乱
による電流変化のような過渡時には高速スイッチング素
子を用いた場合と同等の高速応答が得られる。このよう
な高速応答は、従来のヒステリシスバンドＰＷＭ制御に
よっても実現できていた。

【０１１０】しかしながら、第１の実施の形態によれ
ば、高速応答を実現すると同時に、従来のヒステリシス
バンドＰＷＭ制御では不可能であった、定常時での高調
波を低減したＰＷＭ制御を過渡時と同一の制御論理で実
現可能とする。また、逆起電力情報が不要なので、ノイ
ズに強いスイッチング制御が実現可能となる。

【０１１１】（第２の実施の形態）第１の実施の形態で
は、定常状態において確かに望ましい電圧ベクトルのみ
が選択されているのではあるが、電圧ベクトルの移行時
のスイッチング回数に問題がある。

【０１１２】図６におけるスイッチング信号ｓｗｃの移
り変わりをみると、 ｓｗ（０）→ｓｗ（４）→ｓｗ（７）→ｓｗ（５）→ｓ
ｗ（０） である。ｓｗ（４）からｓｗ（７）への移行では、スイ
ッチング信号のＶ相、Ｗ相成分が同時に“０”から
“１”に変化しており、ｓｗ（５）からｓｗ（０）への
移行では、スイッチング信号のＶ相、Ｗ相成分が同時に
“１”から“０”に変化している。すなわち、ベクトル
移行のために２相でスイッングが行われている。

【０１１３】三角波比較ＰＷＭであれば、 ｓｗ（０）→ｓｗ（４）→ｓｗ（５）→ｓｗ（７）→ｓ
ｗ（５）→ｓｗ（４）→ｓｗ（０） のように移行するようにスイッチング信号が生成され
る。このシーケンスがスイッチング回数あたりの高調波
低減効果に最も優れている。

【０１１４】図６（ｉ）をみると、電圧ベクトル選択テ
ーブルからは、タイミングｔ３にてｓｗ（５）のスイッ
チング信号が出力されており、この信号を出力に反映さ
せることができれば、 ｓｗ（０）→ｓｗ（４）→ｓｗ（５） というベクトル移行が可能となる。

【０１１５】これを実現するためのスイッチングシーケ
ンス論理回路１３の変形例の構成を図１８に示す。図１
８において、２１〜２４及び２６〜２８は図３に示した
回路と同一構成要素である。４０はゼロベクトル検出回
路、４１はアンド回路、２５Ａは３入力のオア回路であ
る。ゼロベクトル検出回路４０は、ラッチ回路２８の出
力がゼロベクトルであるか否かを検出し、ゼロベクトル
であれば論理値“１”さもなくば“０”を出力する。

【０１１６】アンド回路４１にはゼロベクトル検出回路
４０の出力と不一致検出回路２２の出力が与えらてい
る。オア回路２５Ａは図３のオア回路２５と同じ二つの
人力のほかに新たにアンド回路４１の出力が与えられて
いる。

【０１１７】また、第１の実施の形態では、ゼロベクト
ルのスイッチング信号ｓｗ（０），ｓｗ（７）からのベ
クトル選択に表２を用いている。表２では、電流偏差ベ
クトルの角度だけでスイッチング信号が選択されるの
で、 ｓｗ（０）→ｓｗ（５） 或いは ｓｗ（７）→ｓｗ（４） のような、２相のスイッチングを要する移行も許されて
いた。

【０１１８】これを防ぐために次の表４を用いる。出力
中のスイッチング指令が、ｓｗ（０）であれば移行でき
るスイッチング指令は、１相だけのスイッチングですむ
ｓｗ（４），ｓｗ（２），ｓｗ（１）のいずれかであ
り、この三つのスイッチング信号のうちから、電流偏差
ベクトルとの角度差が最も小さい電圧ベクトルとなるス
イッチング信号が選択される。出力中のスイッチング指
令がｓｗ（７）のときも同様に、１相だけのスイッチン
グですむｓｗ（６），ｓｗ（３），ｓｗ（５）のなかか
ら選択される。ゼロベクトル以外からの移行については
第１の実施の形態と同様、表３が用いられる。

【０１１９】

【表４】

【０１２０】図１８のスイッチングシーケンス論理回
路、及び表２の代わりに表４のベクトル選択論理を用い
た場合の動作を図１９に基づいて説明する。図１９は、
ゼロベクトル検出回路４０の出力（ｍ），アンド回路４
１の出力（ｎ）を迫加し、（ｆ）が２入力のオア回路２
５から３入力のオア回路２５Ａに変わっているだけで、
他は図６と同じである。

【０１２１】図１９の左端における電圧電流のベクトル
関係が、図２０に示すようであるとする。逆起電力によ
る電流が変化し、タイミングｔ１でのベクトル関係は図
２１のようになる。表２の論理によれば、この時点まで
の電流偏差ベクトルと最も近い角度を持つ電圧ベクトル
がｖ（４）であることからｓｗ（４）が選択されてい
た。第２の実施の形態の場合、結果的に同じであるが、
表４に基づきｓｗ（４）を選択する。もしも電流偏差ベ
クトルと最も近い角度を持つ電圧ベクトルがｖ（４）で
なく、むしろｖ（５）の方であったとしても出力中のス
イッチング信号がｓｗ（０）であることから、ｓｗ
（４）を選択するのである。時刻ｔ１に至り、電流偏差
ベクトルの大きさが許容誤差範囲を越えると、シーケン
ス起動指令（ｂ）が与えられる。

【０１２２】第１の実施の形態の場合と同様に、次のク
ロック（ａ）の立ち上がりのタイミングｔ２にて、アン
ド回路２４、オア回路２５Ａ、アンド回路２７を介し、
ラッチ回路２３，２８にラッチタイミング指令（ｇ）が
与えられる。ラッチ回路２３の出力（ｊ）はｓｗ（０）
からｓｗ（４）に、ラッチ回路２８の出力（ｋ）はｓｗ
（４）からｓｗ（０）に変わる。ｔ１直後の電流偏差ベ
クトルの角度は、ｔ１直前と同じである。

【０１２３】図２１の場合、明らかに、最も近い角度を
持つ電圧ベクトルはｖ（４）であり、ベクトル選択テー
ブル２１は、表３によりｓｗ（４）を出力しつづける
（ｉ）。ラッチ回路２３の出力ｓｗｃ、ベクトル選択テ
ーブル２１の出力が等しいことから、不一致検出回路２
２の出力（Ｃ）は“０”となり、アンド回路２４の出力
も“０”にもどる。一方、追加したゼロベクトル検出器
４０の出力（ｍ）も、このタイミングｔ２にて“１”と
なる。しかしながら、不一致検出回路２２の出力が
“０”なので、アンド回路４１の出力（ｎ）も“０”で
ある。

【０１２４】従って、オア回路２５Ａ、アンド回路２７
の出力も“０”である。電圧ベクトルｖ（４）と逆起電
力ｅによって、電流が図２２の１点鎖線上を矢印方向に
変化するから、電流偏差ベクトルは時計方向に回転す
る。θΔｉが「−π／６〜π／６」の領域から、「３π
／２〜１１π／６」の領域に移るタイミングｔ３にて、
ベクトル選択テーブル２１は表３に基づいてｓｗ（５）
を出力する。

【０１２５】これにより、不一致検出回路２２の出力
（ｃ）が“１”に変化する。追加したゼロベクトル検出
器４０の出力はタイミングｔ２以降“１”になっている
ので、アンド回路４１の出力（ｎ）、オア回路２５Ａの
出力（ｆ）も“１”になる。

【０１２６】従って、次のクロック（ａ）の立ち上がり
ｔ４にてアンド回路２７の出力（ｇ）が“１”となっ
て、ラッチ回路２３，２８が動作する。ラッチ回路２３
の出力はｓｗ（４）からｓｗ（５）へ、ラッチ回路２８
の出力はｓｗ（０）からｓｗ（４）へと変化する。ラッ
チ回路２３の出力とベクトル選択テーブル２１の出力が
どちらもｓｗ（５）となったので、不一致検出回路２２
の出力（ｃ）が“０”となり、オア回路２５Ａの出力
（ｆ）、アンド回路２７の出力（ｇ）も“０”にもど
る。ラッチ回路２８の出力がｓｗ（４）となったことか
ら、ゼロベクトル検出器４０の出力（ｍ）も“０”にも
どる。

【０１２７】タイミングｔ４以降、電流は図２４の１点
鎖線上を変化するから、電流偏差ベクトルは反時計方向
に回転する。タイミングｔ５にてθΔｉが「３π／２〜
１１π／６」の領域から、「−π／６〜π／６」の領域
に移るとベクトル選択テーブル２１は表３に基づいてｓ
ｗ（４）を出力する。

【０１２８】θΔｉが「−π／６〜π／６」の領域か
ら、「３π／２〜１１π／６」の領域に移ったタイミン
グｔ３と、それがＰＷＭ信号に反映されたタイミングｔ
４との間はクロック（ａ）の１周期以内のわずかな期間
である。従って、タイミングｔ４とθΔｉが「３π／２
〜１１π／６」の領域から「−π／６〜π／６」の領域
にもどるタイミングｔ５の期間も、やはりわずかな期間
となる。図１９ではクロックの１周期以内でもどるよう
に描いているが、実際には主回路の動作速度の遅れの分
の時間はかかる。

【０１２９】しかしながら、図１９におけるＰＷＭの１
周期ｔ１からｔ１７までの期間に比較すると、ｔ３から
ｔ５までの期間はやはり非常に短いといえる。タイミン
グｔ５でベクトル選択テーブル２１はｓｗ（４）を出力
し、不一致検出回路２２の出力（ｃ）は“１”となる。
しかしながら、ラッチ回路２８の出力がｓｗ（４）なの
で、ゼロベクトル検出器40の出力は“０”であり、アン
ド回路４１、オア回路２５Ａ、アンド回路２７の出力は
“０”のままである。

【０１３０】従って、インバータは、ｓｗ（５）に基づ
くＰＷＭ信号で運転され続け、タイミングｔ６にて、図
２５に示すようなベクトル関係となる。θΔｉが「−π
／６〜π／６」の領域から「π／６〜π／２」の領域に
移る。ラッチ回路２３の出力（ｊ）がｓｗ（５）、ラッ
チ回路２８の出力（ｋ）がｓｗ（４）なので表３からベ
クトル選択テーブル２１はｓｗ（７）を出力する。ゼロ
ベクトル検出器２６の出力が“１”となるので、オア回
路２５Ａの出力も“１”となり、その次のクロックの立
ち上がりタイミングｔ７にてアンド回路２７の出力
（ｇ）が“１”となって、ラッチ回路２３，２８にラッ
チ指令を与える。ラッチ回路２３の出力はｓｗ（５）か
らｓｗ（７）へ、ラッチ回路２８の出力はｓｗ（４）か
らｓｗ（５）へと変化する。

【０１３１】ここで、ラッチ回路出力ｓｗ（７）がゼロ
ベクトルになったことから、ベクトル選択テーブル２１
は表４に基づいてベクトルを選択するようになる。θΔ
ｉ＜π／６からθΔｉ＞π／６になったところであるか
ら、表４の角度のわけかたではθΔｉは「π／３〜０」
の領域に含まれており、出力中の信号がｓｗ（７）であ
るところから、ベクトル選択テーブルの出力はｓｗ
（６）となる。

【０１３２】ラッチ回路２３の出力すなわちスイッチン
グシーケンス論理回路１３の出力がゼロベクトルになる
と、スイッチングシーケンス論理回路１３は外部から起
動指令（図１２中（ｂ））を与えられるまで、ゼロベク
トルを出力し続ける。図２６に示すようなベクトル関係
となり、電流は一点鎖線上を動いてゆく。電流偏差ベク
トルは時計方向に回転し、その角度θΔｉは「π／３〜
０」の領域から「５π／３〜２π」の領域にもどってく
る。

【０１３３】これにより表４から、ベクトル選択テーブ
ルの出力はｓｗ（６）からｓｗ（５）に変化する。図１
９ではそのタイミングをｔ８で示している。スイッチン
グシーケンス論理回路１３の出力がｓｗ（７）であるか
ら、図２６の一点鎖線上を電流が動いていくとき誤差領
域の内側の六角形の辺を超えてもシーケンス起動回路１
４は動作しない。Ｕ相のスイッチング信号がすでに
“１”になっているからである。

【０１３４】従って、誤差領域の外側の逆三角形の辺を
超え、Ｖ相スイッチング信号が“１”であり、しかもＶ
相の偏差が正の設定値Ｈを超えた時点ｔ９で起動信号１
を出力する。この時点のベクトル関係を図２７に示す。
この次のクロックパルスの立ち上がりｔ１０にてラッチ
回路２３の出力はｓｗ（７）からｓｗ（５）へ、ラッチ
回路２８の出力はｓｗ（５）からｓｗ（７）に変化す
る。

【０１３５】この時点ｔ１０以後ｔ１８までにおける動
作は時点ｔ２〜ｔ１０における動作と類似であるので説
明を省略する。以上によって図１９に示すように、 ｓｗ（０）→ｓｗ（４）→ｓｗ（５）→ｓｗ（７）→ｓ
ｗ（５）→ｓｗ（４）→ｓｗ（０） のベクトル移行が成り立つ。各相成分（ｕ），（ｖ），
（ｗ）を見るとベクトル移行時に１回のスイッチングし
か行われていないことがわかる。

【０１３６】以上において時点ｔ７〜ｔ１０間のベクト
ル移行とシーケンス起動回路１３の動作は電流電圧のベ
クトル関係によって微妙に変わるので、 ｓｗ（０）→ｓｗ（４）→ｓｗ（５）→ｓｗ（７）→ｓ
ｗ（６）→ｓｗ（４）→ｓｗ（０） というシーケンスになる可能性もあるが、ベクトル移行
時に１回のスイッチングしか行われないことには変わり
がない。

【０１３７】第２の実施の形態によって図１６と同一の
運転条件で誘導電動機を運転したときのシミュレーショ
ン波形を図２８に示す。図１６と比較して、各相のスイ
ッチング回数がほぼ同じであるのに、線間電圧として
は、パルス数が増加していることがわかる。これによ
り、高調波をより低減できる。

【０１３８】以上述べたように、第２の実施の態様によ
れば、定常状態で電流変化のゆるやかな電圧ベクトルを
選択するのみでなく、電圧ベクトルの移行順序をも規定
して、同一スイッチング回数で線間電圧のパルス数を増
加させており、高調波を更に低減することができる。

【０１３９】（第３の実施の形態）ここまで、電流偏差
が許容誤差を越えるとスイッチングシーケンスを起動す
るシーケンス起動回路１３による実施の形態について説
明してきた。このように電流偏差を所定範囲に収めるＰ
ＷＭ制御では、電動機の回転数によってスイッチング周
波数が変化する。

【０１４０】図２９は誘導電動機の運転周波数をゼロ周
波数から直線的に上昇させたときの、第２の実施の形態
による電流制御のシミュレーション波形である。許容誤
差の設定は図１６と同じである。

【０１４１】図２９において、スイッチング周波数が回
転数とともに上昇していることがわかる。回転数が低い
と逆起電力が小さくなるため、ゼロベクトルの期間が延
びてしまい、スイッチング周波数が低くなってしまうの
である。従って、本実施の形態によれば、従来のヒステ
リシスバンドＰＷＭ制御のように、スイッチング周波数
が異常に上昇するという現象は生じない。低回転数でス
イッチング周波数が低くなることで素子の責務はゆるや
かになるのであるが、騒音を考えると、スイッチング周
波数の大幅な変化はやはり好ましくない。

【０１４２】スイッチング周波数をほぼ一定のＰＷＭ制
御を行なうためのシーケンス起動回路の例を図３０に示
す。図３０において、５０はカウンタ、５１はコンパレ
ータ、５２は周期設定値、５３はアンド回路、５４はゼ
ロベクトル検出回路である。

【０１４３】図３１の動作説明図に基づいて、図３０の
スイッチング起動回路の動作を説明する。カウンタ５０
には図示しない外部のクロック発生器から高速のクロッ
ク信号が与えられ、カウントアップしてその値を出力す
る。図３１中（ａ）の鋸歯状の波形はカウント値の増加
をアナログ的に示してたものである。カウンタ５０の出
力はコンパレータ５１にて周期設定値５２と比較され
る。周期設定値も図３１中（ａ）に示している。

【０１４４】コンパレータ５１は、カウンタ５０の出力
が周期設定値５２の値と等しい値以上になると論理値
“１”を出力する。これを図３１中（ｂ）に示す。コン
パレータ出力（ｂ）は、アンド回路５３にてゼロベクト
ル検出器５４の出力と比較される。ゼロベクトル検出器
５４にはスイッチングシーケンス論理回路１３から出力
されるスイッチング信号ｓｗｃが入力され、その値がｓ
ｗ（７）か、ｓｗ（０）であれば論理値“１”を出力す
る。

【０１４５】図３１にはスイッチング信号ｓｗｃの構成
要素、すなわち各相のスイッチング信号を（ｕ），
（ｖ），（ｗ）で示している。スイッチング信号
（ｕ），（ｖ），（ｗ）の全てが“０”であるか、ある
いは全てが“１”であれば、ゼロベクトル検出器５４は
図３１中（ｄ）のように論理値“１”を出力する。図３
１中（ｅ）はアンド回路５３の出力である。アンド回路
５３の出力はカウンタ５０にカウント値のクリア信号と
して与えられる。

【０１４６】以上により、シーケンス起動回路は、原則
として一定周期毎に、シーケンス起動信号をスイッチン
グシーケンス論理回路１３に与える。スイッチングシー
ケンス論理回路１３は、起動信号を与えられると、ゼロ
ベクトルから非ゼロベクトルヘ移行し、さらに１回だけ
非ゼロベクトル間の移行を行ない、最後にはゼロベクト
ルヘ移行して一連のシーケンスを終了し、次回シーケン
ス起動信号を与えられるまで、ゼロベクトルを出力しつ
づける。１回だけ非ゼロベクトル間の移行を行なうの
は、図１８に示したスイッチングシーケンス論理回路に
おいて、前回出力していたスイッチング信号ｓｗｏがゼ
ロベクトルであり、出力中のスイッチング信号ｓｗｃと
ベクトル選択テーブル２１の出力ｓｗｎとが異なる信号
であれば、外部からシーケンス起動信号が与えられなく
ても、ベクトル移行を行なう構成となっているからであ
る。

【０１４７】一方、シーケンス起動回路１４は、ゼロベ
クトル検出回路５４の出力とコンパレータ５１の出力の
アンドをとって起動信号を作っているので、設定した周
期以上の時問が経過していても、スイッチングシーケン
ス論理回路１３がゼロベクトルを出力するまで、すなわ
ち一連のスイッチングシーケンスが終了するまで、シー
ケンス起動信号を出力するのを待つ。

【０１４８】これによって、スイッチング周波数は設定
周期よりやや遅めとなり、また若干周波数が変動するこ
とになる。アンド回路５３及びゼロベクトル検出回路５
４がなければ、完全に一定周期毎にスイッチング起動信
号を出力するが、一連のスイッチングシーケンス論理が
終了していないのに起動信号が与えられると、それによ
って非ゼロベクトル間の移行が行われてしまうので、か
えってスイッチング移行シーケンスが乱れてしまうこと
になる。また、設定した周期以上の時間が経過していて
も、スイッチングシーケンス論理回路１３がゼロベクト
ルを出力するまで、すなわち一連のスイッチングシーケ
ンスが終了するまでシーケンス起動信号を出力するのを
待つことにより、シーケンス起動回路１４の設定周期に
かかわらず、電流基準や外乱の急変時等には必要なだけ
の幅のパルスをスイッチングシーケンス論理回路が出力
することが可能となり、過渡応答を高速にすることがで
きる。

【０１４９】図３１からわかるように、スイッチング周
波数は、ほぼ設定周期５２の値を２倍して、その逆数を
とった周波数となる。以上により、図２９と同一条件で
電動機を運転した場合のシミュレーション波形を図３２
に示す。スイッチング周波数がほぼ一定に保たれてい
る。

【０１５０】以上述べたように、第３の実施の態様によ
れば、定常的には変調周波数一定のＰＷＭ制御を行って
いるので、高速スイッチング素子を用いたインバータで
は、スイッチング周波数が下がって人間の耳に感じやす
い周波数となることを避けることができると共に、低速
スイッチング素子を用いている場合にも人間にとって耳
障りな騒音の変化をなくすことができる。また、インバ
ータの主回路素子のスイッチング損失が把握しやすく、
設計が容易になる。しかもスイッチング周波数は周期測
定用カウンタのカウント値を比較するコンパレータの比
較レベルの設定により行なえるので、非常に容易に設定
できる。

【０１５１】（第４の実施の態様）第３の実施の態様に
よるシミュレーション波形（図３２）をみると、電動機
の運転周波数の低い時のほうが電流リップルが小さく、
運転周波数が上昇するにつれて電流リップルが大きくな
っている。これまでにも、低運転周波数では非同期式の
ＰＷＭを行ない、運転周波数が高くなると同期式のＰＷ
Ｍに切り換えて制御するということが行われていた。

【０１５２】変調周波数一定のＰＷＭでは電動機の運転
周波数が高くなると、逆起電力が高くなりゼロ電圧ベク
トル出力中の逆起電力による電流変化が大きくなるた
め、電流リップルが増大するという現象があり、一方で
は運転周波数の１周期間のスイッチング回数が少なくな
るということがある。非同期式では電流波形が時々刻々
変化するため、逆起電力外乱が大きくなりしかも制御チ
ャンスが少なくなる高回転数では、電流波形の安定性が
著しく悪化する。このため同期式ＰＷＭに切り換えるの
である。同期式ＰＷＭで同一電圧波形が繰り返し出力さ
れれば、電流リップル増大はあるにしても電流波形の安
定性は確保される。しかしながら、従来の方式では、非
同期式ＰＷＭから同期式ＰＷＭに切り換えるときに電圧
の基本波や高調波成分の大きさが急変するため、過渡的
に大電流が流れるという問題があった。

【０１５３】第４の実施の態様は、第３の実施の態様に
よる非同期式ＰＷＭと第２の実施の態様による許容誤差
一定のＰＷＭとの双方を可能とするものである。これ
は、第３の実施の態様で示したシーケンス起動回路と第
２の実施の態様で示したシーケンス起動回路との双方の
スイッチングシーケンス起動信号のオア条件でスイッチ
ングシーケンス論理回路に対してスイッチングシーケン
ス起動信号を与えることにより可能となる。回転数の低
い範囲では、第３の実施の態様の如く変調周波数一定の
ＰＷＭを行ない、これによる電流偏差は、許容誤差範囲
に入っている。回転数が上昇すると変調周波数一定では
電流偏差が大きくなっていく。電流偏差が許容誤差より
も大きくなろうとすると第２の実施の態様に基づいてＰ
ＷＭ制御が行なわれるようになる。

【０１５４】第４の実施の態様は、電流制御とＰＷＭ制
御を同時に行なうスイッチング制御なので、変調周波数
一定の制御と、許容誤差一定の制御との切換時にも電流
偏差の大きさが制御されつつ切り換えられるので、従来
のように、切換時にショックを生じるといった問題は生
じない。実際、双方のオア条件で動作する回転数範囲を
持ち、従来のように、ある回転数で、突然切り替わるわ
けではない。

【０１５５】単純に第２、第３の実施の態様において
は、スイッチングシーケンス回路の出力のオア条件によ
ってスイッチングシーケンス起動信号を与える方式でも
切り換えは行われるが、双方のオア条件で動作する回転
数範囲でパルス数が増加してしまう。これを避けるため
には、第３の実施の態様のシーケンス起動回路に若干の
変更が必要である。これを考慮し、許容誤差一定の制御
とのオア条件で動作するシーケンス起動回路の例を図３
３に示す。

【０１５６】図３３に示した非同期ＰＷＭ用シーケンス
起動回路において、図３０との違いは、立ち下がり検出
回路５５が加わったこと、及びカウンタ５０のクリア信
号として、立ち下がり検出回路５５の出力が与えられる
ことである。立ち下がり検出回路５５は、ゼロベクトル
検出回路５４の出力が“１”から“０”に変化したとき
ワンショットパルスを発生する。従って、スイッチング
信号ｓｗｃの値がｓｗ（０），ｓｗ（７）のいずれかか
らこの二つ以外の値に変化したときにワンショットパル
スを発生してカウンタ５０のカウント値を“０”とす
る。アンド回路５３の出力信号はシーケンス起動回路１
４との論理和をオア回路５６にてとられた後、スイッチ
ングシーケンス論理回路１３に与えられる。

【０１５７】このようなシーケンス起動回路１４の構成
によれば、許容誤差一定のスイッチング制御を行なうた
めの、シーケンス起動回路１４により出力されるシーケ
ンス起動信号によってスイッチングシーケンス論理回路
１３が動作し、スイッチング信号がゼロベクトルから非
ゼロベクトルヘ変化した場合にもカウンタのクリアが行
なわれる。従って、許容誤差一定の制御のためのシーケ
ンス起動、周波数一定の制御のためのシーケンス起動の
いずれかにかかわらず、前回ゼロベクトルから非ゼロベ
クトルヘ変化してからの時間がカウンタ５０にて測定さ
れる。従って、双方のシーケンス起動によって、スイッ
チングシーケンス論理回路１３が動作するような回転数
領域において、パルス数が増加するのを防ぐことができ
る。

【０１５８】以上によって、電動機の回転数が低い場合
には変調周波数ほぼ一定のＰＷＭ、電動機の回転数が高
い場合には、許容誤差一定のＰＷＭが可能となる。許容
誤差一定のＰＷＭによれば電動機の回転数が高くなり、
方形波モードにいたるまで連続して運転することが可能
である。

【０１５９】図３４に方形波モードとなる回転数より若
干低い回転数におけるシミュレーション波形を示す。Ｐ
ＷＭ信号の波形があたかも同期式ＰＷＭであるかのよう
な波形になっている。本発明の第１、第２の実施の態様
のいずれでも許容誤差の大きさを小さくすれば、このよ
うな波形が得られる。従来のヒステリシスバンドＰＷＭ
制御においても、ヒステリシスバンドを小さくすればこ
のような波形を得ることができる。しかしながら、従来
のヒステリシスバンドＰＷＭ制御では、低回転数でスイ
ッチング周波数が異常に高くなってしまう問題があるの
で、方形波モード近辺の回転数において安定した電流波
形を得ることができるほどヒステリシスバンドを小さく
することが困難であった。

【０１６０】本発明の第４の実施の態様では、低回転数
では変調周波数一定の制御、高回転数では許容誤差一定
の制御と切り換えることによって、許容誤差の設定値を
小さくすることができ、同期式ＰＷＭライクの波形を得
ることができるのである。

【０１６１】このような方形波領域近辺の回転数では、
本発明によっても実電流を電流基準に等しく制御するこ
とはできない。しかし、最近よく用いられているｄｑ軸
電流制御＋三角波比較ＰＷＭ制御でもこのような領域で
の電流制御はできない。インバータ直流電圧が電流制御
するに足る電圧に不足するから、電流が実電流に追従す
ることができなくなるのである。ｄｑ軸電流制御＋三角
波比較ＰＷＭ制御の場合、このような領域では電流制御
アンプが飽和してしまうから電流制御はもちろん、パル
ス幅の制御も不可能となってしまう。これに対し、本発
明では電流が電流基準から大きく遅れるようになり、等
しく制御することこそできなくなるものの、可能な限り
偏差を小さくしようとして電流制御は行われており、そ
の結果として、電流基準を変化させると電流波形もそれ
なりに変化し、方形波まで連続的にＰＷＭ制御が可能と
なっているのである。

【０１６２】第４の実施の態様は、電流制御可能な回転
数領域での電流制御応答において、第３の実施例のよう
に遅れ時間を持つことがない。電動機の低回転数で周波
数一定の制御を行なっていても、電流基準のステップ変
化時等には、許容誤差一定の制御のためのシーケンス起
動回路がただちに動作するからである。

【０１６３】従って、以上述べたように、第４の実施の
態様では、低回転数では変調周波数一定の制御、高回転
数では許容誤差一定の制御を行ない、インバータの広い
運転範囲を同一の制御論理に基づいて制御可能である。
許容誤差一定の制御は方形波領域まで連続にＰＷＭ制御
でき、しかも方形波領域に入る回転数よりわずかに低い
回転数では同期式ＰＷＭ制御であるかのような電圧波形
を得ることができ、このような領域での安定な運転を可
能とする。変調周波数一定の制御領域と許容誤差一定の
制御領域との間も何らショックなく移行することができ
る。これによって、電卓・電気自動車等の運転周波数が
非常に広く、ゼロ回転から、方形波領域まで運転するよ
うな用途に適用可能である。

【０１６４】（その他の実施の態様）変調周波数の制御
には本発明の許容誤差一定のシーケンス起動回路の許容
誤差の値を電動機の運転条件に応じて変化させることに
よっても可能である。従来のヒステリシスバンドＰＷＭ
のように、変調周波数が急変することはないので許容誤
差設定値による変調周波数のコントロールも容易とな
る。

【０１６５】ここまで本発明を電動機負荷に対する制御
方法として説明してきたが、本発明はその他の負荷に対
しても適用可能である。例えばＵＰＳ（無停電電源装
置）のインバータの制御にも用いることができる。ＵＰ
Ｓの場合、インバータ出力に、ＬＣフィルターが設けら
れるが、これまでの説明における逆起電力がＵＰＳにお
いては、インバータ出力段のフィルターのコンデンサ電
圧に相当すると考えれば良い。

【０１６６】ＵＰＳでは整流器負荷時の急速な負荷外乱
による電圧変化が問題で、電圧の歪率を小さく制御する
ためには、電圧制御のマイナループとして高速な電流制
御が望ましい。本発明によれば超高速の電流応答が可能
となり電圧歪率の小さなＵＰＳが可能となる。

【０１６７】従って、以上述べたように、本発明の実施
の形態によれば、以下のいずれかの効果を奏する。 （１）ヒステリシスバンドＰＷＭ制御並みの超高速電流
応答を可能とし、しかも定常状態では電流変化のゆるや
かな電圧ベクトルのみを選択することで高調波を低減す
ることができる。

【０１６８】（２）ＧＴＯのような低速スイッチング素
子を用いている場合にも高速の電流応答が可能である。
電流制御の高速化はＡＣサーボ、鉄鋼用主圧延機用交流
可変速ドライブ等のトルク応答、速度応答の高速化に直
結し、それらの高性能化に寄与する。

【０１６９】（３）スイッチングシーケンス論理が電流
偏差ベクトルの角度のみに基づいて行われているので、
シーケンス起動回路の構成により変調周波数一定のＰＷ
Ｍ制御、許容誤差一定のＰＷＭ制御など異なった態様の
ＰＷＭ制御を同一のスイッチングシーケンス論理で実現
可能である。

【０１７０】（４）スイッチング制御に逆起電力情報を
必要とせず、電流偏差ベクトルの角度と自身のスイッチ
ング信号の履歴とに基づいてスイッチング制御を行なう
ので、逆起電力の不明な電動機はもちろん、ＵＰＳ他の
電圧形ＰＷＭインバータ全般に用いることができる。

【０１７１】（５）ｄｑ軸電流制御＋三角波比較ＰＷＭ
制御の場合、逆起電力外乱の影響を避けるための逆起電
力補償制御、ｄｑ軸間の相互干渉を避けるための非干渉
制御、インバータのスイッチング素子の短絡故障を防ぐ
ためのオンディレイによるＰＷＭの歪みを補正するため
のデッドタイム補償など、電流制御回路のＰＩゲインの
他にも様々な補償は一切不要となる。

【０１７２】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、逆
起電力ベクトルの位置情報なしで高調波抑制可能かつ高
速な電流制御応答可能なＰＷＭ信号を得ること及びスイ
ッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ信号
を得ることが可能なインバータ制御装置を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の態様を示す概要構成
図。

【図２】 本発明の第１の実施の態様における電圧形
インバータの出力可能な電圧ベクトル図。

【図３】 本発明の第１の実施の態様におけるスイッ
チングシーケンス論理回路の詳細構成図。

【図４】 本発明の第１の実施の態様におけるシーケ
ンス起動回路の詳細構成図。

【図５】 図４に示したシーケンス起動回路の許容誤
差領域の説明図。

【図６】 図３に示したスイッチングシーケンス論理
回路の動作説明図。

【図７】 図６に示した時点ｔ１までの電流電圧のベ
クトル関係図。

【図８】 図６に示した時点ｔ１から時点ｔ２までの
電流電圧のベクトル関係図。

【図９】 図６に示した時点ｔ２での電流電圧のベク
トル関係図。

【図１０】 図６に示した時点ｔ３での電流電圧のベク
トル関係図。

【図１１】 図６に示した時点ｔ４での電流電圧のベク
トル関係図。

【図１２】 図６に示した時点ｔ４から時点ｔ７までの
電流電圧のベクトル関係図。

【図１３】 図６に示した時点ｔ７から時点ｔ９までの
電流電圧のベクトル関係図。

【図１４】 図６に示した時点ｔ１１から時点ｔ１２ま
での電流電圧のベクトル関係図。

【図１５】 図７乃至図１４に示した電流が変化したと
きの電流ベクトルの先端の軌跡図。

【図１６】 本発明の第１の実施の態様による誘導電動
機の電流制御のシミュレーション結果（定常状態）。

【図１７】 本発明の第１の実施の態様による誘導電動
機の電流制御のシミュレーシヨン結果（電流指令急変
時）。

【図１８】 本発明の第２の実施の態様におけるスイッ
チングシーケンス論理回路の詳細構成図。

【図１９】 図１８に示したスイッチングシーケンス論
理回路を用いた場合の動作説明図。

【図２０】 図１９に示した時点ｔ１までの電流電圧の
ベクトル関係図。

【図２１】 図１９に示した時点ｔ１での電流電圧のベ
クトル関係図。

【図２２】 図１９に示した時点ｔ２での電流電圧のベ
クトル関係図。

【図２３】 図１９に示した時点ｔ２から時点ｔ４まで
の電流電圧のベクトル関係図。

【図２４】 図１９に示した時点ｔ４から時点ｔ６まで
の電流電圧のベクトル関係図。

【図２５】 図１９に示した時点ｔ６での電流電圧のベ
クトル関係図。

【図２６】 図１９に示した時点ｔ６から時点ｔ９まで
の電流電圧のベクトル関係図。

【図２７】 図１９に示した時点ｔ９での電流電圧のベ
クトル関係図。

【図２８】 本発明の第２の実施の態様による誘導電動
機の電流制御のシミュレーション結果（定常状態）。

【図２９】 本発明の第２の実施の態様による誘導電動
機の電流制御のシミュレーション結果（スイッチング周
波数の変化を示す）。

【図３０】 本発明の第２の実施の態様によるシーケン
ス起動回路の詳細構成図。

【図３１】 図３０に示したのシーケンス起動回路の動
作説明図。

【図３２】 本発明の第３の実施の態様による誘導電動
機の電流制御のシミュレーション結果（スイッチング周
波数一定で行われる際の変化を示す）。

【図３３】 本発明の第４の実施の態様によるシーケン
ス起動回路の詳細構成図。

【図３４】 本発明の第４の実施の態様による誘導電動
機の電流制御のシミュレーション結果。

【図３５】 従来のヒステリシスバンドＰＷＭ制御回路
の概要構成図。

【図３６】 ヒステリシスバンドＰＷＭ制御の動作原理
説明図。

【図３７】 ヒステリシスバンドＰＷＭ制御の不具合点
の説明図。

【符号の説明】

３……インバータ、１３……スイッチングシーケンス論
理回路、１４……シーケンス起動回路、ＳＵＰ，ＳＶ
Ｐ，ＳＷＰ，ＳＵＮ，ＳＶＮ，ＳＷＮ……自己消弧形ス
イッチング素子

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 自己消弧形スイッチング素子を有するイ
   ンバータの出力電流が電流指令に追従するよう制御する
   インバータ制御装置において、前記電流指令と前記出力
   電流との偏差を演算する偏差演算回路と、この偏差演算
   回路からの偏差に基づいて偏差電流ベクトルの角度を演
   算するベクトル角演算回路と、このベクトル角演算回路
   で演算された偏差電流ベクトルの角度と自身の出力中の
   スイッチング信号とに基づいて、或いは前記偏差電流ベ
   クトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号及び以
   前に出力していたスイッチング信号とに基づいて、スイ
   ッチング信号を選択するようにスイッチングシーケンス
   を生成するスイッチングシーケンス論理回路とを具備
   し、前記スイッチングシーケンス論理回路から出力され
   るスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチ
   ング素子を制御することを特徴とするインバータ制御装
   置。
2. 【請求項２】 前記スイッチングシーケンス論理回路
   は、前記インバータの出力電圧がゼロベクトルとなるス
   イッチング信号から非ゼロベクトルとなるスイッチング
   信号への移行においては、出力電圧ベクトルの角度が偏
   差電流ベクトルの角度に最も近い角度となるスイッチン
   グ信号を選択し、前記インバータの出力電圧が非ゼロベ
   クトルとなるスイッチング信号からの移行時は、前記電
   流偏差ベクトルと最も近い角度をもつ非ゼロベクトルが
   出力中の非ゼロベクトルであれば出力中のスイッチング
   信号を維持し、前記電流偏差ベクトルと最も近い角度を
   もつ非ゼロ電圧ベクトルが出力中の非ゼロベクトルに隣
   接する非ゼロベクトルであれば、該隣接する非ゼロベク
   トルとするスイッチング信号に移行し、前記電流偏差ベ
   クトルと最も近い角度をもつ非ゼロベクトルが出力中の
   非ゼロベクトル或いは出力中の非ゼロベクトルに隣接す
   る非ゼロベクトルのいずれでもなければ、ゼロベクトル
   となるスイッチング信号に移行するようにスイッチング
   シーケンスを生成することを特徴とする請求項１記載の
   インバータ制御装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチングシーケンス論理回路
   は、前記インバータの出力電圧がゼロベクトルとなるス
   イッチング信号から前記インバータの出力電圧が非ゼロ
   ベクトルとなるスイッチング信号への移行においては、
   出力中のスイッチング信号のうちの１相だけのスイッチ
   ングによって移行できる非ゼロベクトルのうち前記電流
   偏差ベクトルの角度と最も近い角度をもつ非ゼロベクト
   ルとなるスイッチング信号に移行し、前記インバータの
   出力電圧が非ゼロベクトルとなるスイッチング信号から
   の移行時は、前記電流偏差ベクトルと最も近い角度をも
   つ非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトルであれば出
   力中のスイッチング信号を維持し、前記電流偏差ベクト
   ルと最も近い角度をもつ非ゼロベクトルが出力中の非ゼ
   ロベクトルに隣接する非ゼロベクトルであれば、該隣接
   する非ゼロベクトルとするスイッチング信号に移行し、
   前記電流偏差ベクトルと最も近い角度をもつ非ゼロベク
   トルが出力中の非ゼロベクトル或いは出力中の非ゼロベ
   クトルに隣接する非ゼロベクトルのいずれでもなけれ
   ば、出力中の非ゼロベクトルへの移行前のベクトルから
   出力中の非ゼロベクトルへの移行のためにいずれかの相
   で行ったスイッチングが正側の自己消弧形スイッチング
   素子オンから負側の自己消弧形スイッチング素子オンへ
   のスイッチングであれば、すベての相を負側の自己消弧
   形スイッチング素子オンとするスイッチング信号に移行
   し、負側の自己消弧形スイッチング素子オンから正側の
   自己消弧形スイッチング素子オンへのスイッチングであ
   ればすベての相を正側の自己消弧形スイッチング素子オ
   ンとするスイッチング信号に移行するようにスイッチン
   グシーケンスを生成することを特徴とする請求項１記載
   のインバータ制御装置。
4. 【請求項４】 自己消弧形スイッチング素子を有するイ
   ンバータの出力電流が電流指令に追従するよう制御する
   インバータ制御装置において、前記電流指令と前記出力
   電流との偏差を演算する偏差演算回路と、この偏差演算
   回路からの偏差に基づいて偏差電流ベクトルの角度を演
   算するベクトル角演算回路と、このベクトル角演算回路
   で演算された偏差電流ベクトルの角度と自身の出力中の
   スイッチング信号とに基づいて、或いは前記偏差電流ベ
   クトルの角度と自身の出力中のスイッチング信号及び以
   前に出力していたスイッチング信号とに基づいて、スイ
   ッチング信号を選択し、前記自己消弧形スイッチング素
   子を制御するよう一連のスイッチングシーケンスを発生
   するスイッチングシーケンス論理回路と、このスイッチ
   ングシーケンス論理回路に対して、偏差電流ベクトルの
   角度以外の条件でシーケンス起動信号を発生するシーケ
   ンス起動回路とを具備し、前記スイッチングシーケンス
   論理回路の出力するスイッチング信号に基づいて前記自
   己消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とする
   インバータ制御装置。
5. 【請求項５】 請求項４記載のインバータ制御装置にお
   いて、シーケンス起動信号を与えられると、インバータ
   出力電圧が偏差電流ベクトルの角度に最も近い角度の非
   ゼロベクトルとなるスイッチング信号を選択して出力
   し、前記偏差電流ベクトルの角度が出力中のスイッチン
   グ信号によるインバータ出力電圧ベクトル或いは該電圧
   ベクトルに隣接した出力可能な電圧ベクトルのいずれで
   もない出力可能な電圧ベクトルに最も近くなると、前記
   シーケンス起動信号が与えられていなくても出力電圧ベ
   クトルの大きさをゼロとするスイッチング信号に移行す
   るようにスイッチングシーケンスを生成するスイッチン
   グシーケンス論理回路と、インバータ出力電流と電流基
   準との偏差の大きさ及び出力中のスイッチング信号に基
   づいてシーケンス起動信号を発生するシーケンス起動回
   路とを具備し、前記スイッチングシーケンス論理回路の
   出力するスイッチング信号に基づいて自己消弧形スイッ
   チング素子を制御することを特徴とするインバータ制御
   装置。
6. 【請求項６】 請求項４記載のインバータ制御装置にお
   いて、出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号
   の出力中にシーケンス起動信号を与えられると、１相の
   みのスイッチングによって移行できるスイッチング信号
   のなかでそのスイッチング信号による出力電圧ベクトル
   の角度が電流偏差ベクトルの角度に最も近くなるスイッ
   チング信号に移行し、出力電圧が非ゼロベクトルとなる
   スイッチング信号の出力中は、電流偏差ベクトルの角度
   と最も近い角度を持つ出力電圧ベクトルが、出力中のス
   イッチング信号による出力電圧ベクトルであればそのス
   イッチング信号を維持し、出力中のスイッチング信号に
   よる出力電圧ベクトルに隣接する電圧ベクトルであれ
   ば、シーケンス起動信号が与えられるか、或いは出力中
   のスイッチング信号に移行する前に出力していたスイッ
   チング信号がゼロ電圧ベクトルとなるスイッチング信号
   であったかのいずれかの条件が成立したときにのみ、該
   隣接する電圧ベクトルを生み出すスイッチング信号に移
   行し、電流偏差ベクトルの角度と最も近い角度を持つ出
   力電圧ベクトルが出力中のスイッチング信号による出力
   電圧ベクトルでも出力中のスイッチング信号による出力
   電圧ベクトルに隣接する電圧ベクトルでもなければ、無
   条件に出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号
   に移行し、その際に出力中の非ゼロベクトルへの移行前
   のベクトルから出力中の非ゼロベクトルへの移行のため
   にいずれかの相で行ったスイッチングが正側の自己消弧
   形スイッチング素子オンから負側の自己消弧形スイッチ
   ング素子オンへのスイッチングであれば、すべての相を
   負側の自己消弧形スイッチング素子オンとして出力電圧
   にゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択し、負側
   の自己消弧形スイッチング素子オンから正側の自己消弧
   形スイッチング素子オンへのスイッチングであればすベ
   ての相を正側の自己消弧形スイッチング素子オンとして
   出力電圧にゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択
   するようにスイッチングシーケンスを生成するスイッチ
   ングシーケンス論理回路と、前記インバータの出力電流
   と電流基準との偏差の大きさ及び出力中のスイッチング
   信号に基づいてシーケンス起動信号を発生するシーケン
   ス起動回路とを具備し、前記スイッチングシーケンス論
   理回路の出力するスイッチング信号に基づいて前記自己
   消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とするイ
   ンバータ制御装置。
7. 【請求項７】 請求項４記載のインバータ制御装置にお
   いて、出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号
   の出力中にシーケンス起動信号を与えられると、１相の
   みのスイッチングによって移行できるスイッチング信号
   のなかでそのスイッチング信号による出力電圧ベクトル
   の角度が電流偏差ベクトルの角度に最も近くなるスイッ
   チング信号に移行し、出力電圧が非ゼロベクトルとなる
   スイッチング信号の出力中は、電流偏差ベクトルの角度
   と最も近い角度を持つ出力電圧ベクトルが、出力中のス
   イッチング信号による出力電圧ベクトルであればそのス
   イッチング信号を維持し、出力中のスイッチング信号に
   よる出力電圧ベクトルに隣接する電圧ベクトルであれ
   ば、シーケンス起動信号が与えられるか、或いは出力中
   のスイッチング信号に移行する前に出力していたスイッ
   チング信号がゼロ電圧ベクトルとなるスイッチング信号
   であったかのいずれかの条件が成立したときにのみ、該
   隣接する電圧ベクトルを生み出すスイッチング信号に移
   行し、電流偏差ベクトルの角度と最も近い角度を持つ出
   力電圧ベクトルが出力中のスイッチング信号による出力
   電圧ベクトルでも出力中のスイッチング信号による出力
   電圧ベクトルに隣接する電圧ベクトルでもなければ、無
   条件に出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号
   に移行し、その際に出力中の非ゼロベクトルへの移行前
   のベクトルから出力中の非ゼロベクトルへの移行のため
   にいずれかの相で行ったスイッチングが正側の自己消弧
   形スイッチング素子オンから負側の自己消弧形スイッチ
   ング素子オンへのスイッチングであれば、すベての相を
   負側の自己消弧形スイッチング素子オンとして出力電圧
   にゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択し、負側
   の自己消弧形スイッチング素子オンから正側の自己消弧
   形スイッチング素子オンへのスイッチングであればすべ
   ての相を正側の自己消弧形スイッチング素子オンとして
   出力電圧にゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択
   するようにスイッチングシーケンスを生成するスイッチ
   ングシーケンス論理回路と、このスイッチングシーケン
   ス論理回路の出力するスイッチング信号がゼロベクトル
   から非ゼロベクトルに変化した時点からの時間を測定
   し、時間が所定の時間を超えた時点から、次回スイッチ
   ング信号がゼロベクトルから非ゼロベクトルに変化する
   時点までの間、シーケンス起動信号を出力するシーケン
   ス起動回路とを具備し、前記スイッチングシーケンス論
   理回路の出力するスイッチング信号に基づいて前記自己
   消弧形スイッチング素子を制御することを特徴とするイ
   ンバータ制御装置。
8. 【請求項８】 請求項４記載のインバータ制御装置にお
   いて、出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号
   の出力中にシーケンス起動信号を与えられると、１相の
   みのスイッチングによって移行できるスイッチング信号
   のなかでそのスイッチング信号による出力電圧ベクトル
   の角度が電流偏差ベクトルの角度に最も近くなるスイッ
   チング信号に移行し、出力電圧が非ゼロベクトルとなる
   スイッチング信号の出力中は、電流偏差ベクトルの角度
   と最も近い角度を持つ出力電圧ベクトルが、出力中のス
   イッチング信号による出力電圧ベクトルであればそのス
   イッチング信号を維持し、出力中のスイッチング信号に
   よる出力電圧ベクトルに隣接する電圧ベクトルであれ
   ば、シーケンス起動信号が与えられるか、或いは出力中
   のスイッチング信号に移行する前に出力していたスイッ
   チング信号がゼロ電圧ベクトルとなるスイッチング信号
   であったかのいずれかの条件が成立したときにのみ、該
   隣接する電圧ベクトルを生み出すスイッチング信号に移
   行し、電流偏差ベクトルの角度と最も近い角度を持つ出
   力電圧ベクトルが出力中のスイッチング信号による出力
   電圧ベクトルでも出力中のスイッチング信号による出力
   電圧ベクトルに隣接する電圧ベクトルでもなければ、無
   条件に出力電圧がゼロベクトルとなるスイッチング信号
   に移行し、その際に出力中の非ゼロベクトルへの移行前
   のベクトルから出力中の非ゼロベクトルへの移行のため
   にいずれかの相で行ったスイッチングが正側の自己消弧
   形スイッチング素子オンから負側の自己消弧形スイッチ
   ング素子素子オンへのスイッチングであれば、すべての
   相を負側の自己消弧形スイッチング素子オンとして出力
   電圧にゼロベクトルを得るスイッチング信号を選択し、
   負側の自己消弧形スイッチング素子オンから正側の自己
   消弧形スイッチング素子オンへのスイッチングであれば
   すべての相を正側の自己消弧形スイッチング素子オンと
   して出力電圧にゼロベクトルを得るスイッチング信号を
   選択するようにスイッチングシーケンスを生成するスイ
   ッチングシーケンス論理回路と、前記インバータの出力
   電流と電流基準との偏差の大きさ及び出力中のスイッチ
   ング信号に基づいてシーケンス起動信号を発生する第１
   のシーケンス起動回路と、前記スイッチングシーケンス
   論理回路の出力するスイッチング信号がゼロベクトルか
   ら非ゼロベクトルに変化した時点からの時間を測定し、
   時間が所定の時間を超えた時点から、次回スイッチング
   信号がゼロベクトルから非ゼロベクトルに変化する時点
   までの間、シーケンス起動信号を出力する第２のシーケ
   ンス起動回路とを具備し、前記第１及び第２のシーケン
   ス起動回路の出力するシーケンス起動信号のオア条件で
   前記スイッチングシーケンス論理回路にシーケンス起動
   信号を与え、前記スイッチングシーケンス論理回路の出
   力するスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイ
   ッチング素子を制御することを特徴とするインバータ制
   御装置。