JP3203464B2 - 交流電力変換装置 - Google Patents
交流電力変換装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランスを使用しない
で交流電圧を異なる振幅の交流電圧に変換することがで
きる交流電力変換装置に関する。
で交流電圧を異なる振幅の交流電圧に変換することがで
きる交流電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電圧を異なるレベルの交流電圧に変
換する方式として、トランスを使用する方式、及びＡＣ
−ＤＣ変換器とＤＣ−ＡＣ変換器とを組み合せる方式が
ある。
換する方式として、トランスを使用する方式、及びＡＣ
−ＤＣ変換器とＤＣ−ＡＣ変換器とを組み合せる方式が
ある。
【０００３】図１は後者の方式の１例を示すものであっ
て、交流電源１と、昇圧用リアクトル２と、第１及び第
２のトランジスタ３、４と、第１及び第２のダイオード
５、６と、第１及び第２のコンデンサ７、８と、第３及
び第４のトランジスタ９、１０と、第３及び第４のダイ
オード１１、１２と、平滑用リアクトル１３と、負荷１
４とから成る。第１のコンデンサ７は第１のダイオード
５を介して充電され、第２のコンデンサ８は第２のダイ
オード６を介して充電され、また、第１及び第２のトラ
ンジスタ３、４によってリアクトル２に対するエネルギ
ーの蓄積が制御され、電源１の電圧とリアクトル２の電
圧とを加算した電圧によってコンデンサ７、８が充電さ
れる。コンデンサ７、８はハーフブリッジ型インバータ
の直流電源として機能し、この直流電圧が第３及び第４
のトランジスタ９、１０の交互のオン・オフによって交
流電圧に変換されて負荷１４に供給される。
て、交流電源１と、昇圧用リアクトル２と、第１及び第
２のトランジスタ３、４と、第１及び第２のダイオード
５、６と、第１及び第２のコンデンサ７、８と、第３及
び第４のトランジスタ９、１０と、第３及び第４のダイ
オード１１、１２と、平滑用リアクトル１３と、負荷１
４とから成る。第１のコンデンサ７は第１のダイオード
５を介して充電され、第２のコンデンサ８は第２のダイ
オード６を介して充電され、また、第１及び第２のトラ
ンジスタ３、４によってリアクトル２に対するエネルギ
ーの蓄積が制御され、電源１の電圧とリアクトル２の電
圧とを加算した電圧によってコンデンサ７、８が充電さ
れる。コンデンサ７、８はハーフブリッジ型インバータ
の直流電源として機能し、この直流電圧が第３及び第４
のトランジスタ９、１０の交互のオン・オフによって交
流電圧に変換されて負荷１４に供給される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、トランスを
含む交流変換装置は、必然的に大型且つコスト高にな
る。また、図１に示す方式では、入力電圧より高い出力
電圧を得る場合、直流電源として機能するコンデンサ
７、８の電圧を高くする必要があるという問題がある。
例えば、１００Ｖの交流電源１を使用して負荷１４に２
００Ｖの交流電圧を供給する場合に、コンデンサ７、８
をそれぞれ２８２Ｖ以上に充電することが必要になり、
Ｐ点とＮ点との間の電圧ＶPNは５６４Ｖ以上になる。即
ち、負荷１４に実効値で２００Ｖを得る場合には、この
ピーク値以上に相当する２８２Ｖ以上の耐圧がコンデン
サ７、８に要求される。また、交流電源１が２００Ｖで
負荷１４に２００Ｖ以下の電圧を得る場合でも、コンデ
ンサ７、８に最低でもそれぞれ入力電圧のピ−ク値に相
当する２８２Ｖが充電される。従って、コンデンサ７、
８、トランジスタ３、４、９、１０、ダイオード５、
６、１１、１２として高耐圧部品を使用することが必要
になり、交流電力変換装置が必然的にコスト高になっ
た。
含む交流変換装置は、必然的に大型且つコスト高にな
る。また、図１に示す方式では、入力電圧より高い出力
電圧を得る場合、直流電源として機能するコンデンサ
７、８の電圧を高くする必要があるという問題がある。
例えば、１００Ｖの交流電源１を使用して負荷１４に２
００Ｖの交流電圧を供給する場合に、コンデンサ７、８
をそれぞれ２８２Ｖ以上に充電することが必要になり、
Ｐ点とＮ点との間の電圧ＶPNは５６４Ｖ以上になる。即
ち、負荷１４に実効値で２００Ｖを得る場合には、この
ピーク値以上に相当する２８２Ｖ以上の耐圧がコンデン
サ７、８に要求される。また、交流電源１が２００Ｖで
負荷１４に２００Ｖ以下の電圧を得る場合でも、コンデ
ンサ７、８に最低でもそれぞれ入力電圧のピ−ク値に相
当する２８２Ｖが充電される。従って、コンデンサ７、
８、トランジスタ３、４、９、１０、ダイオード５、
６、１１、１２として高耐圧部品を使用することが必要
になり、交流電力変換装置が必然的にコスト高になっ
た。
【０００５】そこで、本発明の目的は、ＡＣ−ＤＣ−Ａ
Ｃ変換において直流電圧を低くすることができる交流電
力変換装置を提供するものである。
Ｃ変換において直流電圧を低くすることができる交流電
力変換装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、第１及び第２のスイッチの直列回路と、前
記第１及び第２のスイッチの直列回路に対して並列に接
続された第１及び第２のコンデンサの直列回路と、前記
第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接
続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、前記第
１及び第２のスイッチの相互接続中点と前記第１及び第
２のコンデンサの相互接続中点との間に接続された交流
電源と、前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点に
接続されている側の前記交流電源の端子と前記第３及び
第４のスイッチの相互接続中点との間に接続された負荷
と、前記第１及び第２のスイッチを交流−直流変換する
ように制御し、前記第３及び第４のスイッチを入力交流
電源位相に同期して直流−交流変換するように制御する
制御回路とを備えた交流電力変換装置に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、第１及び第２のスイ
ッチの相互接続中点と第３及び第４のスイッチの相互接
続中点との間に交流電源を接続し、第３及び第４のスイ
ッチの相互接続中点と第１及び第２のコンデンサの相互
接続中点との間に負荷を接続することができる。また、
請求項３に示すように、第１及び第２のスイッチをそれ
ぞれ制御スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路にす
ることができる。また、請求項４に示すように、第１及
び第２のスイッチをそれぞれダイオードとすることがで
きる。
の本発明は、第１及び第２のスイッチの直列回路と、前
記第１及び第２のスイッチの直列回路に対して並列に接
続された第１及び第２のコンデンサの直列回路と、前記
第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接
続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、前記第
１及び第２のスイッチの相互接続中点と前記第１及び第
２のコンデンサの相互接続中点との間に接続された交流
電源と、前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点に
接続されている側の前記交流電源の端子と前記第３及び
第４のスイッチの相互接続中点との間に接続された負荷
と、前記第１及び第２のスイッチを交流−直流変換する
ように制御し、前記第３及び第４のスイッチを入力交流
電源位相に同期して直流−交流変換するように制御する
制御回路とを備えた交流電力変換装置に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、第１及び第２のスイ
ッチの相互接続中点と第３及び第４のスイッチの相互接
続中点との間に交流電源を接続し、第３及び第４のスイ
ッチの相互接続中点と第１及び第２のコンデンサの相互
接続中点との間に負荷を接続することができる。また、
請求項３に示すように、第１及び第２のスイッチをそれ
ぞれ制御スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路にす
ることができる。また、請求項４に示すように、第１及
び第２のスイッチをそれぞれダイオードとすることがで
きる。
【０００７】
【発明の作用及び効果】請求項１の発明によれば、交流
電源電圧に、第１及び第２のコンデンサの相互接続中点
と第３及び第４のスイッチの相互接続中点との間の電圧
を加算した値の電圧を負荷に供給することが可能にな
る。このため、第１及び第２のコンデンサの電圧が図１
の従来の方式よりも低くても従来と同一の負荷電圧を得
ることが可能になる。従って、第１及び第２のコンデン
サ及び第１〜第４のスイッチの耐圧を低くして低コスト
化を図ることができる。請求項２の発明によれば、交流
電源電圧から、第１及び第２のコンデンサの相互接続中
点と第３及び第４のスイッチの相互接続中点との間の電
圧（負荷電圧）を差し引いた値の電圧が第１及び第２の
スイッチの相互接続中点と第１及び第２のコンデンサ相
互接続点との間に加わることになり、第１及び第２のコ
ンデンサの電圧を低くすることができる。これにより、
第１及び第２のコンデンサ及び第１〜第４のスイッチの
低耐圧化、低コスト化が可能になる。請求項３によれ
ば、制御スイッチ素子とリアクトルとの働きによって直
流電圧の昇圧制御が可能になる。請求項４によれば、Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路が簡単になる。
電源電圧に、第１及び第２のコンデンサの相互接続中点
と第３及び第４のスイッチの相互接続中点との間の電圧
を加算した値の電圧を負荷に供給することが可能にな
る。このため、第１及び第２のコンデンサの電圧が図１
の従来の方式よりも低くても従来と同一の負荷電圧を得
ることが可能になる。従って、第１及び第２のコンデン
サ及び第１〜第４のスイッチの耐圧を低くして低コスト
化を図ることができる。請求項２の発明によれば、交流
電源電圧から、第１及び第２のコンデンサの相互接続中
点と第３及び第４のスイッチの相互接続中点との間の電
圧（負荷電圧）を差し引いた値の電圧が第１及び第２の
スイッチの相互接続中点と第１及び第２のコンデンサ相
互接続点との間に加わることになり、第１及び第２のコ
ンデンサの電圧を低くすることができる。これにより、
第１及び第２のコンデンサ及び第１〜第４のスイッチの
低耐圧化、低コスト化が可能になる。請求項３によれ
ば、制御スイッチ素子とリアクトルとの働きによって直
流電圧の昇圧制御が可能になる。請求項４によれば、Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路が簡単になる。
【０００８】
【第１の実施例】次に、図２〜図６を参照して本発明の
第１の実施例に係わる交流電力変換装置を説明する。図
２に示す交流電力変換装置は、低いコンデンサ電圧で高
い負荷電圧を出力する場合の実施例であり、実効値１０
０Ｖの正弦波交流電源１の一方の端子Ａが昇圧用リアク
トル２を介して第１及び第２のトランジスタ３、４の直
列回路の相互接続中点に接続されている。第１及び第２
のトランジスタ３、４には逆並列に第１及び第２のダイ
オード５、６が接続され、これ等の並列回路がハーフブ
リッジ型のＡＣ−ＤＣコンバータ（交流−直流変換器）
の第１及び第２のスイッチとして機能している。第１及
び第２のコンデンサ７、８の直列回路は第１及び第２の
トランジスタ３、４の直列回路に対して並列に接続され
ている。この第１及び第２のコンデンサ７、８の相互接
続中点は端子Ｃに接続されている。交流電源１は端子Ａ
とＣの間に接続されている。
第１の実施例に係わる交流電力変換装置を説明する。図
２に示す交流電力変換装置は、低いコンデンサ電圧で高
い負荷電圧を出力する場合の実施例であり、実効値１０
０Ｖの正弦波交流電源１の一方の端子Ａが昇圧用リアク
トル２を介して第１及び第２のトランジスタ３、４の直
列回路の相互接続中点に接続されている。第１及び第２
のトランジスタ３、４には逆並列に第１及び第２のダイ
オード５、６が接続され、これ等の並列回路がハーフブ
リッジ型のＡＣ−ＤＣコンバータ（交流−直流変換器）
の第１及び第２のスイッチとして機能している。第１及
び第２のコンデンサ７、８の直列回路は第１及び第２の
トランジスタ３、４の直列回路に対して並列に接続され
ている。この第１及び第２のコンデンサ７、８の相互接
続中点は端子Ｃに接続されている。交流電源１は端子Ａ
とＣの間に接続されている。
【０００９】第３及び第４のスイッチとしての第３及び
第４のトランジスタ９、１０の直列回路は第１及び第２
のコンデンサ７、８の直列回路に対して並列に接続され
ている。この第３及び第４のトランジスタ９、１０には
逆並列にダイオード１１、１２が接続されている。第３
及び第４のトランジスタ９、１０及び第３及び第４のダ
イオード１１、１２はハーフブリッジ型のＤＣ−ＡＣコ
ンバータ（直流−交流変換器）を構成するものである。
第３及び第４のトランジスタ９、１０の相互接続中点は
平滑用リアクトル１３を介して端子Ｂに接続されてい
る。負荷１４は端子Ｂと端子Ａとの間に接続されてい
る。
第４のトランジスタ９、１０の直列回路は第１及び第２
のコンデンサ７、８の直列回路に対して並列に接続され
ている。この第３及び第４のトランジスタ９、１０には
逆並列にダイオード１１、１２が接続されている。第３
及び第４のトランジスタ９、１０及び第３及び第４のダ
イオード１１、１２はハーフブリッジ型のＤＣ−ＡＣコ
ンバータ（直流−交流変換器）を構成するものである。
第３及び第４のトランジスタ９、１０の相互接続中点は
平滑用リアクトル１３を介して端子Ｂに接続されてい
る。負荷１４は端子Ｂと端子Ａとの間に接続されてい
る。
【００１０】ＡＣ−ＤＣ制御回路１５は、交流電源１の
電圧の周波数よりも十分に高い周波数で第１及び第２の
トランジスタ３、４を交互にオン・オフすると共に、第
１及び第２のコンデンサ７、８の直列回路の両端間電圧
ＶPNを一定に制御するものである。このため、ＡＣ−Ｄ
Ｃ制御回路１５は第１及び第２のトランジスタ３、４の
ベースに接続されたライン１６、１７、端子Ａに接続さ
れたライン１８、交流電源１からの電流を検出するため
の電流検出器１９に接続されたライン２０、Ｐ点とＮ点
との間の電圧を検出するライン２１、２２を有する。こ
のＡＣ−ＤＣ制御回路１５の詳細は追って説明する。
電圧の周波数よりも十分に高い周波数で第１及び第２の
トランジスタ３、４を交互にオン・オフすると共に、第
１及び第２のコンデンサ７、８の直列回路の両端間電圧
ＶPNを一定に制御するものである。このため、ＡＣ−Ｄ
Ｃ制御回路１５は第１及び第２のトランジスタ３、４の
ベースに接続されたライン１６、１７、端子Ａに接続さ
れたライン１８、交流電源１からの電流を検出するため
の電流検出器１９に接続されたライン２０、Ｐ点とＮ点
との間の電圧を検出するライン２１、２２を有する。こ
のＡＣ−ＤＣ制御回路１５の詳細は追って説明する。
【００１１】ＤＣ−ＡＣ制御回路２３は、第３及び第４
のトランジスタ９、１０を正弦波交流電圧が得られるよ
うに交互にオン・オフするものである。従って、このＤ
Ｃ−ＡＣ制御回路２３は、第３及び第４のトランジスタ
９、１０のベースに接続されたライン２４、２５と、端
子Ａに接続されたライン２６と、端子Ｂに接続されたラ
イン２７とを有する。ＤＣ−ＡＣ制御回路２３の詳細は
追って説明する。
のトランジスタ９、１０を正弦波交流電圧が得られるよ
うに交互にオン・オフするものである。従って、このＤ
Ｃ−ＡＣ制御回路２３は、第３及び第４のトランジスタ
９、１０のベースに接続されたライン２４、２５と、端
子Ａに接続されたライン２６と、端子Ｂに接続されたラ
イン２７とを有する。ＤＣ−ＡＣ制御回路２３の詳細は
追って説明する。
【００１２】図３は図２のＡＣ−ＤＣ制御回路１５を詳
しく示す。この制御回路１５は、出力電圧ＶPNを検出す
るためにライン２１、２２に接続された電圧検出回路３
０と、基準電圧源３１と、電圧検出回路３０と基準電圧
源３１に接続された誤差増幅器３２と、電源電圧検出ラ
イン１８と誤差増幅器３２の出力ラインに接続された乗
算器３３と、電流検出ライン２０と乗算器３３に接続さ
れた誤差増幅器３４と、交流電源１の電圧よりも十分に
高い周波数で三角波を発生する三角波発生回路３５と、
誤差増幅器３４と三角波発生回路３５に接続された電圧
比較器（コンパレータ）３６と、この比較器３６に接続
されたトランジスタ制御信号形成回路３７とから成る。
制御信号形成回路３７は比較器３６の出力に基づいて第
１及び第２のトランジスタ３、４の制御信号を形成し、
ライン１６、１７に送出する。
しく示す。この制御回路１５は、出力電圧ＶPNを検出す
るためにライン２１、２２に接続された電圧検出回路３
０と、基準電圧源３１と、電圧検出回路３０と基準電圧
源３１に接続された誤差増幅器３２と、電源電圧検出ラ
イン１８と誤差増幅器３２の出力ラインに接続された乗
算器３３と、電流検出ライン２０と乗算器３３に接続さ
れた誤差増幅器３４と、交流電源１の電圧よりも十分に
高い周波数で三角波を発生する三角波発生回路３５と、
誤差増幅器３４と三角波発生回路３５に接続された電圧
比較器（コンパレータ）３６と、この比較器３６に接続
されたトランジスタ制御信号形成回路３７とから成る。
制御信号形成回路３７は比較器３６の出力に基づいて第
１及び第２のトランジスタ３、４の制御信号を形成し、
ライン１６、１７に送出する。
【００１３】図２のＤＣ−ＡＣ制御回路２３は図４に示
すように形成されている。即ち、このＤＣ−ＡＣ制御回
路２３は、端子Ａ、Ｃ間の電圧を検出するライン２６に
接続された位相反転回路４０と、この位相反転回路４０
の出力信号とライン２７から得られた端子Ｂ、Ｃ間の電
圧ＶBCとの誤差より操作信号を形成するための誤差増幅
器４１と、交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数
で三角波を発生する三角波発生回路４２と、誤差増幅器
４１と三角波発生回路４２とに接続された電圧比較器４
３と、この比較器４３に接続されたトランジスタ制御信
号形成回路４４とから成る。制御信号形成回路４４は比
較器４３の出力に基づいて第３及び第４のトランジスタ
９、１０の制御信号を形成し、ライン２４、２５に送出
する。
すように形成されている。即ち、このＤＣ−ＡＣ制御回
路２３は、端子Ａ、Ｃ間の電圧を検出するライン２６に
接続された位相反転回路４０と、この位相反転回路４０
の出力信号とライン２７から得られた端子Ｂ、Ｃ間の電
圧ＶBCとの誤差より操作信号を形成するための誤差増幅
器４１と、交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数
で三角波を発生する三角波発生回路４２と、誤差増幅器
４１と三角波発生回路４２とに接続された電圧比較器４
３と、この比較器４３に接続されたトランジスタ制御信
号形成回路４４とから成る。制御信号形成回路４４は比
較器４３の出力に基づいて第３及び第４のトランジスタ
９、１０の制御信号を形成し、ライン２４、２５に送出
する。
【００１４】次に、図２の交流電力変換装置の動作を説
明する。交流電源１が正方向電圧期間において、第１の
トランジスタ３がオフ制御、第２のトランジスタ４がオ
ン制御されている時には、第２のコンデンサ８と電源１
とリアクトル２と第２のトランジスタ４とから成る第１
の閉回路が形成され、第２のコンデンサ８の電圧と電源
１の電圧との和がリアクトル２に加わり、このリアクト
ル２にエネルギーが蓄積される。次に、第１のトランジ
スタ３がオン制御され、第２のトランジスタ４がオフ制
御されると、電源１とリアクトル２と第１のダイオード
５と第１のコンデンサ７とから成る第２の閉回路で第１
のコンデンサ７が電源電圧より高い値に充電される。
明する。交流電源１が正方向電圧期間において、第１の
トランジスタ３がオフ制御、第２のトランジスタ４がオ
ン制御されている時には、第２のコンデンサ８と電源１
とリアクトル２と第２のトランジスタ４とから成る第１
の閉回路が形成され、第２のコンデンサ８の電圧と電源
１の電圧との和がリアクトル２に加わり、このリアクト
ル２にエネルギーが蓄積される。次に、第１のトランジ
スタ３がオン制御され、第２のトランジスタ４がオフ制
御されると、電源１とリアクトル２と第１のダイオード
５と第１のコンデンサ７とから成る第２の閉回路で第１
のコンデンサ７が電源電圧より高い値に充電される。
【００１５】次に、電源１が負方向電圧期間において、
第１のトランジスタ３がオン制御、第２のトランジスタ
４がオフ制御されている時には、電源１と第１のコンデ
ンサ７と第１のトランジスタ３とリアクトル２とから成
る第３の閉回路が形成され、電源１の電圧とコンデンサ
７の電圧との和の電圧がリアクトル２に加わり、このリ
アクトル２にエネルギーが蓄積される。次に、第２のト
ランジスタ４がオン制御され第１のトランジスタ３がオ
フ制御されると、電源１と第２のコンデンサ８と第２の
ダイオード６とリアクトル２とから成る第４の閉回路が
形成され、リアクトル２の蓄積エネルギーと電源１の両
方によって第２のコンデンサ８が電源電圧よりも高い値
に充電される。
第１のトランジスタ３がオン制御、第２のトランジスタ
４がオフ制御されている時には、電源１と第１のコンデ
ンサ７と第１のトランジスタ３とリアクトル２とから成
る第３の閉回路が形成され、電源１の電圧とコンデンサ
７の電圧との和の電圧がリアクトル２に加わり、このリ
アクトル２にエネルギーが蓄積される。次に、第２のト
ランジスタ４がオン制御され第１のトランジスタ３がオ
フ制御されると、電源１と第２のコンデンサ８と第２の
ダイオード６とリアクトル２とから成る第４の閉回路が
形成され、リアクトル２の蓄積エネルギーと電源１の両
方によって第２のコンデンサ８が電源電圧よりも高い値
に充電される。
【００１６】ＡＣ−ＤＣ変換動作の理解を容易にするた
めに、ＰＮ間の電圧ＶPNを電源１の電圧（１００Ｖ）の
ピーク値に相当する１４１Ｖの２倍の２８２Ｖに制御す
るものとする。
めに、ＰＮ間の電圧ＶPNを電源１の電圧（１００Ｖ）の
ピーク値に相当する１４１Ｖの２倍の２８２Ｖに制御す
るものとする。
【００１７】次に、ＡＣ−ＤＣ変換回路における定電圧
制御及び電流波形制御を説明する。図３の出力電圧検出
回路３０はＰＮ間の電圧ＶPNを検出する。基準電圧源３
１はＶPNの所望電圧値に対応した基準電圧Ｖr を出力す
る。誤差増幅器３２は基準電圧Ｖr とＶPN検出電圧との
誤差より操作信号を出力し、乗算器３３はライン１８の
入力交流電圧波形に誤差増幅器３２の出力を乗算した波
形（正弦波）を出力する。誤差増幅器３４はライン２０
から得られる入力電流波形と乗算器出力の基準波形との
誤差より操作信号を出力する。電圧比較器３６は三角波
発生回路３５の三角波と誤差増幅器３４の出力とを比較
してＰＷＭ波を出力する。制御信号形成回路３７は比較
器３６のＰＷＭ波に対応した制御信号をライン１６に出
力し、これと反対位相の信号をライン１７に出力する。
これにより、コンデンサ７、８の電圧を一定に制御する
ことができると共に、交流電源１からの入力電流波形を
正弦波に近似させることができる。
制御及び電流波形制御を説明する。図３の出力電圧検出
回路３０はＰＮ間の電圧ＶPNを検出する。基準電圧源３
１はＶPNの所望電圧値に対応した基準電圧Ｖr を出力す
る。誤差増幅器３２は基準電圧Ｖr とＶPN検出電圧との
誤差より操作信号を出力し、乗算器３３はライン１８の
入力交流電圧波形に誤差増幅器３２の出力を乗算した波
形（正弦波）を出力する。誤差増幅器３４はライン２０
から得られる入力電流波形と乗算器出力の基準波形との
誤差より操作信号を出力する。電圧比較器３６は三角波
発生回路３５の三角波と誤差増幅器３４の出力とを比較
してＰＷＭ波を出力する。制御信号形成回路３７は比較
器３６のＰＷＭ波に対応した制御信号をライン１６に出
力し、これと反対位相の信号をライン１７に出力する。
これにより、コンデンサ７、８の電圧を一定に制御する
ことができると共に、交流電源１からの入力電流波形を
正弦波に近似させることができる。
【００１８】第１及び第２のコンデンサ７、８を直流電
源としてＤＣ−ＡＣ変換するために、第３及び第４のト
ランジスタ９、１０が交互にオン・オフする。第３のト
ランジスタ９のオン期間には、第１のコンデンサ７と第
３のトランジスタ９（又はダイオ−ド１１）と平滑用リ
アクトル１３と負荷１４と電源１との閉回路が形成さ
れ、第４のトランジスタ１０のオン期間には、第２のコ
ンデンサ８と電源１と負荷１４と平滑用リアクトル１３
と第２のトランジスタ１０（又はダイオ−ド１２）との
閉回路が形成される。負荷１４は端子Ｂと端子Ａとの間
に接続されているために、電源電圧ＶACと、負荷電圧即
ちＡＢ間電圧ＶABを端子ＢとＣの間の電圧ＶBCとの間に
次式の関係が成立する。 ＶAB＝ＶAC−ＶBC 従って、ＢＣ間電圧ＶBCとして電源電圧ＶACと逆位相の
電圧を形成すれば、電源電圧ＶACよりも高い負荷電圧Ｖ
ABを得ることができる。ＶBCを電源電圧ＶABと逆位相、
同振幅で制御すると、ＶABは次式となる。 ＶAB＝ＶAC−（−ＶAC） ＝２ＶAC
源としてＤＣ−ＡＣ変換するために、第３及び第４のト
ランジスタ９、１０が交互にオン・オフする。第３のト
ランジスタ９のオン期間には、第１のコンデンサ７と第
３のトランジスタ９（又はダイオ−ド１１）と平滑用リ
アクトル１３と負荷１４と電源１との閉回路が形成さ
れ、第４のトランジスタ１０のオン期間には、第２のコ
ンデンサ８と電源１と負荷１４と平滑用リアクトル１３
と第２のトランジスタ１０（又はダイオ−ド１２）との
閉回路が形成される。負荷１４は端子Ｂと端子Ａとの間
に接続されているために、電源電圧ＶACと、負荷電圧即
ちＡＢ間電圧ＶABを端子ＢとＣの間の電圧ＶBCとの間に
次式の関係が成立する。 ＶAB＝ＶAC−ＶBC 従って、ＢＣ間電圧ＶBCとして電源電圧ＶACと逆位相の
電圧を形成すれば、電源電圧ＶACよりも高い負荷電圧Ｖ
ABを得ることができる。ＶBCを電源電圧ＶABと逆位相、
同振幅で制御すると、ＶABは次式となる。 ＶAB＝ＶAC−（−ＶAC） ＝２ＶAC
【００１９】今、電源電圧ＶACと逆位相、同振幅のＤＣ
−ＡＣ変換出力電圧ＶBCを作る制御回路は図４になる。
図４の位相反転回路４０はＡＣ間電圧即ち電源電圧ＶAC
の位相反転信号を形成する。誤差増幅器４１はＶACの反
転信号とライン２７のＢＣ間電圧ＶBCとの誤差より操作
信号Ｖ41を形成して比較器４３に送る。比較器４３は図
５（Ａ）に示すように三角波Ｖ42とを比較し、図５
（Ｂ）に示すＰＷＭ波を形成する。制御信号形成回路４
４は、図５（Ｂ）の高レベル期間に第３のトランジスタ
９をオンにする信号をライン２４に送出し、図５（Ｂ）
の低レベル期間に第４のトランジスタ１０をオンにする
信号をライン２５に送出する。
−ＡＣ変換出力電圧ＶBCを作る制御回路は図４になる。
図４の位相反転回路４０はＡＣ間電圧即ち電源電圧ＶAC
の位相反転信号を形成する。誤差増幅器４１はＶACの反
転信号とライン２７のＢＣ間電圧ＶBCとの誤差より操作
信号Ｖ41を形成して比較器４３に送る。比較器４３は図
５（Ａ）に示すように三角波Ｖ42とを比較し、図５
（Ｂ）に示すＰＷＭ波を形成する。制御信号形成回路４
４は、図５（Ｂ）の高レベル期間に第３のトランジスタ
９をオンにする信号をライン２４に送出し、図５（Ｂ）
の低レベル期間に第４のトランジスタ１０をオンにする
信号をライン２５に送出する。
【００２０】図６は図２の第３及び第４のトランジスタ
９、１０から成るＤＣ−ＡＣコンバータの出力電圧即ち
ＢＣ間電圧ＶBCが交流電源電圧即ちＡＣ間電圧ＶACと逆
位相、同振幅となるように制御された場合のＶAC、
ＶBC、ＶABの関係を示す。図６（Ａ）に示すように電源
電圧ＶACが所定振幅Ｖm の正弦波の場合に、ＢＣ間電圧
ＶBCを図６（Ｂ）に示すように図６（Ａ）のＶACに対し
て逆位相、同振幅Ｖm とすれば、負荷電圧ＶABは図６
（Ｃ）に示すように電源電圧ＶACの２倍の値になる。１
００Ｖの電源電圧ＶACによって２００Ｖの負荷電圧ＶAB
を得るために必要なＢＣ間電圧ＶBCは１００Ｖであり、
このＢＣ間電圧１００Ｖ（実効値）を得るために必要な
コンデンサ７、８の電圧は実効値１００Ｖのピーク値に
対応する１４１Ｖでよい。従って、コンデンサ７、８、
トランジスタ３、４、９、１０、ダイオード５、６、１
１、１２の低耐圧化、低コスト化が可能になる。
９、１０から成るＤＣ−ＡＣコンバータの出力電圧即ち
ＢＣ間電圧ＶBCが交流電源電圧即ちＡＣ間電圧ＶACと逆
位相、同振幅となるように制御された場合のＶAC、
ＶBC、ＶABの関係を示す。図６（Ａ）に示すように電源
電圧ＶACが所定振幅Ｖm の正弦波の場合に、ＢＣ間電圧
ＶBCを図６（Ｂ）に示すように図６（Ａ）のＶACに対し
て逆位相、同振幅Ｖm とすれば、負荷電圧ＶABは図６
（Ｃ）に示すように電源電圧ＶACの２倍の値になる。１
００Ｖの電源電圧ＶACによって２００Ｖの負荷電圧ＶAB
を得るために必要なＢＣ間電圧ＶBCは１００Ｖであり、
このＢＣ間電圧１００Ｖ（実効値）を得るために必要な
コンデンサ７、８の電圧は実効値１００Ｖのピーク値に
対応する１４１Ｖでよい。従って、コンデンサ７、８、
トランジスタ３、４、９、１０、ダイオード５、６、１
１、１２の低耐圧化、低コスト化が可能になる。
【００２１】
【第２の実施例】次に、図７を参照して第２の実施例の
交流電力変換装置を説明する。但し、図７及び後述する
図８、図１０において図２と実質的に同一の部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。図７の回路は図
２の回路から第１及び第２のトランジスタ３、４と、昇
圧用リアクトル２、ＡＣ−ＤＣ制御回路１５とを省いた
ものに相当し、その他は図２と同一に構成されている。
従って、図７の回路はリアクトルによる昇圧作用を有さ
ない他は、図２と同一の作用及び効果を有する。なお、
電源１の電圧が１００Ｖの場合には、コンデンサ７、８
はそれぞれ約１４１Ｖに充電される。これにより、約２
００Ｖの負荷電圧ＶABを得ることが可能になる。
交流電力変換装置を説明する。但し、図７及び後述する
図８、図１０において図２と実質的に同一の部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。図７の回路は図
２の回路から第１及び第２のトランジスタ３、４と、昇
圧用リアクトル２、ＡＣ−ＤＣ制御回路１５とを省いた
ものに相当し、その他は図２と同一に構成されている。
従って、図７の回路はリアクトルによる昇圧作用を有さ
ない他は、図２と同一の作用及び効果を有する。なお、
電源１の電圧が１００Ｖの場合には、コンデンサ７、８
はそれぞれ約１４１Ｖに充電される。これにより、約２
００Ｖの負荷電圧ＶABを得ることが可能になる。
【００２２】
【第３の実施例】図８の第３の実施例の交流電力変換装
置は、低いコンデンサ電圧に高い電源電圧を入力する場
合の実施例であり、図２の回路における交流電源１及び
負荷１４の接続位置を変えたものに相当する。即ち、図
８の回路は、交流電源１を端子Ａと端子Ｂとの間に接続
し、負荷１４を端子Ｂと端子Ｃとの間に接続し、その他
を図２と実質的に同一に構成したものである。
置は、低いコンデンサ電圧に高い電源電圧を入力する場
合の実施例であり、図２の回路における交流電源１及び
負荷１４の接続位置を変えたものに相当する。即ち、図
８の回路は、交流電源１を端子Ａと端子Ｂとの間に接続
し、負荷１４を端子Ｂと端子Ｃとの間に接続し、その他
を図２と実質的に同一に構成したものである。
【００２３】図８において、電源１が正方向電圧期間に
おいて、電源１、リアクトル２、第１のダイオード５、
第１のコンデンサ７、負荷１４から成る閉回路で第１の
コンデンサ７が充電される。この閉回路には負荷が介在
しているため、電源１の電圧ＶABと、負荷１４の電圧Ｖ
BCを加えた電圧が第１のコンデンサ７の充電電圧とな
る。ここでＶBCをＶACと逆位相に制御することにより第
１のコンデンサ７の充電電圧を低くすることができる。
また、電源１が負方向電圧期間において、電源１、負荷
１４、第２のコンデンサ８、第２のダイオード６、リア
クトル２の閉回路で第２のコンデンサ８が充電される。
この場合も閉回路中に負荷１４が介在するためにＶBCを
同様に制御することにより第２のコンデンサ８の電圧を
低くすることができる。
おいて、電源１、リアクトル２、第１のダイオード５、
第１のコンデンサ７、負荷１４から成る閉回路で第１の
コンデンサ７が充電される。この閉回路には負荷が介在
しているため、電源１の電圧ＶABと、負荷１４の電圧Ｖ
BCを加えた電圧が第１のコンデンサ７の充電電圧とな
る。ここでＶBCをＶACと逆位相に制御することにより第
１のコンデンサ７の充電電圧を低くすることができる。
また、電源１が負方向電圧期間において、電源１、負荷
１４、第２のコンデンサ８、第２のダイオード６、リア
クトル２の閉回路で第２のコンデンサ８が充電される。
この場合も閉回路中に負荷１４が介在するためにＶBCを
同様に制御することにより第２のコンデンサ８の電圧を
低くすることができる。
【００２４】第１及び第２のコンデンサ７、８の直流電
圧を第３及び第４のトランジスタ９、１０によって交流
電圧ＶBCに変換する動作は、図１及び図２のハーフブリ
ッジ型ＤＣ−ＡＣコンバータと同一である。
圧を第３及び第４のトランジスタ９、１０によって交流
電圧ＶBCに変換する動作は、図１及び図２のハーフブリ
ッジ型ＤＣ−ＡＣコンバータと同一である。
【００２５】図８の回路のＡＢ間電圧即ち電源電圧ＶAB
とＢＣ間電圧即ち負荷電圧ＶBCとＡＣ間電圧ＶACとの間
に次式の関係が成立する。 ＶAC＝ＶAB＋ＶBC ここで、ＶBCを電源電圧ＶABと逆位相で振幅をＶABの１
／２に制御すると、ＶACは次式と成る。 ＶAC＝ＶAB＋（−ＶAB／２）＝ＶAB／２ 図９（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）はこれ等の関係を示す。 図１
の従来回路で、例えば電源１を２００Ｖ（実効値）とし
た場合、コンデンサ電圧は、電源１のピ−ク値２８２Ｖ
以上に充電されてしまうが、図８の回路によれば、負荷
電圧を電源１と逆位相で、振幅を電源１の１／２に制御
することにより、ＡＣ間の電圧ＶACを１００Ｖ（実効
値）に減じることができ、それにより、コンデサ電圧
は、ＶACのピ−ク値１４１Ｖの充電ですむ事になる。こ
のように、低いコンデンサ電圧で、それよりも高いピ−
ク値の交流電圧を制御することができる。
とＢＣ間電圧即ち負荷電圧ＶBCとＡＣ間電圧ＶACとの間
に次式の関係が成立する。 ＶAC＝ＶAB＋ＶBC ここで、ＶBCを電源電圧ＶABと逆位相で振幅をＶABの１
／２に制御すると、ＶACは次式と成る。 ＶAC＝ＶAB＋（−ＶAB／２）＝ＶAB／２ 図９（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）はこれ等の関係を示す。 図１
の従来回路で、例えば電源１を２００Ｖ（実効値）とし
た場合、コンデンサ電圧は、電源１のピ−ク値２８２Ｖ
以上に充電されてしまうが、図８の回路によれば、負荷
電圧を電源１と逆位相で、振幅を電源１の１／２に制御
することにより、ＡＣ間の電圧ＶACを１００Ｖ（実効
値）に減じることができ、それにより、コンデサ電圧
は、ＶACのピ−ク値１４１Ｖの充電ですむ事になる。こ
のように、低いコンデンサ電圧で、それよりも高いピ−
ク値の交流電圧を制御することができる。
【００２６】
【第４の実施例】図１０に示す第４の実施例の交流電力
変換装置は、図８の回路から昇圧用リアクトル２、第１
及び第２のトランジスタ３、４、ＡＣ−ＤＣ制御回路１
５、電流検出器１９を除去したものに相当する。即ち、
図８ではＡＣ−ＤＣ変換器が２つのダイオード５、６の
みで構成されている。図１０のその他の回路構成は図８
と同一であるので、図８と同一の作用効果を有する。
変換装置は、図８の回路から昇圧用リアクトル２、第１
及び第２のトランジスタ３、４、ＡＣ−ＤＣ制御回路１
５、電流検出器１９を除去したものに相当する。即ち、
図８ではＡＣ−ＤＣ変換器が２つのダイオード５、６の
みで構成されている。図１０のその他の回路構成は図８
と同一であるので、図８と同一の作用効果を有する。
【００２７】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２及び図７において、図１１に示すように、
ＡＣ間電圧ＶACの検出ライン２６を振幅調整回路５２に
おいてライン５３から与えられた振幅指令によって、振
幅を任意に調整してＶBCに対する基準波形（所望電圧波
形）を作り、誤差増幅器４１において基準波形とライン
２７のＢＣ間電圧ＶBCとの誤差より操作信号を作り、こ
れによってＰＷＭパルスを形成してもよい。なお、図１
１の誤差増幅器４１よりも後段は図４と同一回路構成で
ある。図１１の方式によれば、振幅指令を１倍から−１
倍に変化することにより、負荷電圧ＶABをゼロから電源
電圧ＶACの２倍まで可変することができる。特に図２に
おいては電力が両方向であり交流電源１からの入力電流
を正弦波にできるので、入力電源公害のない実験用の交
流電圧可変装置として使用できる。 （２） 図２及び図７において、図１２に示すように、
ＡＣ間電圧ＶACの検出ライン２６を位相調整回路５０に
おいてライン５１から与えられた位相指令によって、位
相を任意に調整してＶBCに対する基準波形（所望電圧波
形）を作り、誤差増幅器４１において基準波形とライン
２７のＢＣ間電圧ＶBCとの誤差より操作信号を作り、こ
れによってＰＷＭパルスを形成してもよい。なお、図１
２の誤差増幅器４１よりも後段は図４と同一回路構成で
ある。図１２の方式によれば、位相指令を０度から１８
０度に変化することにより、負荷電圧ＶABをゼロから電
源電圧ＶACの２倍まで可変することができる。 （３） 図２及び図７において、図１３に示すように、
位相同期回路５４と基準波形生成回路５５を設け、ＡＣ
間電圧ＶACの検出ライン２６を基準位相とし、位相同期
回路５４により基準波形生成回路５５の出力波形（振幅
一定の正弦波形）をＶACと同一位相に制御し、これをＶ
ABに対する基準波形とする。誤差増幅器４１において基
準波形とライン５６のＡＢ間電圧ＶABとの誤差より操作
信号を作り、これによってＰＷＭパルスを形成してもよ
い。おな、図１３の誤差増幅器４１よりも後段は図４と
同一回路構成である。図１３の方式によれば、電源電圧
ＶACの変動に拘らず、負荷電圧ＶABを振幅一定の正弦波
形にすることができる。 （４） 図８及び図１０において、図１１、図１２、図
１３と同様な制御が可能である。実施例３、４におい
て、ＤＣ−ＡＣ変換器の出力電圧の位相または振幅を、
電源１と逆位相、１／２倍振幅から変化させることによ
り、第１及び第２のスイッチ相互接続中点と第１及び第
２のコンテンサ相互接続点との間に加わる電圧の調整が
可能である。 （５） トランジスタ３、４、９、１０とダイオード
５、６、１１、１２との逆並列回路の代りに、図１４に
示すＩＧＢＴ（インシュレーテット・ゲート・バイポー
ラ・トランジスタ）とダイオードＤの逆並列回路とする
こと、又は図１５に示すようにダイオードＤを内蔵する
絶縁ゲート型電界効果トランジスタＦＥＴとすること、
又は他の半導体制御スイッチにすることができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２及び図７において、図１１に示すように、
ＡＣ間電圧ＶACの検出ライン２６を振幅調整回路５２に
おいてライン５３から与えられた振幅指令によって、振
幅を任意に調整してＶBCに対する基準波形（所望電圧波
形）を作り、誤差増幅器４１において基準波形とライン
２７のＢＣ間電圧ＶBCとの誤差より操作信号を作り、こ
れによってＰＷＭパルスを形成してもよい。なお、図１
１の誤差増幅器４１よりも後段は図４と同一回路構成で
ある。図１１の方式によれば、振幅指令を１倍から−１
倍に変化することにより、負荷電圧ＶABをゼロから電源
電圧ＶACの２倍まで可変することができる。特に図２に
おいては電力が両方向であり交流電源１からの入力電流
を正弦波にできるので、入力電源公害のない実験用の交
流電圧可変装置として使用できる。 （２） 図２及び図７において、図１２に示すように、
ＡＣ間電圧ＶACの検出ライン２６を位相調整回路５０に
おいてライン５１から与えられた位相指令によって、位
相を任意に調整してＶBCに対する基準波形（所望電圧波
形）を作り、誤差増幅器４１において基準波形とライン
２７のＢＣ間電圧ＶBCとの誤差より操作信号を作り、こ
れによってＰＷＭパルスを形成してもよい。なお、図１
２の誤差増幅器４１よりも後段は図４と同一回路構成で
ある。図１２の方式によれば、位相指令を０度から１８
０度に変化することにより、負荷電圧ＶABをゼロから電
源電圧ＶACの２倍まで可変することができる。 （３） 図２及び図７において、図１３に示すように、
位相同期回路５４と基準波形生成回路５５を設け、ＡＣ
間電圧ＶACの検出ライン２６を基準位相とし、位相同期
回路５４により基準波形生成回路５５の出力波形（振幅
一定の正弦波形）をＶACと同一位相に制御し、これをＶ
ABに対する基準波形とする。誤差増幅器４１において基
準波形とライン５６のＡＢ間電圧ＶABとの誤差より操作
信号を作り、これによってＰＷＭパルスを形成してもよ
い。おな、図１３の誤差増幅器４１よりも後段は図４と
同一回路構成である。図１３の方式によれば、電源電圧
ＶACの変動に拘らず、負荷電圧ＶABを振幅一定の正弦波
形にすることができる。 （４） 図８及び図１０において、図１１、図１２、図
１３と同様な制御が可能である。実施例３、４におい
て、ＤＣ−ＡＣ変換器の出力電圧の位相または振幅を、
電源１と逆位相、１／２倍振幅から変化させることによ
り、第１及び第２のスイッチ相互接続中点と第１及び第
２のコンテンサ相互接続点との間に加わる電圧の調整が
可能である。 （５） トランジスタ３、４、９、１０とダイオード
５、６、１１、１２との逆並列回路の代りに、図１４に
示すＩＧＢＴ（インシュレーテット・ゲート・バイポー
ラ・トランジスタ）とダイオードＤの逆並列回路とする
こと、又は図１５に示すようにダイオードＤを内蔵する
絶縁ゲート型電界効果トランジスタＦＥＴとすること、
又は他の半導体制御スイッチにすることができる。
【図１】従来の交流電力変換装置を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例の交流電力変換装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】図２のＡＣ−ＤＣ制御回路を詳しく示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】図２のＤＣ−ＡＣ制御回路を詳しく示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】図４の各部の状態を示す波形図である。
【図６】図２の各部の波形図である。
【図７】第２の実施例の交流電力変換装置を示す回路図
である。
である。
【図８】第３の実施例の交流電力変換装置を示す回路図
である。
である。
【図９】図８の各部の波形図である。
【図１０】第４の実施例の交流電力変換装置を示す回路
図である。
図である。
【図１１】ＤＣ−ＡＣ制御回路の変形例を示すブロック
図である。
図である。
【図１２】別の変形例のＤＣ−ＡＣ制御回路を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１３】更に別の変形例のＤＣ−ＡＣ制御回路を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１４】スイッチの変形例を示す図である。
【図１５】スイッチの別の変形例を示す図である。
１ 交流電源 ７、８ コンデンサ １４ 負荷
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/5387 H02M 5/458 H02M 7/219 H02M 7/537
Claims (4)
- 【請求項１】 第１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチの直列回路に対して並列に
接続された第１及び第２のコンデンサの直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列
に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点と前記第１
及び第２のコンデンサの相互接続中点との間に接続され
た交流電源と、 前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点に接続され
ている側の前記交流電源の端子と前記第３及び第４のス
イッチの相互接続中点との間に接続された負荷と、 前記第１及び第２のスイッチを交流−直流変換するよう
に制御し、前記第３及び第４のスイッチを入力交流電源
位相に同期させて直流−交流変換するように制御する制
御回路とを備えた交流電力変換装置。 - 【請求項２】 第１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチの直列回路に対して並列に
接続された第１及び第２のコンデンサの直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列
に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点と前記第３
及び第４のスイッチの相互接続中点との間に接続された
交流電源と、 前記第３及び第４のスイッチの相互接続中点と前記第１
及び第２のコンデンサの相互接続中点との間に接続され
た負荷と、 前記第１及び第２のスイッチを交流−直流変換するよう
に制御し、前記第３及び第４のスイッチを入力交流電源
位相に同期させて直流−交流変換するように制御する制
御回路とを備えた交流電力変換装置。 - 【請求項３】 前記第１及び第２のスイッチは、制御ス
イッチ素子とダイオードとの逆並列回路であり、前記交
流電源と前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点と
の間にリアクトルが接続されていることを特徴とする請
求項１又は２記載の交流電力変換装置。 - 【請求項４】 前記第１及び第２のスイッチはダイオー
ドであり、前記制御回路は前記第３及び第４のスイッチ
を直流−交流変換するものである請求項１又は２記載の
交流電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15276194A JP3203464B2 (ja) | 1994-06-11 | 1994-06-11 | 交流電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15276194A JP3203464B2 (ja) | 1994-06-11 | 1994-06-11 | 交流電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07337036A JPH07337036A (ja) | 1995-12-22 |
| JP3203464B2 true JP3203464B2 (ja) | 2001-08-27 |
Family
ID=15547578
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15276194A Expired - Lifetime JP3203464B2 (ja) | 1994-06-11 | 1994-06-11 | 交流電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3203464B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003103126A1 (ja) * | 2002-06-03 | 2003-12-11 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US9887539B2 (en) | 2013-10-08 | 2018-02-06 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power conversion device |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3640260B2 (ja) * | 1996-06-06 | 2005-04-20 | 株式会社アイ・ヒッツ研究所 | Ａｃ／ａｃコンバータ |
| US6160722A (en) * | 1999-08-13 | 2000-12-12 | Powerware Corporation | Uninterruptible power supplies with dual-sourcing capability and methods of operation thereof |
| JP4140244B2 (ja) * | 2002-01-31 | 2008-08-27 | 松下電器産業株式会社 | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 |
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