JPH09312978A - 直流−交流電流形変換器の制御装置 - Google Patents
直流−交流電流形変換器の制御装置Info
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- JPH09312978A JPH09312978A JP8150053A JP15005396A JPH09312978A JP H09312978 A JPH09312978 A JP H09312978A JP 8150053 A JP8150053 A JP 8150053A JP 15005396 A JP15005396 A JP 15005396A JP H09312978 A JPH09312978 A JP H09312978A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】直流−交流電流形変換器の指令急変時において
も交流入力電流等の振動抑制機能を有する直流−交流電
流形変換器の制御装置を提供するものである。 【解決手段】直流電流指令と検出直流電流の誤差を入力
として直流電圧指令を得るＰＩ制御器を備え、直流電圧
指令による直流電圧制御により直流−交流変換を行う直
流−交流電流形変換器において、ＰＩ制御器内に比例制
御部出力に電圧変化率の制限を設けたリミッタを具備し
て構成したものである。
も交流入力電流等の振動抑制機能を有する直流−交流電
流形変換器の制御装置を提供するものである。 【解決手段】直流電流指令と検出直流電流の誤差を入力
として直流電圧指令を得るＰＩ制御器を備え、直流電圧
指令による直流電圧制御により直流−交流変換を行う直
流−交流電流形変換器において、ＰＩ制御器内に比例制
御部出力に電圧変化率の制限を設けたリミッタを具備し
て構成したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機駆動用
可変電圧可変周波数装置や誘導性負荷を駆動する交流電
源装置として用いられる直流−交流電流形変換器に係わ
り、特にＰＩ制御器を具備して直流電圧制御を行ってい
る直流−交流電流形変換器の制御装置に、関するもので
ある。
可変電圧可変周波数装置や誘導性負荷を駆動する交流電
源装置として用いられる直流−交流電流形変換器に係わ
り、特にＰＩ制御器を具備して直流電圧制御を行ってい
る直流−交流電流形変換器の制御装置に、関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】一般に、直流−交流電流形変換器は、図
３の如く示される。図３は直流−交流電流形変換器の構
成を示し、１は直流電源、２は直流リアクトル、31〜36
はスイッチング素子、41〜46はダイオード、51〜53はコ
ンデンサ、６は誘導電動機（以下ＩＭと称する）、７は
直流電流検出器、８は制御回路である。制御回路８にお
いて、81は減算器、82はＰＩ制御器、83はゲ−ト制御器
である。
３の如く示される。図３は直流−交流電流形変換器の構
成を示し、１は直流電源、２は直流リアクトル、31〜36
はスイッチング素子、41〜46はダイオード、51〜53はコ
ンデンサ、６は誘導電動機（以下ＩＭと称する）、７は
直流電流検出器、８は制御回路である。制御回路８にお
いて、81は減算器、82はＰＩ制御器、83はゲ−ト制御器
である。
【０００３】すなわち、図３においては、直流リアクト
ル２のインダクタンスは充分大きいものとして、直流電
源１および直流リアクトル２の両者で、直流定電流源と
して動作する。直流電流検出器７は、この直流定電流源
の電流を検出する。スイッチング素子31，32，33，34，
35，36は、ここではIGBTの記号で示しているが、GTO や
各種トランジスタなども使用される。ダイオード41，4
2，43，44，45，46はスイッチング素子31〜36に逆耐圧
特性をもたせるためのものであって、一部のGTO などの
ようにスイッチング素子自身が逆耐圧をもつ場合は不用
である。また、コンデンサ51，52，53はそれぞれ電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗをもち、スイッチング素子31〜36の転流
時に負荷電流の連続性を保証し、負荷インダクタンスに
よるサージ電圧の発生を防止している。ＩＭ６は、負荷
である。
ル２のインダクタンスは充分大きいものとして、直流電
源１および直流リアクトル２の両者で、直流定電流源と
して動作する。直流電流検出器７は、この直流定電流源
の電流を検出する。スイッチング素子31，32，33，34，
35，36は、ここではIGBTの記号で示しているが、GTO や
各種トランジスタなども使用される。ダイオード41，4
2，43，44，45，46はスイッチング素子31〜36に逆耐圧
特性をもたせるためのものであって、一部のGTO などの
ようにスイッチング素子自身が逆耐圧をもつ場合は不用
である。また、コンデンサ51，52，53はそれぞれ電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗをもち、スイッチング素子31〜36の転流
時に負荷電流の連続性を保証し、負荷インダクタンスに
よるサージ電圧の発生を防止している。ＩＭ６は、負荷
である。
【０００４】さらには制御回路８において、減算器81は
直流電流指令Ｉdc＊と直流電流Ｉdcとの偏差である変化
分ΔＩdcを出力し、ＰＩ制御器82は減算器81出力を受け
比例（Ｐ）積分（Ｉ）演算を行って直流電圧指令Ｖdc＊
を信号発生する。ゲ−ト制御器83は、スイッチング素子
部の直流入力である直流電圧Ｖdcが直流電圧指令Ｖdc＊
に一致するよう、各スイッチング素子31〜36のオン幅を
定めて点弧制御する。ここで、ゲ−ト制御器83において
は、それぞれのスイッチング素子を 120°通電幅で点弧
してスイッチング素子部の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを
120°幅のほぼ矩形波とする場合や、各矩形波の両端で
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御する場合がある。スイッチ
ング素子部の出力電圧となるコンデンサ51，52，53の電
圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ほぼ正弦波状となる。直流電流
Ｉdcは、スイッチング素子31〜36の作用により三相の出
力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに分配され、コンデンサ51〜53
とＩＭ６に給電されるが、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが
矩形波の場合、その実効値をＩｏ，直流電流Ｉdcの実効
値をＩｄとすると、｛Ｉｏ＝（√６／π）Ｉｄ｝の関係
があり、実効値Ｉｄの調節により、実効値Ｉｏをすなわ
ち出力電力を調整することができる。ＰＩ制御器がが良
好に機能しておれば、実効値Ｉｄはほぼ直流電流指令Ｉ
dc＊に等しいゆえ、結局、Ｉdc＊により出力電力が調整
できることになる。
直流電流指令Ｉdc＊と直流電流Ｉdcとの偏差である変化
分ΔＩdcを出力し、ＰＩ制御器82は減算器81出力を受け
比例（Ｐ）積分（Ｉ）演算を行って直流電圧指令Ｖdc＊
を信号発生する。ゲ−ト制御器83は、スイッチング素子
部の直流入力である直流電圧Ｖdcが直流電圧指令Ｖdc＊
に一致するよう、各スイッチング素子31〜36のオン幅を
定めて点弧制御する。ここで、ゲ−ト制御器83において
は、それぞれのスイッチング素子を 120°通電幅で点弧
してスイッチング素子部の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを
120°幅のほぼ矩形波とする場合や、各矩形波の両端で
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御する場合がある。スイッチ
ング素子部の出力電圧となるコンデンサ51，52，53の電
圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ほぼ正弦波状となる。直流電流
Ｉdcは、スイッチング素子31〜36の作用により三相の出
力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに分配され、コンデンサ51〜53
とＩＭ６に給電されるが、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが
矩形波の場合、その実効値をＩｏ，直流電流Ｉdcの実効
値をＩｄとすると、｛Ｉｏ＝（√６／π）Ｉｄ｝の関係
があり、実効値Ｉｄの調節により、実効値Ｉｏをすなわ
ち出力電力を調整することができる。ＰＩ制御器がが良
好に機能しておれば、実効値Ｉｄはほぼ直流電流指令Ｉ
dc＊に等しいゆえ、結局、Ｉdc＊により出力電力が調整
できることになる。
【０００５】図４は従来のＰＩ制御器の具体例を示すも
のであって、 821は比例（Ｐ）制御部、 822は積分
（Ｉ）制御部、 823は加算部である。すなわち、比例制
御部 821，積分制御部 822は比例ゲインＫｐ，積分ゲイ
ンＫｉをそれぞれ有し、両者は減算器81出力の変化分Δ
Ｉdcを受けてそれぞれの演算を行い、さらには、その出
力が加算部 823にて加算されて直流電圧指令Ｖdc＊が得
られる。この図の信号名はラプラス表示となるので大文
字で記してある。
のであって、 821は比例（Ｐ）制御部、 822は積分
（Ｉ）制御部、 823は加算部である。すなわち、比例制
御部 821，積分制御部 822は比例ゲインＫｐ，積分ゲイ
ンＫｉをそれぞれ有し、両者は減算器81出力の変化分Δ
Ｉdcを受けてそれぞれの演算を行い、さらには、その出
力が加算部 823にて加算されて直流電圧指令Ｖdc＊が得
られる。この図の信号名はラプラス表示となるので大文
字で記してある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この種の従来技術にお
いては、直流電流指令Ｉdc＊を急変させると、ＰＩ制御
器における比例制御部の比例ゲインＫｐのため直流電圧
指令Ｖdc＊も急変し、その結果、スイッチング素子部か
らの出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがコンデンサ51〜53とＩ
Ｍ６のインダクタンスとの共振作用などと相まって高周
波の振動波形となり、電流容量，耐圧，リップル，高調
波などさまざまの面から支障をきたすことがあった。
いては、直流電流指令Ｉdc＊を急変させると、ＰＩ制御
器における比例制御部の比例ゲインＫｐのため直流電圧
指令Ｖdc＊も急変し、その結果、スイッチング素子部か
らの出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがコンデンサ51〜53とＩ
Ｍ６のインダクタンスとの共振作用などと相まって高周
波の振動波形となり、電流容量，耐圧，リップル，高調
波などさまざまの面から支障をきたすことがあった。
【０００７】つぎに、この振動の理由を説明する。図５
は直流−交流電流形変換器の一相分等価回路を示し、Ｉ
は直流電源１および直流リアクトル２からなる定電流源
を表し、Ｃはコンデンサ51などを表し、Ｌ，Ｒ，Ｅはそ
れぞれＩＭ６のリアクトル成分，抵抗成分，基本波の負
荷逆起電圧電流源を表したものである。いま、直流電流
指令Ｉdc＊ををステップ状に変化させると、直流電圧指
令Ｖdc＊もステップ状に変化するが、ここで、制御回路
が正常に働いていて実際の電流，電圧も指令通りに変化
したとし、この時のスイッチング素子部からの出力電流
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの高周波変化のみを考えるとすると、
図５は図６に置き換えて考えることができる。
は直流−交流電流形変換器の一相分等価回路を示し、Ｉ
は直流電源１および直流リアクトル２からなる定電流源
を表し、Ｃはコンデンサ51などを表し、Ｌ，Ｒ，Ｅはそ
れぞれＩＭ６のリアクトル成分，抵抗成分，基本波の負
荷逆起電圧電流源を表したものである。いま、直流電流
指令Ｉdc＊ををステップ状に変化させると、直流電圧指
令Ｖdc＊もステップ状に変化するが、ここで、制御回路
が正常に働いていて実際の電流，電圧も指令通りに変化
したとし、この時のスイッチング素子部からの出力電流
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの高周波変化のみを考えるとすると、
図５は図６に置き換えて考えることができる。
【０００８】図６においては、直流電圧Ｖdcの変化分Δ
Ｖdcは直流電流指令Ｉdc＊変化に起因する図５の定電流
源Ｉのの変化を直流電圧変化に換算した電圧源であっ
て、直流電流指令Ｉdc＊がステップ状に変化した場合、
変化分ΔＶdcもステップ状に変化する。なお、基本波の
みの電圧源であるＥは省略している。ここで、直流電圧
Ｖdcの変化分ΔＶdcは、式（１）となる。ただし、その
Ｚｏおよびωn は、式（２），（３）である。
Ｖdcは直流電流指令Ｉdc＊変化に起因する図５の定電流
源Ｉのの変化を直流電圧変化に換算した電圧源であっ
て、直流電流指令Ｉdc＊がステップ状に変化した場合、
変化分ΔＶdcもステップ状に変化する。なお、基本波の
みの電圧源であるＥは省略している。ここで、直流電圧
Ｖdcの変化分ΔＶdcは、式（１）となる。ただし、その
Ｚｏおよびωn は、式（２），（３）である。
【０００９】
【数１】
【００１０】そして、電流Ｉｔ（ｔ）について解くと、
つぎの式（４），（５）のようになる。ただし、式
（５）では近似を行っており、そのαおよびβは式
（６），（７）である。この式（５）から明らかなよう
に、このときの電流Ｉｔ（ｔ）は振幅ΔＩdc，周波数
β、減衰時定数αの振動波形となる、ことがわかる。か
ようにして、直流電流指令Ｉdc＊の急変時に、スイッチ
ング素子部からの出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは振動波形
となる。
つぎの式（４），（５）のようになる。ただし、式
（５）では近似を行っており、そのαおよびβは式
（６），（７）である。この式（５）から明らかなよう
に、このときの電流Ｉｔ（ｔ）は振幅ΔＩdc，周波数
β、減衰時定数αの振動波形となる、ことがわかる。か
ようにして、直流電流指令Ｉdc＊の急変時に、スイッチ
ング素子部からの出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは振動波形
となる。
【００１１】
【数２】
【００１２】しかして本発明の目的とするところは、直
流−交流電流形変換器の指令急変時においても交流入力
電流等の振動抑制機能を有する格別な装置を提供する、
ことにある。
流−交流電流形変換器の指令急変時においても交流入力
電流等の振動抑制機能を有する格別な装置を提供する、
ことにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成した
ものである。すなわち、直流電流指令値と直流電流検出
値の誤差を入力として直流電圧指令を得るＰＩＰＩ制御
器を備え、直流電圧指令値による直流電圧制御により直
流−交流変換を行う直流−交流電流形変換器において、
ＰＩ制御器内に比例制御部出力に電圧変化率の制限を設
けたリミッタを具備して構成したものである。
点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成した
ものである。すなわち、直流電流指令値と直流電流検出
値の誤差を入力として直流電圧指令を得るＰＩＰＩ制御
器を備え、直流電圧指令値による直流電圧制御により直
流−交流変換を行う直流−交流電流形変換器において、
ＰＩ制御器内に比例制御部出力に電圧変化率の制限を設
けたリミッタを具備して構成したものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】まず、図１を参照して、説明す
る。図１は本発明に係わる電圧指令値のランプ状変化を
示している。さて、図６における電圧源をステップ状に
立ち上がるのではなく、図１の如くに、時間Ｔｏをかけ
て直流電圧Ｖdcの変化分ΔＶdcまで立ち上がるランプ状
のものとすると、電流Ｉｔ（ｔ）は、つぎの式（８）の
ようになる。ただし、ｕ（ｔ）は単位ステップ関数であ
り、ｆ（ｔ）は式（９）である。ここで、ＩＭ６の負荷
抵抗成分Ｒは小さいものとして（α≒０）と近似する
と、式（９）は、式（10）のように表すことができる。
る。図１は本発明に係わる電圧指令値のランプ状変化を
示している。さて、図６における電圧源をステップ状に
立ち上がるのではなく、図１の如くに、時間Ｔｏをかけ
て直流電圧Ｖdcの変化分ΔＶdcまで立ち上がるランプ状
のものとすると、電流Ｉｔ（ｔ）は、つぎの式（８）の
ようになる。ただし、ｕ（ｔ）は単位ステップ関数であ
り、ｆ（ｔ）は式（９）である。ここで、ＩＭ６の負荷
抵抗成分Ｒは小さいものとして（α≒０）と近似する
と、式（９）は、式（10）のように表すことができる。
【００１５】
【数３】
【００１６】式（５）と式（10）を比べてみると、振動
の振幅は、ΔＩdcから（ΔＩdc／ωn ・Ｔｏ）になって
いる。したがって、（ωn ・Ｔｏ）を大きくすることに
より、振動を減らすことが可能である。これは、時間Ｔ
ｏをＬＣの振動周期Ｔｎを（Ｔｎ＝２π／ωn ）と等し
くすれば、振動の振幅を約（１／３）にすることができ
る。
の振幅は、ΔＩdcから（ΔＩdc／ωn ・Ｔｏ）になって
いる。したがって、（ωn ・Ｔｏ）を大きくすることに
より、振動を減らすことが可能である。これは、時間Ｔ
ｏをＬＣの振動周期Ｔｎを（Ｔｎ＝２π／ωn ）と等し
くすれば、振動の振幅を約（１／３）にすることができ
る。
【００１７】つぎに、図２は本発明が適用されたＰＩ制
御器の構成例を図４に類して示したものであって、82’
はＰＩ制御器である。ＰＩ制御器82’において、 821’
は比例制御部、 822’は積分制御部、 823’は加算部、
824はリミッタである。すなわち、ＰＩ制御器82’は、
図３構成にあって制御回路８のＰＩ制御器82に代えて効
用し得るものであり、特に比例制御部 821’の出力電圧
の変化率を制限するリミッタ 824が設けられてなるもの
である。
御器の構成例を図４に類して示したものであって、82’
はＰＩ制御器である。ＰＩ制御器82’において、 821’
は比例制御部、 822’は積分制御部、 823’は加算部、
824はリミッタである。すなわち、ＰＩ制御器82’は、
図３構成にあって制御回路８のＰＩ制御器82に代えて効
用し得るものであり、特に比例制御部 821’の出力電圧
の変化率を制限するリミッタ 824が設けられてなるもの
である。
【００１８】さて、従来のＰＩ制御器82で高速の直流電
流制御系を構成する場合、積分ゲインＫｉに比べて比例
ゲインＫｐを大きくするのが普通であり、直流電圧指令
Ｖdc＊の変化率は比例制御系で決まっていると言ってよ
い。ここで、図２の如きミッタ 824が挿入された比例制
御部 821’およびリミッタ824の構成により、大きな電
流変化である直流電流Ｉdcの変化分ΔＩdcが入力された
場合でも、直流電圧指令Ｖdc＊’の変化率を一定値以下
に制限することができる。いま、周期Ｔｓのサンプリン
グ周期にてＰＩ制御を行っているとすると、一周期にて
動かすことができる直流電圧指令Ｖdc＊’の最大値Ｖｐ
を、式（11）のようにすることによっても、かかる技術
思想の趣旨を実現できることは明らかである。
流制御系を構成する場合、積分ゲインＫｉに比べて比例
ゲインＫｐを大きくするのが普通であり、直流電圧指令
Ｖdc＊の変化率は比例制御系で決まっていると言ってよ
い。ここで、図２の如きミッタ 824が挿入された比例制
御部 821’およびリミッタ824の構成により、大きな電
流変化である直流電流Ｉdcの変化分ΔＩdcが入力された
場合でも、直流電圧指令Ｖdc＊’の変化率を一定値以下
に制限することができる。いま、周期Ｔｓのサンプリン
グ周期にてＰＩ制御を行っているとすると、一周期にて
動かすことができる直流電圧指令Ｖdc＊’の最大値Ｖｐ
を、式（11）のようにすることによっても、かかる技術
思想の趣旨を実現できることは明らかである。
【００１９】
【数４】
【００２０】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、交
流出力側にコンデンサをもち、直流入力電圧を交流出力
電流に変換して負荷装置に電力を供給する直流−交流電
流形変換器において、ＰＩ制御器により直流電流制御を
行っている場合、直流電圧指令の急変時に交流出力電流
の振動を効果的に抑制し得る簡便な構成の装置を提供で
き、産業上極めて有用である。
流出力側にコンデンサをもち、直流入力電圧を交流出力
電流に変換して負荷装置に電力を供給する直流−交流電
流形変換器において、ＰＩ制御器により直流電流制御を
行っている場合、直流電圧指令の急変時に交流出力電流
の振動を効果的に抑制し得る簡便な構成の装置を提供で
き、産業上極めて有用である。
【図１】図１は本発明に係わる電圧指令値のランプ状変
化を示す説明図である。
化を示す説明図である。
【図２】図２は本発明が適用されたＰＩ制御器の構成例
を示す部分系統図である。
を示す部分系統図である。
【図３】図３は直流−交流電流形変換器の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図４】図４は直流−交流電流形変換器におけるＰＩ制
御器の従来例を示す部分系統図である。
御器の従来例を示す部分系統図である。
【図５】図５は直流−交流電流形変換器の一相分等価回
路を示す図である。
路を示す図である。
【図６】図６は直流−交流電流形変換器の電圧急変時一
相分等価回路を示す図である。
相分等価回路を示す図である。
１ 直流電源 ２ 直流リアクトル 31 スイッチング素子 41 ダイオード 51 コンデンサ ６ 誘導電動機（ＩＭ） ７ 直流電流検出器 ８ 制御回路 82 ＰＩ制御器 82’ ＰＩ制御器 821’ 比例制御部 822’ 積分制御部 823’ 加算部 824 リミッタ 83 ゲ−ト制御器 ΔＶdc 直流電圧Ｖdcの変化分 Ｖdc＊ 直流電圧指令 Ｖdc＊’ 直流電圧指令 ΔＩdc 直流電流Ｉdcの変化分 Ｉdc＊ 直流電流指令 Ｉ 定電流源 Ｃ コンデンサ Ｌ 負荷リアクトル成分 Ｒ 負荷抵抗成分 Ｅ 負荷逆起電圧電流源 Ｔｏ 時間 Ｔｓ 周期 Ｖｐ 最大値
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｃ
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電流指令値と直流電流検出値の誤差
を入力として直流電圧指令値を出力するＰＩ制御器を具
備するとともに、該直流電圧指令値による直流電圧制御
により直流−交流変換を行う直流−交流電流形変換器に
おいて、前記ＰＩ制御器内に比例制御部出力を入力とし
て所定の電圧変化率を有する信号出力を得るリミッタを
設けたことを特徴とする直流−交流電流形変換器の制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8150053A JPH09312978A (ja) | 1996-05-21 | 1996-05-21 | 直流−交流電流形変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8150053A JPH09312978A (ja) | 1996-05-21 | 1996-05-21 | 直流−交流電流形変換器の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09312978A true JPH09312978A (ja) | 1997-12-02 |
Family
ID=15488484
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8150053A Pending JPH09312978A (ja) | 1996-05-21 | 1996-05-21 | 直流−交流電流形変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09312978A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008125171A (ja) * | 2006-11-09 | 2008-05-29 | Meidensha Corp | 電力変換装置 |
| JP2009201224A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-09-03 | Origin Electric Co Ltd | 単相電圧型交直変換装置及び三相電圧型交直変換装置 |
| WO2012137300A1 (ja) * | 2011-04-05 | 2012-10-11 | トヨタ自動車株式会社 | 電動機の制御装置およびそれを備える電動車両、ならびに電動機の制御方法 |
| CN106200738A (zh) * | 2015-06-01 | 2016-12-07 | 英特希尔美国公司 | 一种设备、电子装置及控制电流模式调节器的方法 |
-
1996
- 1996-05-21 JP JP8150053A patent/JPH09312978A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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