JPH09233823A - 交流−直流変換器およびその制御装置 - Google Patents
交流−直流変換器およびその制御装置Info
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- JPH09233823A JPH09233823A JP6733296A JP6733296A JPH09233823A JP H09233823 A JPH09233823 A JP H09233823A JP 6733296 A JP6733296 A JP 6733296A JP 6733296 A JP6733296 A JP 6733296A JP H09233823 A JPH09233823 A JP H09233823A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】交流入力電流のリップル成分が減少された正確
な交流電流制御を行う交流−直流変換器およびその制御
装置を提供するものである。 【解決手段】スイッチング素子による複数ア−ムにより
構成される順変換器の交流入力端にリアクトルを介して
多相交流電源を接続し、順変換器の直流出力端に２個の
コンデンサの直列接続体を接続し、２個のコンデンサの
接続点と多相交流入力端間にそれぞれ双方向性スイッチ
ング素子を接続して成るものである。さらには、交流入
力電流を制御する制御偏差が所定値よりも大なるとき直
流出力端の正極側接続スイッチング素子をオンさせ、所
定値よりも小なるときに直流出力端の負極側接続スイッ
チング素子をオンさせ、所定値内のときには双方向性ス
イッチング素子をオンさせように構成したものである。
な交流電流制御を行う交流−直流変換器およびその制御
装置を提供するものである。 【解決手段】スイッチング素子による複数ア−ムにより
構成される順変換器の交流入力端にリアクトルを介して
多相交流電源を接続し、順変換器の直流出力端に２個の
コンデンサの直列接続体を接続し、２個のコンデンサの
接続点と多相交流入力端間にそれぞれ双方向性スイッチ
ング素子を接続して成るものである。さらには、交流入
力電流を制御する制御偏差が所定値よりも大なるとき直
流出力端の正極側接続スイッチング素子をオンさせ、所
定値よりも小なるときに直流出力端の負極側接続スイッ
チング素子をオンさせ、所定値内のときには双方向性ス
イッチング素子をオンさせように構成したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種の電源装置，
電動機駆動装置，アクティブフィルタ装置など広く用い
られる交流ー直流変換器に係わり、特に正確な交流電流
制御が所望される適用に有効な交流ー直流変換器および
その制御装置に、関するものである。
電動機駆動装置，アクティブフィルタ装置など広く用い
られる交流ー直流変換器に係わり、特に正確な交流電流
制御が所望される適用に有効な交流ー直流変換器および
その制御装置に、関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来例の交流ー直流変換器の構成
を示し、11，12，13は図示方向の電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗを有する三相交流電源各相の電源相電圧、21，22，23
は電流を平滑し昇圧作用を行うためのリアクトル、31，
32，33は各相の電流を検出するための電流検出器、41，
42，43，44，45，46はスイッチング素子、51，52，53，
54，55，56はダイオード、６は直流電圧のリップルを低
減させるための平滑コンデンサ、７は負荷装置である。
ここで、スイッチング素子41〜46とダイオード51〜56は
三アームの順変換器を構成している。スイッチング素子
41〜46は具体的にはバイポーラトランジスタやＧＴＯサ
イリスタなどが使用され、ダイオード51〜56は各スイッ
チング素子の並列ダイオードとして図示極性で接続され
る。内部に等価的に並列ダイオードを持つＩＧＢＴやＭ
ＯＳＦＥＴなども、スイッチング素子と並列ダイオード
の複合体としてよく使用される。
を示し、11，12，13は図示方向の電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗを有する三相交流電源各相の電源相電圧、21，22，23
は電流を平滑し昇圧作用を行うためのリアクトル、31，
32，33は各相の電流を検出するための電流検出器、41，
42，43，44，45，46はスイッチング素子、51，52，53，
54，55，56はダイオード、６は直流電圧のリップルを低
減させるための平滑コンデンサ、７は負荷装置である。
ここで、スイッチング素子41〜46とダイオード51〜56は
三アームの順変換器を構成している。スイッチング素子
41〜46は具体的にはバイポーラトランジスタやＧＴＯサ
イリスタなどが使用され、ダイオード51〜56は各スイッ
チング素子の並列ダイオードとして図示極性で接続され
る。内部に等価的に並列ダイオードを持つＩＧＢＴやＭ
ＯＳＦＥＴなども、スイッチング素子と並列ダイオード
の複合体としてよく使用される。
【０００３】図７は交流ー直流変換器を制御する制御装
置の従来例を示し、 101は電流指令器、 102， 105は減
算器、 103はＰＩＤ演算器、 104は搬送波発生器、 10
6，107は比較器である。すなわち、電流指令器 101出力
のＵ相電流の指令値Ｉｕ＊と実際の相電流Ｉｕとの差が
減算器 102にて得られ、ＰＩＤ演算器 103を通して減算
器 102出力を増幅して制御信号Ｖｅが与えられる。さら
に、減算器 105にて制御信号Ｖｅと搬送波発生器 104出
力の三角波信号Ｖｃとの差が取られ、比較器 106， 107
に与えられる。ここで、比較器 106は、減算器 105出力
の値が所定値以上のとき駆動信号Ｇ42を発生し、スイッ
チング素子42を駆動する。また、比較器 107は減算器 1
05出力の値が所定値以下のとき駆動信号Ｇ41を発生し
て、スイッチング素子41を駆動する。図示せぬが、Ｖ，
Ｗ相についても同様である。
置の従来例を示し、 101は電流指令器、 102， 105は減
算器、 103はＰＩＤ演算器、 104は搬送波発生器、 10
6，107は比較器である。すなわち、電流指令器 101出力
のＵ相電流の指令値Ｉｕ＊と実際の相電流Ｉｕとの差が
減算器 102にて得られ、ＰＩＤ演算器 103を通して減算
器 102出力を増幅して制御信号Ｖｅが与えられる。さら
に、減算器 105にて制御信号Ｖｅと搬送波発生器 104出
力の三角波信号Ｖｃとの差が取られ、比較器 106， 107
に与えられる。ここで、比較器 106は、減算器 105出力
の値が所定値以上のとき駆動信号Ｇ42を発生し、スイッ
チング素子42を駆動する。また、比較器 107は減算器 1
05出力の値が所定値以下のとき駆動信号Ｇ41を発生し
て、スイッチング素子41を駆動する。図示せぬが、Ｖ，
Ｗ相についても同様である。
【０００４】つぎに、交流ー直流変換動作を説明する。
いま、平滑コンデンサ６は図示極性で所定の出力電圧値
Ｖdcに充電されているものとする。さて、相電流Ｉｕが
指令値Ｉｕ＊を越えている場合、減算器 102出力が負と
なって制御信号Ｖｅが三角波信号Ｖｃを下まわり、駆動
信号Ｇ41を発生してスイッチング素子41をがオンされ
る。このとき、仮にスイッチング素子44とスイッチング
素子46がオンしているとすると、つぎの電流のループＬ
Ｐ1 ，ＬＰ2 が形成される。 ＬＰ1 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子41とダイオード51→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子44とダイオード54→リアクトル22→電
源相電圧12 ＬＰ2 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子41とダイオード51→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子46とダイオード56→リアクトル23→電
源相電圧13
いま、平滑コンデンサ６は図示極性で所定の出力電圧値
Ｖdcに充電されているものとする。さて、相電流Ｉｕが
指令値Ｉｕ＊を越えている場合、減算器 102出力が負と
なって制御信号Ｖｅが三角波信号Ｖｃを下まわり、駆動
信号Ｇ41を発生してスイッチング素子41をがオンされ
る。このとき、仮にスイッチング素子44とスイッチング
素子46がオンしているとすると、つぎの電流のループＬ
Ｐ1 ，ＬＰ2 が形成される。 ＬＰ1 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子41とダイオード51→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子44とダイオード54→リアクトル22→電
源相電圧12 ＬＰ2 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子41とダイオード51→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子46とダイオード56→リアクトル23→電
源相電圧13
【０００５】この場合の各ループＬＰ1 ，ＬＰ2 内の総
電圧をＶ1 ，Ｖ2 とすると、つぎの如くとなる。 Ｖ1 ＝Ｖｕ−Ｖdc−Ｖｖ ・・・（１） Ｖ2 ＝Ｖｕ−Ｖdc−Ｖｗ ・・・（２） ループ内電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）はリアクトル21〜
23のインダクタンスＬより（Ｖ／２Ｌ）となるが、ここ
で、出力電圧値Ｖdcの値を電源電圧に比べてある程度大
きく選んでおくことにより、総電圧Ｖ1 ，Ｖ2 はいかな
る位相においても負とすることができ、各ループ電流の
和となる相電流Ｉｕは減衰して、指令値Ｉｕ＊に近ず
く。
電圧をＶ1 ，Ｖ2 とすると、つぎの如くとなる。 Ｖ1 ＝Ｖｕ−Ｖdc−Ｖｖ ・・・（１） Ｖ2 ＝Ｖｕ−Ｖdc−Ｖｗ ・・・（２） ループ内電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）はリアクトル21〜
23のインダクタンスＬより（Ｖ／２Ｌ）となるが、ここ
で、出力電圧値Ｖdcの値を電源電圧に比べてある程度大
きく選んでおくことにより、総電圧Ｖ1 ，Ｖ2 はいかな
る位相においても負とすることができ、各ループ電流の
和となる相電流Ｉｕは減衰して、指令値Ｉｕ＊に近ず
く。
【０００６】相電流Ｉｕが指令値Ｉｕ＊以下の場合は、
減算器 102出力が正となって制御信号Ｖｅが三角波信号
Ｖｃ以上となり、駆動信号Ｇ42を発生してスイッチング
素子42をがオンされる。このとき、仮にスイッチング素
子43とスイッチング素子45がオンしているとすると、つ
ぎの電流のループＬＰ3 ，ＬＰ4 が形成される。 ＬＰ3 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子42とダイオード52→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子43とダイオード53→リアクトル22→電
源相電圧12 ＬＰ4 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子42とダイオード52→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子45とダイオード55→リアクトル23→電
源相電圧13
減算器 102出力が正となって制御信号Ｖｅが三角波信号
Ｖｃ以上となり、駆動信号Ｇ42を発生してスイッチング
素子42をがオンされる。このとき、仮にスイッチング素
子43とスイッチング素子45がオンしているとすると、つ
ぎの電流のループＬＰ3 ，ＬＰ4 が形成される。 ＬＰ3 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子42とダイオード52→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子43とダイオード53→リアクトル22→電
源相電圧12 ＬＰ4 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子42とダイオード52→平滑コンデンサ６と負荷装置７→
スイッチング素子45とダイオード55→リアクトル23→電
源相電圧13
【０００７】この場合の各ループＬＰ3 ，ＬＰ4 内の総
電圧をＶ3 ，Ｖ4 とすると、つぎの如くとなる。 Ｖ3 ＝Ｖｕ＋Ｖdc−Ｖｖ ・・・（３） Ｖ4 ＝Ｖｕ＋Ｖdc−Ｖｗ ・・・（４） ここでも、出力電圧値Ｖdcがある程度大きければ総電圧
Ｖ3 ，Ｖ4 は常に正となり、相電流Ｉｕは上昇して指令
値Ｉｕ＊に近ずく。このようにして、相電流Ｉｕを指令
値Ｉｕ＊に追随させることができる。
電圧をＶ3 ，Ｖ4 とすると、つぎの如くとなる。 Ｖ3 ＝Ｖｕ＋Ｖdc−Ｖｖ ・・・（３） Ｖ4 ＝Ｖｕ＋Ｖdc−Ｖｗ ・・・（４） ここでも、出力電圧値Ｖdcがある程度大きければ総電圧
Ｖ3 ，Ｖ4 は常に正となり、相電流Ｉｕは上昇して指令
値Ｉｕ＊に近ずく。このようにして、相電流Ｉｕを指令
値Ｉｕ＊に追随させることができる。
【０００８】また、スイッチング素子41オン時に、仮に
スイッチング素子44ではなく同極性側のスイッチング素
子43がオンしていたとすると、ループＬＰ1 の代わりに
ループＬＰ5 が形成され、ＬＰ5 内の総電圧Ｖ5 はつぎ
の如くとなる。 ＬＰ5 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子41とダイオード51→スイッチング素子43とダイオード
53→リアクトル22→電源相電圧22 Ｖ5 ＝Ｖｕ−Ｖｖ ・・・（５） 総電圧Ｖ5 は出力電圧値Ｖdcに関係せず相電圧のみで定
まり、ループＬＰ1 とループＬＰ5 電流の和となるＵ相
電流は思い通りに制御できない場合もあるが、もしここ
で制御偏差が増大した場合は後のサイクルにて補正する
ことになる。極端な場合でスイッチング素子41オン時に
スイッチング素子43とスイッチング45がオンしていたと
すると、三相電源がリアクトル21〜23を介して短絡状態
となって直流出力側の回路とは切り離され電流制御不能
となるが、増大した制御偏差はすぐに後のサイクルにて
補正される。電流指令器 101は、具体的に出力電圧値Ｖ
dcの制御回路などが使われ、電流振幅の調整により電圧
制御を行う。その出力の指令値Ｉｕ＊を電源相電圧11に
同期した正弦波とすれば、高力率で電源電流の高調波が
少ない高品質の装置とすることができ、いわゆる正弦波
コンバータとしてよく知られている。
スイッチング素子44ではなく同極性側のスイッチング素
子43がオンしていたとすると、ループＬＰ1 の代わりに
ループＬＰ5 が形成され、ＬＰ5 内の総電圧Ｖ5 はつぎ
の如くとなる。 ＬＰ5 ：電源相電圧11→リアクトル21→スイッチング素
子41とダイオード51→スイッチング素子43とダイオード
53→リアクトル22→電源相電圧22 Ｖ5 ＝Ｖｕ−Ｖｖ ・・・（５） 総電圧Ｖ5 は出力電圧値Ｖdcに関係せず相電圧のみで定
まり、ループＬＰ1 とループＬＰ5 電流の和となるＵ相
電流は思い通りに制御できない場合もあるが、もしここ
で制御偏差が増大した場合は後のサイクルにて補正する
ことになる。極端な場合でスイッチング素子41オン時に
スイッチング素子43とスイッチング45がオンしていたと
すると、三相電源がリアクトル21〜23を介して短絡状態
となって直流出力側の回路とは切り離され電流制御不能
となるが、増大した制御偏差はすぐに後のサイクルにて
補正される。電流指令器 101は、具体的に出力電圧値Ｖ
dcの制御回路などが使われ、電流振幅の調整により電圧
制御を行う。その出力の指令値Ｉｕ＊を電源相電圧11に
同期した正弦波とすれば、高力率で電源電流の高調波が
少ない高品質の装置とすることができ、いわゆる正弦波
コンバータとしてよく知られている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】前述のループＬＰ1 で
電流が減衰するためには、出力電圧値ＶdcがＵ相，Ｖ相
の電圧値Ｖｕ，Ｖｖの和よりも高いことが必要である。
いかなる位相においてもこの条件を満たすためには出力
電圧値Ｖdcを相電圧の和のピーク値以上としなければな
らないが、こうすると、相電圧の和が低いときにループ
内の総電圧が必要以上に高くなって（ｄｉ／ｄｔ）が増
加し、結果的に電流リップルが大きくなる。他のループ
についても、同様の事情がある。
電流が減衰するためには、出力電圧値ＶdcがＵ相，Ｖ相
の電圧値Ｖｕ，Ｖｖの和よりも高いことが必要である。
いかなる位相においてもこの条件を満たすためには出力
電圧値Ｖdcを相電圧の和のピーク値以上としなければな
らないが、こうすると、相電圧の和が低いときにループ
内の総電圧が必要以上に高くなって（ｄｉ／ｄｔ）が増
加し、結果的に電流リップルが大きくなる。他のループ
についても、同様の事情がある。
【００１０】しかして本発明の目的とするところは、交
流入力電流のリップル成分が減少された正確な交流電流
制御を行う交流ー直流変換器およびその制御装置を、提
供することにある。
流入力電流のリップル成分が減少された正確な交流電流
制御を行う交流ー直流変換器およびその制御装置を、提
供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成した
ものである。すなわち、第１に、スイッチング素子によ
る複数アームにより構成される順変換器の交流入力端に
リアクトルを介して多相交流電源を接続し、順変換器の
直流出力端に負荷装置および２個のコンデンサの直列接
続体を並列接続するとともに、２個のコンデンサの接続
点と多相交流入力端間にそれぞれ双方向性スイッチング
素子を接続し、交流ー直流変換器を構成して成る。第２
に、第１記載の交流ー直流変換器において、交流入力電
流を制御する制御偏差が所定値よりも大なるとき直流出
力端の正極側に接続されたスイッチング素子をオンさ
せ、かつ所定値よりも小なるときに直流出力端の負極側
に接続されたスイッチング素子をオンさせるとともに、
所定値内のときには双方向性スイッチング素子をオンさ
せるようにしてなる。第３に、第１記載の交流ー直流変
換器において、交流入力電流を制御する制御偏差の極性
を判別する比較器と、比較器出力を反転する否定回路
と、クロックパルスに同期して動作し比較器出力が高レ
ベル時にアップ動作を行いかつ否定回路出力が高レベル
時にはダウン動作を行う３進アップダウンカウンタとを
具備し、３進アップダウンカウンタが０出力時に複数ア
ームの直流出力端負極側に接続されたスイッチング素子
をオンさせ、かつ２出力時には複数アームの直流出力端
正極側に接続されたスイッチング素子をオンさせるとと
もに、１出力時には双方向性スイッチング素子をオンさ
せるようにしてなる。
点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成した
ものである。すなわち、第１に、スイッチング素子によ
る複数アームにより構成される順変換器の交流入力端に
リアクトルを介して多相交流電源を接続し、順変換器の
直流出力端に負荷装置および２個のコンデンサの直列接
続体を並列接続するとともに、２個のコンデンサの接続
点と多相交流入力端間にそれぞれ双方向性スイッチング
素子を接続し、交流ー直流変換器を構成して成る。第２
に、第１記載の交流ー直流変換器において、交流入力電
流を制御する制御偏差が所定値よりも大なるとき直流出
力端の正極側に接続されたスイッチング素子をオンさ
せ、かつ所定値よりも小なるときに直流出力端の負極側
に接続されたスイッチング素子をオンさせるとともに、
所定値内のときには双方向性スイッチング素子をオンさ
せるようにしてなる。第３に、第１記載の交流ー直流変
換器において、交流入力電流を制御する制御偏差の極性
を判別する比較器と、比較器出力を反転する否定回路
と、クロックパルスに同期して動作し比較器出力が高レ
ベル時にアップ動作を行いかつ否定回路出力が高レベル
時にはダウン動作を行う３進アップダウンカウンタとを
具備し、３進アップダウンカウンタが０出力時に複数ア
ームの直流出力端負極側に接続されたスイッチング素子
をオンさせ、かつ２出力時には複数アームの直流出力端
正極側に接続されたスイッチング素子をオンさせるとと
もに、１出力時には双方向性スイッチング素子をオンさ
せるようにしてなる。
【００１２】
【発明の実施の形態】具体的に、図６および図７に類し
て示した図１，図２および図３を参照して、詳細説明す
る。図１は本発明による交流ー直流変換器の一例を示
し、81，82，83は両方向に電流をオンオフ制御できる双
方向性スイッチング素子、91，92は出力電圧値Ｖdcをそ
れぞれ（Ｖdc／２）に分割して平滑コンデンサを兼ねた
コンデンサである。すなわち、かかる接続構成において
は、図６に対して、順変換器の直流出力端の平滑コンデ
ンサ６に代えて２個のコンデンサ91，92の直列接続体が
配され、さらには、コンデンサ91，92の接続点と順変換
器の多相交流入力端間に双方向性スイッチング素子81，
82，83が接続されている。また、図２は図１の双方向性
スイッチング素子の構成例を示し、 811， 812はバイポ
ーラトランジスタ、 813， 814はバイポーラトランジス
タ 811， 812に逆並列接続されたダイオードである。図
２においては、バイポーラトランジスタ 811， 812を同
時にオンオフすることにより、両方向に電流の流通制御
が可能である。この他にも、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを
逆方向に直列接続したもの，逆耐圧をもつＧＴＯサイリ
スタを逆並列接続したものを使用することができる。
て示した図１，図２および図３を参照して、詳細説明す
る。図１は本発明による交流ー直流変換器の一例を示
し、81，82，83は両方向に電流をオンオフ制御できる双
方向性スイッチング素子、91，92は出力電圧値Ｖdcをそ
れぞれ（Ｖdc／２）に分割して平滑コンデンサを兼ねた
コンデンサである。すなわち、かかる接続構成において
は、図６に対して、順変換器の直流出力端の平滑コンデ
ンサ６に代えて２個のコンデンサ91，92の直列接続体が
配され、さらには、コンデンサ91，92の接続点と順変換
器の多相交流入力端間に双方向性スイッチング素子81，
82，83が接続されている。また、図２は図１の双方向性
スイッチング素子の構成例を示し、 811， 812はバイポ
ーラトランジスタ、 813， 814はバイポーラトランジス
タ 811， 812に逆並列接続されたダイオードである。図
２においては、バイポーラトランジスタ 811， 812を同
時にオンオフすることにより、両方向に電流の流通制御
が可能である。この他にも、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを
逆方向に直列接続したもの，逆耐圧をもつＧＴＯサイリ
スタを逆並列接続したものを使用することができる。
【００１３】図３は本発明による制御装置の一例を示す
ものであって、 109， 110， 111は比較器である。すな
わち、減算器 105の出力側に比較器 109， 110， 111が
配されてなり、比較器 109は入力が所定値以上のとき駆
動信号Ｇ42’を発生してスイッチング素子42を駆動し、
比較器 110は入力の絶対値が所定値以下のときに駆動信
号Ｇ81’を発生して双方向性スイッチング素子81を駆動
し、比較器 111は入力が所定値以下のときには駆動信号
Ｇ41’を発生してスイッチング素子41を駆動する。図３
ではＵ相について示しているが、Ｖ相，Ｗ相についても
同様である。
ものであって、 109， 110， 111は比較器である。すな
わち、減算器 105の出力側に比較器 109， 110， 111が
配されてなり、比較器 109は入力が所定値以上のとき駆
動信号Ｇ42’を発生してスイッチング素子42を駆動し、
比較器 110は入力の絶対値が所定値以下のときに駆動信
号Ｇ81’を発生して双方向性スイッチング素子81を駆動
し、比較器 111は入力が所定値以下のときには駆動信号
Ｇ41’を発生してスイッチング素子41を駆動する。図３
ではＵ相について示しているが、Ｖ相，Ｗ相についても
同様である。
【００１４】ここで、ＰＩＤ演算器 103出力の制御信号
Ｖｅと搬送波発生器 104出力の三角波信号Ｖｃの差が所
定値以上または以下で、スイッチング素子42またはスイ
ッチング素子41がオンするときの動作は、図７装置と同
様である。そして、制御信号Ｖｅと三角波信号Ｖｃの差
の絶対値が所定値以下のときには、双方向性スイッチン
グ素子81がオンされ、スイッチング素子41，42はオフさ
れるものとなる。このとき、仮にスイッチング素子44と
スイッチング素子46がオンしているとすると、電流のル
ープＬＰ1 ，ＬＰ2 の代わりに、ループＬＰ6 ，ＬＰ7
が形成される。 ＬＰ6 ：電源相電圧11→リアクトル21→双方向性スイッ
チング素子81→コンデンサ92→スイッチング素子44とダ
イオード54→リアクトル22→電源相電圧12 ＬＰ7 ：電源相電圧11→リアクトル21→双方向性スイッ
チング素子81→コンデンサ92→スイッチング素子46とダ
イオード56→リアクトル23→電源相電圧13
Ｖｅと搬送波発生器 104出力の三角波信号Ｖｃの差が所
定値以上または以下で、スイッチング素子42またはスイ
ッチング素子41がオンするときの動作は、図７装置と同
様である。そして、制御信号Ｖｅと三角波信号Ｖｃの差
の絶対値が所定値以下のときには、双方向性スイッチン
グ素子81がオンされ、スイッチング素子41，42はオフさ
れるものとなる。このとき、仮にスイッチング素子44と
スイッチング素子46がオンしているとすると、電流のル
ープＬＰ1 ，ＬＰ2 の代わりに、ループＬＰ6 ，ＬＰ7
が形成される。 ＬＰ6 ：電源相電圧11→リアクトル21→双方向性スイッ
チング素子81→コンデンサ92→スイッチング素子44とダ
イオード54→リアクトル22→電源相電圧12 ＬＰ7 ：電源相電圧11→リアクトル21→双方向性スイッ
チング素子81→コンデンサ92→スイッチング素子46とダ
イオード56→リアクトル23→電源相電圧13
【００１５】この場合の各ループＬＰ6 ，ＬＰ7 内の総
電圧をＶ6 ，Ｖ7 とすると、つぎの如くとなる。 Ｖ6 ＝Ｖｕ−（Ｖdc／２）−Ｖｖ ・・・（６） Ｖ7 ＝Ｖｕ−（Ｖdc／２）−Ｖｗ ・・・（７） かようにループＬＰ1 ，ＬＰ2 に比べて、直流電圧が、
Ｖdcから（Ｖdc／２）になるため、ループ内の総電圧値
が下がり（ｄｉ／ｄｔ）も下がって、電流リップルが減
少する。また、（Ｖdc／２）では総電圧Ｖ6 ，Ｖ7 が正
となって、Ｕ相電流が思い通りの方向に動かない場合
は、従来通り双方向性スイッチング素子81ではなくスイ
ッチング素子41をオンして、ループＬＰ1 ，ＬＰ2 を形
成する。他のループについても、同様である。かように
して、制御偏差が負方向に大きく急速に電流を減少させ
たい場合や双方向性スイッチング素子81をオンしたので
は電流が減少しない場合、スイッチング素子41をオンさ
せてループＬＰ1 ，ＬＰ2 を形成させ、偏差が小さい場
合は双方向性スイッチング素子81をオンさせてループＬ
Ｐ6 ，ＬＰ7 を形成させて、（ｄｉ／ｄｔ）を下げて電
流リップルの減少が図られてなる。制御偏差が正方向に
大きい場合も同様である。なお、制御装置として三角波
搬送方式で説明したが、ヒステリシスコンパレ−タ方式
でも、同様の効果を上げ得ることは明らかである。しか
るに、図３の如き例は３個の比較器 109， 110， 111を
必要とし、また、それぞれの動作レベルを適切に選ばな
ければリップル減少の効果を上げられない難しさを、有
する。このような点を改善した例を、図４に示す。
電圧をＶ6 ，Ｖ7 とすると、つぎの如くとなる。 Ｖ6 ＝Ｖｕ−（Ｖdc／２）−Ｖｖ ・・・（６） Ｖ7 ＝Ｖｕ−（Ｖdc／２）−Ｖｗ ・・・（７） かようにループＬＰ1 ，ＬＰ2 に比べて、直流電圧が、
Ｖdcから（Ｖdc／２）になるため、ループ内の総電圧値
が下がり（ｄｉ／ｄｔ）も下がって、電流リップルが減
少する。また、（Ｖdc／２）では総電圧Ｖ6 ，Ｖ7 が正
となって、Ｕ相電流が思い通りの方向に動かない場合
は、従来通り双方向性スイッチング素子81ではなくスイ
ッチング素子41をオンして、ループＬＰ1 ，ＬＰ2 を形
成する。他のループについても、同様である。かように
して、制御偏差が負方向に大きく急速に電流を減少させ
たい場合や双方向性スイッチング素子81をオンしたので
は電流が減少しない場合、スイッチング素子41をオンさ
せてループＬＰ1 ，ＬＰ2 を形成させ、偏差が小さい場
合は双方向性スイッチング素子81をオンさせてループＬ
Ｐ6 ，ＬＰ7 を形成させて、（ｄｉ／ｄｔ）を下げて電
流リップルの減少が図られてなる。制御偏差が正方向に
大きい場合も同様である。なお、制御装置として三角波
搬送方式で説明したが、ヒステリシスコンパレ−タ方式
でも、同様の効果を上げ得ることは明らかである。しか
るに、図３の如き例は３個の比較器 109， 110， 111を
必要とし、また、それぞれの動作レベルを適切に選ばな
ければリップル減少の効果を上げられない難しさを、有
する。このような点を改善した例を、図４に示す。
【００１６】図４は本発明による制御装置の他の例を示
すものであって、 112は比較器、113は否定回路、 114
は発信器、 115はアップダウンカウンタ、Ｇ41”，Ｇ4
2”，Ｇ81”はスイッチング素子41，42，双方向性スイ
ッチング素子81の駆動信号である。すなわち、図３の電
流指令器 101および減算器 102と同様に、Ｕ相電流の指
令値Ｉｕ＊と実際の相電流Ｉｕとの差を得るとともに、
減算器 102出力の極性を判別する比較器 112，比較器 1
12出力を反転する否定回路 113，クロックパルスを発生
する発信器 114および発信器 114出力のクロックパルス
ＣＬＫに同期して動作するアップダウンカウンタ 115を
効用してなる。ここで、アップダウンカウンタ 115は、
比較器 112出力が高レベル時にはＵ入力によりアップ動
作を、否定回路 113出力が高レベル時にはＤ入力により
ダウン動作を行い、０と１と２の状態をとる３進アップ
ダウンカウンタであって、カウンタが０のときは出力の
駆動信号Ｇ42”によりアームの直流出力端負極側に接続
されたスイッチング素子42をオンさせ、１のときは出力
の駆動信号Ｇ81”により双方向性スイッチング素子81を
オンさせ、２のときは出力の駆動信号Ｇ41”によりアー
ムの直流出力端正極側に接続されたスイッチング素子41
をオンさせるものである。さらに、この動作を説明す
る。
すものであって、 112は比較器、113は否定回路、 114
は発信器、 115はアップダウンカウンタ、Ｇ41”，Ｇ4
2”，Ｇ81”はスイッチング素子41，42，双方向性スイ
ッチング素子81の駆動信号である。すなわち、図３の電
流指令器 101および減算器 102と同様に、Ｕ相電流の指
令値Ｉｕ＊と実際の相電流Ｉｕとの差を得るとともに、
減算器 102出力の極性を判別する比較器 112，比較器 1
12出力を反転する否定回路 113，クロックパルスを発生
する発信器 114および発信器 114出力のクロックパルス
ＣＬＫに同期して動作するアップダウンカウンタ 115を
効用してなる。ここで、アップダウンカウンタ 115は、
比較器 112出力が高レベル時にはＵ入力によりアップ動
作を、否定回路 113出力が高レベル時にはＤ入力により
ダウン動作を行い、０と１と２の状態をとる３進アップ
ダウンカウンタであって、カウンタが０のときは出力の
駆動信号Ｇ42”によりアームの直流出力端負極側に接続
されたスイッチング素子42をオンさせ、１のときは出力
の駆動信号Ｇ81”により双方向性スイッチング素子81を
オンさせ、２のときは出力の駆動信号Ｇ41”によりアー
ムの直流出力端正極側に接続されたスイッチング素子41
をオンさせるものである。さらに、この動作を説明す
る。
【００１７】図５は図４の各部の状態を示すものであっ
て、（ａ）にて実線はＵ相の相電流Ｉｕを，波線は指令
値Ｉｕ＊を、（ｂ）は発信器 114出力のクロックパルス
を、（ｃ）はアップダウンカウンタ 115のＵ，Ｄ入力状
態と０，１，２の出力状態を、（ｄ）は図１の交流ー直
流変換器のＵ相入力端電位を、それぞれ示している。い
ま、時刻Ｔ1 から時刻Ｔ2 まではアップダウンカウンタ
115が０状態で、駆動信号Ｇ42”によりスイッチング素
子42がオンして相電流Ｉｕが増加している、とする。時
刻Ｔ1 においてクロックパルスが入力されると、相電流
Ｉｕが指令値Ｉｕ＊を上回っており、比較器 112出力が
出されてアップダウンカウンタ 115はアップ状態となっ
ているため、出力状態は０から１に変わる。すると、駆
動信号Ｇ81”が出力されて双方向性スイッチング素子81
をオンし、ループＬＰ6 ，ＬＰ7 が形成されて相電流Ｉ
ｕは減少する。時刻Ｔ2 でつぎのクロックパルスが入力
されると、相電流Ｉｕが指令値Ｉｕ＊を下回っており、
否定回路 113出力が出されてアップダウンカウンタ 115
はダウン状態となっているため、状態は１から０に変わ
り駆動信号Ｇ42”によりスイッチング素子42がオンし、
ループＬＰ1 ，ＬＰ2 が形成されて相電流Ｉｕは増加す
る。
て、（ａ）にて実線はＵ相の相電流Ｉｕを，波線は指令
値Ｉｕ＊を、（ｂ）は発信器 114出力のクロックパルス
を、（ｃ）はアップダウンカウンタ 115のＵ，Ｄ入力状
態と０，１，２の出力状態を、（ｄ）は図１の交流ー直
流変換器のＵ相入力端電位を、それぞれ示している。い
ま、時刻Ｔ1 から時刻Ｔ2 まではアップダウンカウンタ
115が０状態で、駆動信号Ｇ42”によりスイッチング素
子42がオンして相電流Ｉｕが増加している、とする。時
刻Ｔ1 においてクロックパルスが入力されると、相電流
Ｉｕが指令値Ｉｕ＊を上回っており、比較器 112出力が
出されてアップダウンカウンタ 115はアップ状態となっ
ているため、出力状態は０から１に変わる。すると、駆
動信号Ｇ81”が出力されて双方向性スイッチング素子81
をオンし、ループＬＰ6 ，ＬＰ7 が形成されて相電流Ｉ
ｕは減少する。時刻Ｔ2 でつぎのクロックパルスが入力
されると、相電流Ｉｕが指令値Ｉｕ＊を下回っており、
否定回路 113出力が出されてアップダウンカウンタ 115
はダウン状態となっているため、状態は１から０に変わ
り駆動信号Ｇ42”によりスイッチング素子42がオンし、
ループＬＰ1 ，ＬＰ2 が形成されて相電流Ｉｕは増加す
る。
【００１８】この繰り返しにより、相電流Ｉｕは指令値
Ｉｕ＊に追随するが、時刻Ｔ3 から時刻Ｔ4 のように、
双方向性スイッチング素子81をオンしても電流の減衰が
充分でないか逆に上昇した場合には、つぎのクロックパ
ルスが入力される時刻Ｔ4 においてアップダウンカウン
タ 115は引き続きアップ状態となっているため、出力状
態は１から２となり、スイッチング素子41がオンされて
相電流Ｉｕは必ず減少するようになる。このように電源
相電圧11，12，13の電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相によ
り、｛０→１→０→１（時刻Ｔ0 〜時刻Ｔ4 ）｝、｛０
→１→２→１→０→１→２（時刻Ｔ2 〜時刻Ｔ10）｝、
｛１→２→１→２（時刻Ｔ7 〜時刻Ｔ11）｝、などのス
イッチング形態をとって、電流の追随制御が行われるも
のとなる。そして、図５（ｄ）に示すように、スイッチ
ング素子41がオンした場合にはＵ相入力端電位は高レベ
ルに、スイッチング素子42がオン時には零レベルに、双
方向性スイッチング素子81オン時には中間レベルとな
る。かようにして図４例は、図３例に比べて、比較器が
１個で済み構成が簡単で動作レベルも極性判別に使用し
ているために０Ｖ固定でよく、難しい設定の必要がな
い。さらには、かかる比較器，否定回路，発信器および
アップダウンカウンタをディジタル回路で構成でき、装
置の製作，調整，保守に対する実用上のメリットは大き
い。なお、三相回路例として説明したが、他の相数につ
いても、同様に考えられることは言うまでもない。
Ｉｕ＊に追随するが、時刻Ｔ3 から時刻Ｔ4 のように、
双方向性スイッチング素子81をオンしても電流の減衰が
充分でないか逆に上昇した場合には、つぎのクロックパ
ルスが入力される時刻Ｔ4 においてアップダウンカウン
タ 115は引き続きアップ状態となっているため、出力状
態は１から２となり、スイッチング素子41がオンされて
相電流Ｉｕは必ず減少するようになる。このように電源
相電圧11，12，13の電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相によ
り、｛０→１→０→１（時刻Ｔ0 〜時刻Ｔ4 ）｝、｛０
→１→２→１→０→１→２（時刻Ｔ2 〜時刻Ｔ10）｝、
｛１→２→１→２（時刻Ｔ7 〜時刻Ｔ11）｝、などのス
イッチング形態をとって、電流の追随制御が行われるも
のとなる。そして、図５（ｄ）に示すように、スイッチ
ング素子41がオンした場合にはＵ相入力端電位は高レベ
ルに、スイッチング素子42がオン時には零レベルに、双
方向性スイッチング素子81オン時には中間レベルとな
る。かようにして図４例は、図３例に比べて、比較器が
１個で済み構成が簡単で動作レベルも極性判別に使用し
ているために０Ｖ固定でよく、難しい設定の必要がな
い。さらには、かかる比較器，否定回路，発信器および
アップダウンカウンタをディジタル回路で構成でき、装
置の製作，調整，保守に対する実用上のメリットは大き
い。なお、三相回路例として説明したが、他の相数につ
いても、同様に考えられることは言うまでもない。
【００１９】
【発明の効果】図８（ａ），（ｂ）は相電流波形の対比
を示すものである。ここで、図８（ａ）は図６および図
７の従来装置による相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形を、
シミュレーションにより求めたものを示している。その
条件は、つぎの如くである。すなわち、 電源の線間電圧＝２００Ｖ 電源の周波数＝５０Ｈｚ 搬送波周波数＝５ｋＨｚ リアクトル21，22，23のインダクタンス＝１．５ｍＨ 平滑コンデンサ６容量＝２２００μＦ 出力電圧値Ｖdc＝３５０Ｖ 負荷７の容量＝７．５ｋＷ
），（ これに対して、図８（ｂ）は図１およひ図３による装置
の電流波形を求めたものである。ここでは、コンデンサ
91，92の容量を４７００μＦとし、平滑コンデンサとし
ては２直列であるから前条件とほぼ同様として作用し、
他の条件は同一である。かくの如くに、相電流波形の対
比より、格段にリップルが減少していることが判る。以
上詳述したように本発明によれば、交流入力電流のリッ
プル成分が減少化された簡便な構成の装置を、提供でき
る。
を示すものである。ここで、図８（ａ）は図６および図
７の従来装置による相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形を、
シミュレーションにより求めたものを示している。その
条件は、つぎの如くである。すなわち、 電源の線間電圧＝２００Ｖ 電源の周波数＝５０Ｈｚ 搬送波周波数＝５ｋＨｚ リアクトル21，22，23のインダクタンス＝１．５ｍＨ 平滑コンデンサ６容量＝２２００μＦ 出力電圧値Ｖdc＝３５０Ｖ 負荷７の容量＝７．５ｋＷ
），（ これに対して、図８（ｂ）は図１およひ図３による装置
の電流波形を求めたものである。ここでは、コンデンサ
91，92の容量を４７００μＦとし、平滑コンデンサとし
ては２直列であるから前条件とほぼ同様として作用し、
他の条件は同一である。かくの如くに、相電流波形の対
比より、格段にリップルが減少していることが判る。以
上詳述したように本発明によれば、交流入力電流のリッ
プル成分が減少化された簡便な構成の装置を、提供でき
る。
【図１】図１は本発明による交流ー直流変換器の一例を
示す接続図である。
示す接続図である。
【図２】図２は図１の双方向性スイッチング素子の構成
例を示す接続図である。
例を示す接続図である。
【図３】図３は本発明による制御装置の一例を示す系統
図である。
図である。
【図４】図４は本発明による制御装置の他の例を示す系
統図である。
統図である。
【図５】図５は図４の各部の状態を示す波形図である。
【図６】図６は従来例の交流ー直流変換器を示す接続図
である。
である。
【図７】図７は従来例の制御装置を示す接続図である。
【図８】図８（ａ），（ｂ）は相電流波形の対比を示す
波形図である。
波形図である。
11 電源相電圧 21 リアクトル 31 電流検出器 41 スイッチング素子 51 ダイオード ６ 平滑コンデンサ ７ 負荷装置 81 双方向性スイッチング素子 811 バイポーラトランジスタ 813 ダイオード 91 コンデンサ 101 電流指令器 102 減算器 103 ＰＩＤ演算器 104 搬送波発生器 106 比較器 109 比較器 112 比較器 113 否定回路 114 発信器 115 アップダウンカウンタ Ｖｕ 電圧値 Ｉｕ 相電流 Ｖdc 出力電圧値 Ｉｕ＊ 指令値 Ｖｅ 制御信号 Ｖｃ 三角波信号 Ｇ41’ 駆動信号 Ｇ42’ 駆動信号 Ｇ81’ 駆動信号 Ｇ41” 駆動信号 Ｇ42” 駆動信号 Ｇ81” 駆動信号
Claims (3)
- 【請求項１】 スイッチング素子による複数アームによ
り構成される順変換器の交流入力端にリアクトルを介し
多相交流電源を得て、交流ー直流の変換を行う交流ー直
流変換器において、前記順変換器の直流出力端に負荷装
置および２個のコンデンサの直列接続体を並列接続する
とともに、該２個のコンデンサの接続点と多相交流入力
端間にそれぞれ双方向性スイッチング素子を接続して成
ることを特徴とする交流ー直流変換器。 - 【請求項２】 前記請求項１記載の交流ー直流変換器に
おいて、交流入力電流を制御する制御偏差が所定値より
も大なるとき前記直流出力端の正極側に接続されたスイ
ッチング素子をオンさせ、かつ所定値よりも小なるとき
に直流出力端の負極側に接続されたスイッチング素子を
オンさせるとともに、所定値内のときには前記双方向性
スイッチング素子をオンさせるようにしたことを特徴と
する交流ー直流変換器の制御装置。 - 【請求項３】 前記請求項１記載の交流ー直流変換器に
おいて、交流入力電流を制御する制御偏差の極性を判別
する比較器と、該比較器出力を反転する否定回路と、ク
ロックパルスに同期して動作し前記比較器出力が高レベ
ル時にアップ動作を行いかつ否定回路出力が高レベル時
にはダウン動作を行う３進アップダウンカウンタとを具
備し、該３進アップダウンカウンタが０出力時に前記複
数アームの直流出力端負極側に接続されたスイッチング
素子をオンさせ、かつ２出力時には複数アームの直流出
力端正極側に接続されたスイッチング素子をオンさせる
とともに、１出力時には前記双方向性スイッチング素子
をオンさせるようにしたことを特徴とする交流ー直流変
換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6733296A JPH09233823A (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 交流−直流変換器およびその制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6733296A JPH09233823A (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 交流−直流変換器およびその制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09233823A true JPH09233823A (ja) | 1997-09-05 |
Family
ID=13341969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6733296A Pending JPH09233823A (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 交流−直流変換器およびその制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09233823A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999053602A1 (de) * | 1998-04-15 | 1999-10-21 | Andreas Boehringer | Stromrichter mit aktiv beeinflussbarer kommutierung |
| JP2011078271A (ja) * | 2009-10-01 | 2011-04-14 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2011120440A (ja) * | 2009-10-28 | 2011-06-16 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| CN103269178A (zh) * | 2013-05-06 | 2013-08-28 | 南京航空航天大学 | 单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及其控制方法 |
| JP2014023190A (ja) * | 2012-07-12 | 2014-02-03 | Panasonic Corp | スイッチング回路 |
| CN114336529A (zh) * | 2020-09-30 | 2022-04-12 | 广东美的制冷设备有限公司 | 三相电源变换电路、过流保护方法、电路板及空调器 |
-
1996
- 1996-02-28 JP JP6733296A patent/JPH09233823A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999053602A1 (de) * | 1998-04-15 | 1999-10-21 | Andreas Boehringer | Stromrichter mit aktiv beeinflussbarer kommutierung |
| JP2011078271A (ja) * | 2009-10-01 | 2011-04-14 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2011120440A (ja) * | 2009-10-28 | 2011-06-16 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2014023190A (ja) * | 2012-07-12 | 2014-02-03 | Panasonic Corp | スイッチング回路 |
| CN103269178A (zh) * | 2013-05-06 | 2013-08-28 | 南京航空航天大学 | 单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及其控制方法 |
| CN103269178B (zh) * | 2013-05-06 | 2015-05-06 | 南京航空航天大学 | 单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及其控制方法 |
| CN114336529A (zh) * | 2020-09-30 | 2022-04-12 | 广东美的制冷设备有限公司 | 三相电源变换电路、过流保护方法、电路板及空调器 |
| CN114336529B (zh) * | 2020-09-30 | 2024-05-28 | 广东美的制冷设备有限公司 | 三相电源变换电路、过流保护方法、电路板及空调器 |
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