JPH0622551A

JPH0622551A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH0622551A
Application number: JP20177292A
Authority: JP
Inventors: Jun Takahashi; 橋順高; Keishin Hatakeyama; 山敬信畠; Kazuhiko Sakamoto; 本和彦坂
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1992-07-07
Filing date: 1992-07-07
Publication date: 1994-01-28

Abstract

(57)【要約】【目的】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、イン
バータの各スイッチング素子にかかる電圧の変化率が小
さくノイズを低減すると共に、上記スイッチング素子で
の損失を低減して高効率化を図る。【構成】直流電源１から直流を受電して交流に変換す
るインバータ４の第一から第四のトランジスタ２０ａ〜
２０ｄには、ロスレススナバ回路として用いるキャパシ
タンス２２ａ〜２２ｄをそれぞれ並列接続し、上記イン
バータ４の第一及び第二のトランジスタ２０ａ，２０ｂ
の接続点と直流電源１の中性点との間、並びに第三及び
第四のトランジスタ２０ｃ，２０ｄの接続点と直流電源
１の中性点との間のどちらか一方又は両方に補助回路と
してインダクタンス２３ａ，２３ｂを接続する。これに
より、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄに
かかる電圧の変化率が小さくノイズを低減できると共
に、上記各トランジスタ２０ａ〜２０ｄでの損失を低減
して高効率化を図ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、適宜の直流電源からイ
ンバータを介して交流電圧を変圧器に送りその出力を整
流して直流電圧を所要の負荷に供給する共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関し、特に上記インバータの各スイッチ
ング素子にかかる電圧の変化率が小さくノイズを低減で
きると共に、上記スイッチング素子での損失を低減して
高効率化を図ることができるソフトスイッチング方式の
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、コンバータの一部に共振素子を挿
入して電圧波形あるいは電流波形を正弦波状にし、スイ
ッチング時のスイッチング素子の負担を軽減する共振型
コンバータの開発が進んでいる。この共振型コンバータ
の出力電圧を制御する方式としては位相差制御方式があ
るが、従来のこの種の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータとし
て、特開昭63-190556号公報に記載されたものがある。

【０００３】上記の公報に記載された共振型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図９に示すように、直流電源１と、この
直流電源１の正極に接続された第一のスイッチ２ａ及び
その負極に接続された第二のスイッチ２ｂから成る第一
の直列接続体を有すると共に上記正極に接続された第三
のスイッチ２ｃ及び負極に接続された第四のスイッチ２
ｄから成り上記第一の直列接続体に並列接続された第二
の直列接続体を有し且つ上記第一から第四のスイッチ２
ａ〜２ｄにそれぞれ逆並列接続された第一から第四のダ
イオード３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄを有し上記直流電源１
から直流を受電して交流に変換するインバータ４と、こ
のインバータ４の出力側にて直列接続されたインダクタ
ンス５及びキャパシタンス６と、このインダクタンス５
及びキャパシタンス６に直列接続され出力と絶縁する変
圧器７と、この変圧器７の出力を直流に変換する整流器
８と、この整流器８の出力側に接続された負荷９と、こ
の負荷９に印加する電圧及び負荷に流す電流の設定信号
に応じて上記第一から第四のスイッチ２ａ〜２ｄのオ
ン、オフのタイミングを制御する手段（図示省略）とを
有して成っていた。なお、図９において、上記第一から
第四のスイッチ２ａ〜２ｄとダイオード３ａ〜３ｄと
で、それぞれ第一のアーム１０ａと、第二のアーム１０
ｂと、第三のアーム１０ｃと、第四のアーム１０ｄとが
構成されている。また、上記整流器８は、四つのダイオ
ード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄで入力電圧を全波
整流するようになっている。さらに、符号１２は、上記
整流器８の出力電圧を負荷９に印加するための高電圧ケ
ーブルの静電容量を示しており、該整流器８からの出力
電圧を平滑するものである。

【０００４】次に、上記のように構成された従来の共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について、図１０を参照
して簡単に説明する。図１０において、（ａ），
（ｂ），(ｃ），（ｄ）はそれぞれ図９に示すインバー
タ４の第一のスイッチ２ａ，第四のスイッチ２ｄ，第二
のスイッチ２ｂ，第三のスイッチ２ｃのオン、オフの期
間を示している。そして、上記の図から明らかなよう
に、第一のスイッチ２ａと第四のスイッチ２ｄとは位相
差αだけずれてオンし、また第二のスイッチ２ｂと第三
のスイッチ２ｃも位相差αだけずれてオンするようにな
っている。さらに、第一のスイッチ２ａと第二のスイッ
チ２ｂ，及び第三のスイッチ２ｃと第四のスイッチ２ｄ
は、それぞれ180°の位相差で交互にオンする。

【０００５】以上の動作では、（ａ）及び（ｂ）に示す
第一のスイッチ２ａ及び第四のスイッチ２ｄが同時にオ
ンしている期間（Ｔb₃〜Ｔb₄）、並びに（ｃ）及び
（ｄ）に示す第二のスイッチ２ｂ及び第三のスイッチ２
ｃが同時にオンしている期間（Ｔb₆〜Ｔb₇）だけ図１に
示す直流電源１から電力が供給されるので、インバータ
４の出力電圧Ｖtは、図１０（ｊ）に示すように、上記
の期間だけ電圧を正負の波高値とする方形波となる。従
って、第一のスイッチ２ａと第四のスイッチ２ｄとの位
相差αあるいは第二のスイッチ２ｂと第三のスイッチ２
ｃとの位相差αを変化させると、それぞれのスイッチ２
ａ〜２ｄが同時にオンする期間を変化させることがで
き、図９に示す負荷９に供給する電力を制御することが
できる。この場合の該当するスイッチ間の位相差αと、
出力電圧Ｖとの関係を示すと図１１のようになる。この
図は、横軸を位相差αとし、縦軸を負荷９への出力電圧
Ｖとして、この位相差αと出力電圧Ｖとの関係を上記負
荷９の抵抗値Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃（Ｒ₁＞Ｒ₂＞Ｒ₃）をパラメ
ータとして所定のカーブで表したグラフである。

【０００６】ここで、上記の構成及び動作において、タ
ーンオンが遅れない第一のスイッチ２ａとこれに逆並列
接続された第一のダイオード３ａとから成る第一のアー
ム１０ａ，及び第二のスイッチ２ｂとこれに逆並列接続
された第二のダイオード３ｂとから成る第二のアーム１
０ｂの動作を検討する。図１０（ｅ）に示すように、第
一のアーム１０ａに流れる電流Ｉ₁は、第一のスイッチ
２ａへのオン信号が入力される時点Ｔb₁では負である。
従って、この時には、上記第一のスイッチ２ａに印加す
る電圧は、第一のダイオード３ａのオン電圧だけであ
り、ほぼ零である。そして、電流が負から正に変化して
第一のスイッチ２ａに電流が流れ始めるときの該スイッ
チ２ａの損失は、その時の電圧と電流の積となるので零
である。しかし、上記第一のスイッチ２ａがターンオフ
する時点Ｔb₄では、上記第一のアーム１０ａに流れる電
流Ｉ₁は、図１０（ｅ）に示すように正である。このと
き、上記第一のスイッチ２ａがターンオフを開始して電
流が零になるまでの動作を図１２に示すが、この図に示
すように電流が零になる前にそのスイッチ２ａの電圧が
増加し始めるので、この電流と電圧とによって第一のス
イッチ２ａは、斜線を付して示す領域分の損失を生じる
こととなる。このような動作は、第二のアーム１０ｂに
ついても同様である。

【０００７】上記のような損失を低減するために、例え
ば図１３（ａ）に示すようにトランジスタなどのスイッ
チ１３に対して並列に接続されたキャパシタンス１４と
抵抗１５とから成る構成や、同図（ｂ）に示すように同
じくスイッチ１３に対して並列に接続されたキャパシタ
ンス１４と抵抗１５とダイオード１６とから成る構成の
スナバ回路と呼ばれる回路を用いていた。このようなス
ナバ回路を上記第一及び第二のスイッチ２ａ，２ｂに並
列に設けると、各スイッチ２ａ，２ｂがターンオフする
ときの電圧の立ち上がりが抑制されて、ターンオフ時の
スイッチング損失が低減できるものであった。

【０００８】しかし、上記のようなスナバ回路では、図
１３に示すスイッチ１３がオフしているときに、キャパ
シタンス１４に蓄積された電荷は、上記スイッチ１３が
ターンオンすると該スイッチ１３と抵抗１５を介して放
電されるので、その抵抗１５によって損失が生じる。そ
して、この抵抗１５はこの時の電流の最大値を制御する
ものなので、上記抵抗１５が無いと過大な電流が流れ、
スイッチ１３を破壊することとなる。上記の抵抗１５に
よる損失は、スイッチ１３がターンオンとターンオフと
を繰り返す毎に生じるので、図９に示すインバータ４に
おいては、各スイッチ２ａ，２ｂの損失が該インバータ
４の動作周波数に比例して増加する。特に共振型コンバ
ータにおいては、装置の小型軽量化のために動作周波数
を高くすることが一般的であり、スイッチング損失が非
常に大きくなるものであった。

【０００９】次に、図９及び図１０に示す構成及び動作
において、ターンオンが遅れる第三のスイッチ２ｃとこ
れに逆並列接続された第三のダイオード３ｃとから成る
第三のアーム１０ｃ，及び第四のスイッチ２ｄとこれに
逆並列接続された第四のダイオード３ｄとから成る第四
のアーム１０ｄの動作を検討する。図１０に示す例で
は、同図（ｂ）に示す第四のスイッチ２ｄのオン信号が
出力されている期間Ｔb₃〜Ｔb₆内の時点Ｔb₅に第四のア
ーム１０ｄの電流Ｉ₄は零となり（図１０(ｆ)参照）、
その時点Ｔb₅以後は負の電流が流れる。つまり、第四の
アーム１０ｄにおいて逆並列接続された第四のダイオー
ド３ｄに電流が流れる。その後、時点Ｔb₆において、図
１０（ｂ）に示すように第四のスイッチ２ｄへのオン信
号が無くなり、同図（ｄ）に示すように第三のスイッチ
２ｃがターンオンを開始する。すると、それまで上記第
四のダイオード３ｄを流れていた電流は、第三のスイッ
チ２ｃに転流し、第四のダイオード３ｄは逆バイアスさ
れてターンオフする。

【００１０】ところが、このとき上記第四のダイオード
３ｄは瞬時にはターンオフすることができず、そのＰＮ
接合の接合容量を充電するまでダイオードにリカバリ電
流と呼ばれる電流が流れる。従って、このリカバリ電流
が流れている間は、図９に示す第三のアーム１０ｃと第
四のアーム１０ｄとは短絡されている状態と等しく、過
大な電流が流れてスイッチング損失が増大するばかりで
なく、第三及び第四のスイッチ２ｃ，２ｄを破壊するこ
ともあった。このような動作は、第三のスイッチ２ｃが
ターンオフするときにも同様となる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける位相差制御におい
ては、図９に示すインバータ４の第一及び第二のアーム
１０ａ，１０ｂの動作と、第三及び第四のアーム１０
ｃ，１０ｄの動作とは異なっており、第一及び第二のア
ーム１０ａ，１０ｂではスナバ回路（図１３参照）によ
るスイッチング損失が増大したり、第三及び第四のアー
ム１０ｃ，１０ｄでは各スイッチ２ｃ，２ｄに逆並列接
続されたダイオードのリカバリ電流によるアーム短絡に
よって上記各スイッチ２ｃ，２ｄが破壊されるという問
題があった。その他にも、各スイッチにかかる電圧が大
きかったり、各スイッチに流れる電流の時間変化率が大
きいことから、発生するＥＭＩノイズが大きくなり、制
御系に悪影響を及ぼすことがあった。

【００１２】そこで、本発明は、このような問題点に対
処し、インバータの各スイッチング素子にかかる電圧の
変化率が小さくノイズを低減できると共に、上記スイッ
チング素子での損失を低減して高効率化を図ることがで
きるソフトスイッチング方式の共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流
電源と、この直流電源の正極に接続された第一のスイッ
チ及びその負極に接続された第二のスイッチから成る第
一の直列接続体を有すると共に上記正極に接続された第
三のスイッチ及び負極に接続された第四のスイッチから
成り上記第一の直列接続体に並列接続された第二の直列
接続体を有し且つ上記第一から第四のスイッチにそれぞ
れ逆並列接続された第一から第四のダイオードを有し上
記直流電源から直流を受電して交流に変換するインバー
タと、このインバータの出力側にて直列接続されたイン
ダクタンス及びキャパシタンスと、このインダクタンス
及びキャパシタンスに直列接続され出力と絶縁する変圧
器と、この変圧器の出力を直流に変換する整流器と、こ
の整流器の出力側に接続された負荷と、この負荷に印加
する電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第
一から第四のスイッチのオン、オフのタイミングを制御
する手段とを有して成る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、上記インバータの第一から第四のスイッチには
ロスレススナバ回路として用いるキャパシタンスをそれ
ぞれ並列接続し、上記インバータの第一及び第二のスイ
ッチの接続点と直流電源の中性点との間、並びに第三及
び第四のスイッチの接続点と直流電源の中性点との間の
どちらか一方又は両方に補助回路としてインダクタンス
を接続したものである。

【００１４】また、上記補助回路として、補助スイッチ
とこれに逆並列接続したダイオードとの組を二つ逆向き
に直列接続すると共にこれにインダクタンスを直列接続
したものを設けてもよい。

【００１５】さらに、前記第一から第四のスイッチのオ
ン、オフのタイミングを制御する手段として、負荷に印
加する電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて上記
第一から第四のスイッチの動作周波数と位相とを制御す
る周波数位相制御回路を設けてもよい。

【００１６】なお、上記の各手段において、その負荷を
Ｘ線管としてＸ線高電圧装置を構成すると効果的であ
る。

【００１７】

【作用】このように構成された共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、インバータの第一及び第二のスイッチの接続点
と直流電源の中性点との間、並びに第三及び第四のスイ
ッチの接続点と直流電源の中性点との間のどちらか一方
又は両方にインダクタンスを補助回路として接続したこ
とにより、上記インバータの各スイッチに流れる電流が
ターンオン時に負となり、ターンオフ時には正となる位
相差の動作モードを常に維持できる。また、上記インバ
ータの第一から第四のスイッチにはキャパシタンスをロ
スレススナバ回路としてそれぞれ並列に接続したことに
より、デッドタイム期間中の上記ロスレススナバ回路の
充放電によって各スイッチにかかる電圧の時間変化率の
小さいソフトスイッチングが実現できる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて
詳細に説明する。図１は本発明による共振型ＤＣ−ＤＣ
コンバータの実施例を示す回路図である。この共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、適宜の直流電源からインバータ
を介して交流電圧を変圧器に送りその出力を整流して直
流電圧を所要の負荷に供給する電力変換器となるもの
で、図１に示すように、直流電源１と、インバータ４
と、インダクタンス５及びキャパシタンス６と、変圧器
７と、整流器８と、負荷としてのＸ線管１７と、位相決
定回路１８及び位相制御回路１９とを有して成り、共振
型インバータ式Ｘ線高電圧装置と呼ばれるものである。

【００１９】上記直流電源１は、例えば二次電池などで
あり、図１においては便宜上左右対称に二つずつの電源
Ｅ／２を図示している。インバータ４は、上記直流電源
１から直流を受電して交流に変換するもので、該直流電
源１の正極に接続された第一のスイッチとしてのトラン
ジスタ２０ａ及びその負極に接続された第二のスイッチ
としてのトランジスタ２０ｂから成る第一の直列接続体
と、上記正極に接続された第三のスイッチとしてのトラ
ンジスタ２０ｃ及び負極に接続された第四のスイッチと
してのトランジスタ２０ｄから成り上記第一の直列接続
体に並列接続された第二の直列接続体と、上記各トラン
ジスタ２０ａ〜２０ｄにそれぞれ逆並列接続された第一
〜第四のダイオード３ａ〜３ｄとから成る。なお、上記
各トランジスタ２０ａ〜２０ｄは、それぞれベース電流
を流すことによってターンオンするようになっている。
そして、第一のトランジスタ２０ａと第一のダイオード
３ａとで第一のアーム１０ａを、第二のトランジスタ２
０ｂと第二のダイオード３ｂとで第二のアーム１０ｂ
を、第三のトランジスタ２０ｃと第三のダイオード３ｃ
とで第三のアーム１０ｃを、第四のトランジスタ２０ｄ
と第四のダイオード３ｄとで第四のアーム１０ｄをそれ
ぞれ構成している。

【００２０】上記インバータ４の出力側には、インダク
タンス５が接続されると共に、このインダクタンス５に
はキャパシタンス６が直列接続されている。そして、こ
のインダクタンス５とキャパシタンス６とで共振回路を
構成している。上記インダクタンス５及びキャパシタン
ス６には変圧器７が直列接続されており、この変圧器７
で前記インバータ４からの出力電圧を昇圧すると共に、
出力と絶縁している。整流器８は、上記変圧器７からの
出力電圧を全波整流して直流に変換するもので、図９に
示すと同様に四つのダイオード１１ａ〜１１ｄから成
る。さらに、上記整流器８の出力側には、Ｘ線管１７が
負荷として接続されている。なお、符号１２は、上記整
流器８の出力電圧をＸ線管１７に印加するための高電圧
ケーブルの静電容量を示しており、該整流器８からの出
力電圧を平滑するものである。

【００２１】そして、位相決定回路１８及び位相制御回
路１９は、上記Ｘ線管１７に印加する電圧及びＸ線管１
７に流す電流の設定信号に応じて前記第一〜第四のトラ
ンジスタ２０ａ〜２０ｄのオン、オフのタイミングを制
御する手段となるもので、位相決定回路１８は管電圧設
定信号Ｓ₁及び管電流設定信号Ｓ₂によって各トランジス
タ２０ａ〜２０ｄの動作位相を決めるものであり、位相
制御回路１９は上記位相決定回路１８からの出力信号Ｓ
₃に応じて上記各トランジスタ２０ａ〜２０ｄが動作す
る位相を制御する信号を、図示外のコントローラから入
力するＸ線曝射信号Ｓ₄によって出力するものである。
なお、符号２１ａ〜２１ｄは、上記位相制御回路１９か
ら出力される制御信号に従ってそれぞれトランジスタ２
０ａ〜２０ｄを駆動する駆動回路を示している。

【００２２】ここで、本発明においては、上記インバー
タ４の第一〜第四のトランジスタ２０ａ〜２０ｄには、
ロスレス（無損失）スナバ回路として用いるキャパシタ
ンス２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄがそれぞれ並列に
接続されると共に、第一及び第二のトランジスタ２０
ａ，２０ｂの接続点と直流電源１の中性点（電位Ｅ／
２）との間、並びに第三及び第四のトランジスタ２０
ｃ，２０ｄの接続点と上記直流電源１の中性点との間の
両方に補助回路としてそれぞれインダクタンス２３ａ，
２３ｂが接続されている。

【００２３】次に、このように構成された共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作について説明する。まず、図１に
示す共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回路構成部
（直流電源１，インバータ４，インダクタンス５，キャ
パシタンス６，変圧器７，整流器８，Ｘ線管１７）は、
図２に示すような等価回路となる。すなわち、インバー
タ４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄは、図９に示すと
同様にそれぞれ第一のスイッチ２ａ，第二のスイッチ２
ｂ，第三のスイッチ２ｃ，第四のスイッチ２ｄと表さ
れ、Ｘ線管１７は負荷９と表される。そこで、この図２
に示す等価回路を用いて、上記の主回路構成部の動作原
理を図３及び図４を参照して説明する。

【００２４】図２の等価回路において、インバータ４の
第一のアーム１０ａ及び第二のアーム１０ｂ側に着目す
る。そして、インダクタンス２３ａを直流電源１側へ流
れる電流をＩaとし、上記第一及び第二のアーム１０
ａ，１０ｂから変圧器７側へ出力される電流をＩrとす
る。この状態で、第一のスイッチ２ａがオンのときに該
第一のスイッチ２ａを流れる電流Ｉ₁は、Ｉ₁＝Ｉa＋Ｉr …（１）で表される。ここで、第一のスイッチ２ａ及び第二のス
イッチ２ｂは約50％のデューティサイクルでオン、オフ
するので、定常状態における電流Ｉaの波形は図３
（ｅ）に示すような三角波となり、第一のスイッチ２ａ
をオフしたときに（図３(ａ)参照）電流Ｉaは最大値Ｉa
(max）となる。つまり、ターンオフ時の電流Ｉ₁(０）は
上記の式（１）から、Ｉ₁(０）＝Ｉa(max）＋Ｉr(０） …（２）となる。ただし、Ｉr(０）はターンオフ時の電流Ｉrを
意味する。

【００２５】このとき、電流Ｉaの傾きはインダクタン
ス２３ａの値Ｌa及び直流電源１の中性点の電位Ｅ／２
によって決まるので、上記の最大値Ｉa(max）も上記の
Ｌa及びＥ／２によって決まる。従って、ターンオフ時
の電流Ｉ₁(０）の大きさを常に一定値以上に設定するこ
とが可能となる。すなわち、Ｉ₁(０）＝Ｉa(max）＋Ｉr(０）＞（一定値） …（３）となるようにＩa(max）を設定することができる。そし
て、このように設定すれば、各スイッチ２ａ，２ｂにお
いてターンオン時にそれぞれのスイッチに流れる電流
は、必然的に負（各スイッチ２ａ，２ｂに逆並列接続さ
れたそれぞれのダイオード３ａ，３ｂに電流が流れてい
る状態）となる。このとき、図３（ａ）,（ｂ）に示す
ように、第一のスイッチ２ａがオフしてから第二のスイ
ッチ２ｂがオンするまでの間には、いずれのスイッチ２
ａ，２ｂもオフした状態であるデッドタイム期間Ｔdが
設定されている。

【００２６】以上のことから、上記のデッドタイム期間
Ｔd中に図２に示すロスレススナバ回路としてのキャパ
シタンス２２ａ，２２ｂを効果的に利用したソフトスイ
ッチングが実現可能となる。これについて、図４（ａ）
〜（ｄ）は、第一のスイッチ２ａがオンの状態（ａ）か
らそのスイッチ２ａをオフし（ｂ）、所定のデッドタイ
ム（ｂ，ｃ）の後に、第二のスイッチ２ｂをオンする
（ｄ）までのモードを示している。まず、図４（ａ）で
は、第一のスイッチ２ａのみがオンしており、図３
（ｅ）に示すように電流Ｉaは電流Ｉrの極性にかかわら
ずほぼ直線的に増加する。また、その傾きは、インダク
タンス２３ａの値Ｌa及び電源電位Ｅ／２に依存してい
る。このとき、第一のキャパシタンス２２ａの電圧Ｖc₁
＝０ボルト、第二のキャパシタンス２２ｂの電圧Ｖc₂＝
Ｅボルトである。次に、図４（ｂ）では、各スイッチ２
ａ，２ｂが共にオフとなる。このときは、図３（ｅ）に
示すように、電流Ｉa＝Ｉa(max）となり、この最大値Ｉ
a(max）の設定により、ターンオフ時のスイッチの電流
Ｉ₁(０）は十分大きな正の電流とすることができる。こ
のため、図２に示す補助回路としてのインダクタンス２
３ａ及び他のインダクタンス５並びにロスレススナバ回
路としてのキャパシタンス２２ａ，２２ｂの共振現象に
より、上記キャパシタンス２２ａ，２２ｂは充放電を行
う。

【００２７】次に、図４（ｃ）では、上記キャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの充放電が完了し、第一のキャパシタ
ンス２２ａの電圧Ｖc₁は０→Ｅボルトへ、第二のキャパ
シタンス２２ｂの電圧Ｖc₂はＥ→０ボルトへと変化し、
第二のダイオード３ｂが導通する。このとき、インダク
タンス２３ａを流れる電流Ｉaは、−Ｅ／２の電圧によ
り減少し始める。その後、図４（ｄ）では、第二のスイ
ッチ２ｂにオン信号が与えられ、電流（Ｉa＋Ｉr）の極
性が正から負に反転すると、上記第二のスイッチ２ｂに
自然転流してオンする。この状態から逆に、第二のスイ
ッチ２ｂがオフして第一のスイッチ２ａがオンする動作
は、第一のスイッチ２ａと第二のスイッチ２ｂとを入れ
換えた形で図４（ａ）〜（ｄ）と同様に進む。なお、図
４（ａ）〜（ｄ）の動作の間における第一及び第二のキ
ャパシタンス２２ａ，２２ｂの電圧Ｖc₁，Ｖc₂の変化の
様子を示すと、図４（ｅ）のグラフのようになる。

【００２８】以上の動作は、図２に示すインバータ４の
第三のアーム１０ｃ及び第四のアーム１０ｄ側について
も同様のことが言える。以上のことから、ターンオフ時
の電流Ｉ₁(０）が第一及び第二のキャパシタンス２２
ａ，２２ｂの充放電に必要な値以上となるように補助回
路としてのインダクタンス２３ａの値Ｌaを定め、図４
（ｅ）に示すデッドタイム中に充放電が完了するような
キャパシタンス２２ａ，２２ｂの値を適当に選定するこ
とによって図２に示す総てのスイッチ２ａ〜２ｄに対し
ロスレススナバ回路としてのキャパシタンス２２ａ〜２
２ｄを効果的に利用したソフトスイッチングが実現可能
となる。

【００２９】次に、図１に示す実施例に戻り、この実施
例の動作について図５に示すタイミング線図を参照して
説明する。まず、図１に示す負荷としてのＸ線管１７に
印加する管電圧及び管電流が決まると、その管電圧に対
応した管電圧設定信号Ｓ₁，及びその管電流に対応した
管電流設定信号Ｓ₂を位相決定回路１８へ入力する。こ
の位相決定回路１８では、上記の管電圧設定信号Ｓ₁及
び管電流設定信号Ｓ₂から負荷抵抗値を求め、この負荷
抵抗値と管電圧とから前述の図１１に示すグラフの関係
を用いて、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０
ｄの動作位相差αを決定する。そして、この位相差αに
応じた出力信号Ｓ₃が上記位相決定回路１８から出力さ
れ、位相制御回路１９へ送られる。すると、この位相制
御回路１９では、上記の出力信号Ｓ₃を入力してそれぞ
れのトランジスタ２０ａ〜２０ｄがターンオン及びター
ンオフする動作信号を作成する。

【００３０】次に、図１において図示外のコントローラ
からＸ線曝射信号Ｓ₄が上記位相制御回路１９へ入力さ
れると、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ
がターンオン及びターンオフする信号がそれぞれ対応す
る駆動回路２１ａ〜２１ｄへ出力され、各駆動回路２１
ａ〜２１ｄは、上記位相制御回路１９から出力される動
作信号に従って各トランジスタ２０ａ〜２０ｄを駆動す
る。これにより、図５（ａ）〜（ｄ）に示すように、第
一のトランジスタ２０ａと第二のトランジスタ２０ｂは
180°の位相差で交互にオンし、第四のトランジスタ２
０ｄと第三のトランジスタ２０ｃも180°の位相差で交
互にオンすると共に、第一のトランジスタ２０ａがオン
してから第四のトランジスタ２０ｄがオンするまでの位
相差をαとし、第二のトランジスタ２０ｂがオンしてか
ら第三のトランジスタ２０ｃがオンするまでの位相差を
αとしてずらしてオンするように制御される。

【００３１】次に、上記のような制御によりインバータ
４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄが動作を開始する
と、図５（ｉ）に示すような共振電流Ｉtが図１に示す
変圧器７に流れ、Ｘ線管１７には設定された管電圧が印
加されると共に管電流が流れる。このとき、第一のアー
ム１０ａ〜第四のアーム１０ｄに流れる電流Ｉ₁〜Ｉ₄を
見ると、図５（ｅ）〜（ｈ）に示されるように、前述の
図３及び図４で説明した動作原理に従って、それぞれの
トランジスタ２０ａ〜２０ｄの総てにおいてターンオン
時には負の値をとり、ターンオフ時には正の値をとって
いることがわかる。また、上記各トランジスタ２０ａ〜
２０ｄにかかる電圧の時間変化率は小さくなっている。
なお、図５に示したタイミング線図においては、各トラ
ンジスタ２０ａ〜２０ｄ間のデッドタイムは、便宜上省
略してある。また、図１においては、補助回路としての
インダクタンス２３ａ，２３ｂを第一及び第二のアーム
１０ａ，１０ｂ側と、第三及び第四のアーム１０ｃ，１
０ｄ側との両方に設けた場合を示したが、負荷範囲や制
御する位相差の範囲が狭い場合などにはどちらか一方側
だけに設けるようにしてもよい。

【００３２】図６は本発明の第二の実施例を示す主回路
構成部の回路図である。この実施例は、図１に示すイン
バータ４内の両側方に設けられた補助回路としてのイン
ダクタンス２３ａ，２３ｂの代りに、トランジスタ（２
４ａ₁，２４ａ₂）から成る補助スイッチとこれに逆並列
接続したダイオード（２５ａ₁，２５ａ₂）との組を二つ
逆向きに直列接続すると共にこれにインダクタンス２３
ａを直列接続して成る補助回路２６ａと、同じくトラン
ジスタ（２４ｂ₁，２４ｂ₂）から成る補助スイッチとこ
れに逆並列接続したダイオード（２５ｂ₁，２５ｂ₂）と
の組を二つ逆向きに直列接続すると共にこれにインダク
タンス２３ｂを直列接続して成る補助回路２６ｂとを設
けたものである。図１に示す第一の実施例においては、
インバータ４の動作中に補助回路としてのインダクタン
ス２３ａ，２３ｂには常に交流電流が流れ続ける。この
場合、上記インダクタンス２３ａ，２３ｂの値は、スイ
ッチ動作の位相差αや負荷条件が最悪のケースを想定し
て設計しなければならないが、上記位相差αや負荷条件
によっては、不必要な電流を流すことになり、各トラン
ジスタ２０ａ〜２０ｄの導通損失やインダクタンス２３
ａ，２３ｂの損失の点で無駄の多い状態がある。

【００３３】そこで、図６に示す第二の実施例では、補
助回路２６ａ，２６ｂとしてそれぞれスイッチの働きを
するトランジスタ２４ａ₁，２４ａ₂；２４ｂ₁，２４ｂ₂
を設け、第一〜第四のアーム１０ａ〜１０ｄの各トラン
ジスタ２０ａ〜２０ｄの電流状態に応じて、該トランジ
スタ２０ａ〜２０ｄのスイッチング期間にのみソフトス
イッチングの実現に必要な分だけ電流を流すことができ
る回路としたものである。このような補助回路２６ａ，
２６ｂの効果的な動作方式は、例えば第一のトランジス
タ２０ａがターンオフする際の電流がロスレススナバ回
路としてのキャパシタンス２２ａの充放電に必要以上な
値となるようにすればよいから、上記第一のトランジス
タ２０ａのターンオフ時に補助スイッチとしてのトラン
ジスタ２４ａ₁を、同様に、第二のトランジスタ２０ｂ
をオフする時点で補助スイッチとしてのトランジスタ２
４ａ₂を、第三のトランジスタ２０ｃをオフする時点で
補助スイッチとしてのトランジスタ２４ｂ₂を、さらに
第四のトランジスタ２０ｄをオフする時点で補助スイッ
チとしてのトランジスタ２４ｂ₁をそれぞれ導通させれ
ばよい。このような動作方式によって、いかなる位相差
αや負荷範囲においても、図１に示す第一の実施例より
も効率の良い状態での動作が可能となる。また、非常に
広範囲の負荷を持つＸ線高電圧装置に対しても常に効率
の良い動作を実現できる。

【００３４】図７は本発明の第三の実施例を示す回路図
である。この実施例は、主回路構成部は図１の実施例と
全く同じであるが、インバータ４の第一〜第四のトラン
ジスタ２０ａ〜２０ｄのオン、オフを制御するタイミン
グ制御手段として、負荷としてのＸ線管１７に印加する
電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて、上記第一
〜第四のトランジスタ２０ａ〜２０ｄの動作周波数と位
相とを制御する周波数位相制御回路２７を設けたもので
ある。そして、この周波数位相制御回路２７の前段側に
は、前述の位相決定回路１８と並列に周波数決定回路２
８が設けられている。この周波数決定回路２８は、管電
圧設定信号Ｓ₁によって各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ
の動作周波数を決めるものである。これにより、周波数
位相制御回路２７は、上記位相決定回路１８からの出力
信号Ｓ₃及び周波数決定回路２８からの出力信号Ｓ₅に応
じて上記各トランジスタ２０ａ〜２０ｄが動作する位相
及び周波数を制御する信号を、図示外のコントローラか
ら入力するＸ線曝射信号Ｓ₄によって出力するように動
作する。なお、上記位相決定回路１８及び周波数決定回
路２８は、それぞれ図１１及び図８のグラフで示される
関係をテーブル化したメモリ、又は関数発生器あるいは
オペアンプ等で容易に構成できる。そして、この実施例
の場合は、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０
ｄのオン、オフのタイミングを位相制御のみでなく、周
波数制御も併用してコントロールすることができ、特に
周波数を高くした場合に効率の良い動作を実現できる。
なお、図６に示す第二の実施例に対しても同様に適用す
ることができる。

【００３５】なお、以上の説明においては、インバータ
４内のスイッチング素子としてはトランジスタを使用し
たものとしたが、本発明はこれに限らず、ＧＴＯを使用
してもよいし、更に高周波化するにはＭＯＳＦＥＴ，
ＩＧＢＴ，ＳＩトランジスタ，ＳＩサイリスタ等の素子
を用いてもよい。また、直流電源１は、バッテリでもよ
いし、商用電源を整流したものでもよい。そして、負荷
はＸ線管１７に限られず、他の一般的な負荷対象でもよ
い。さらに、インダクタンス５は、変圧器７の漏れイン
ダクタンスや配線のインダクタンスを利用することも可
能である。

【００３６】

【発明の効果】本発明は以上のように構成されたので、
インバータの第一及び第二のスイッチの接続点と直流電
源の中性点との間、並びに第三及び第四のスイッチの接
続点と直流電源の中性点との間のどちらか一方又は両方
にインダクタンスを補助回路として接続したことによ
り、上記インバータの各スイッチに流れる電流がターン
オン時に負となり、ターンオフ時には正となる位相差の
動作モードを常に維持できる。また、上記インバータの
第一から第四のスイッチにはキャパシタンスをロスレス
スナバ回路としてそれぞれ並列に接続したことにより、
デッドタイム期間中の上記ロスレススナバ回路の充放電
によって各スイッチにかかる電圧の時間変化率の小さい
ソフトスイッチングが実現できる。従って、上記インバ
ータの各スイッチへの過電流をなくし、スイッチング素
子の破壊を防止することができる。また、上記スイッチ
ング素子にかかる電圧の変化率が小さくノイズを低減す
ることができると共に、該スイッチング素子での損失を
低減して高効率化を図ることができる。

【００３７】また、図６に示す第二の実施例において
は、インバータ内の補助回路に設けた補助スイッチによ
り、上記インバータの各スイッチの電流状態に応じて該
スイッチのスイッチング期間にのみソフトスイッチング
の実現に必要な分だけ電流を流すことができる。従っ
て、いかなる位相差や負荷範囲においても効率の良い状
態での動作が可能となる。

【００３８】さらに、図７に示す第三の実施例において
は、インバータの各スイッチの動作周波数と位相とを制
御する周波数位相制御回路を設けたことにより、上記イ
ンバータの各スイッチに流れる電流がターンオン時に負
となり、ターンオフ時には正となる周波数と位相差の動
作モードを常に維持できる。この場合は、特に周波数を
高くしたときに効率の良い動作を実現することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を示す回路図、

【図２】図１に示す共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
ける主回路構成部の等価回路を示す回路図、

【図３】上記主回路構成部の動作原理を説明するため
のタイミング線図、

【図４】上記主回路構成部における第一のスイッチ及
び第二のスイッチの動作モードを示す説明図、

【図５】図１に示す実施例の動作を説明するためのタ
イミング線図、

【図６】本発明の第二の実施例を示す主回路構成部の
回路図、

【図７】本発明の第三の実施例を示す回路図、

【図８】インバータ周波数と出力電圧との関係を位相
差をパラメータとして表したグラフ、

【図９】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図、

【図１０】従来例の動作を説明すめためのタイミング
線図、

【図１１】従来の位相差制御方式における位相差と出
力電圧との関係を負荷抵抗をパラメータとして表したグ
ラフ、

【図１２】スナバ回路を用いないときのターンオフ波
形を示す説明図、

【図１３】従来のスナバ回路の例を示す回路図。

【符号の説明】

１…直流電源、２ａ…第一のスイッチ、２ｂ…第二
のスイッチ、２ｃ…第三のスイッチ、２ｄ…第四の
スイッチ、３ａ…第一のダイオード、３ｂ…第二の
ダイオード、３ｃ…第三のダイオード、３ｄ…第四
のダイオード、４…インバータ、５…インダクタン
ス、６…キャパシタンス、７…変圧器、８…整流
器、９…負荷、１７…Ｘ線管、１８…位相決定回
路、１９…位相制御回路、２０ａ〜２０ｄ…トランジ
スタ、２２ａ〜２２ｄ…ロスレススナバ回路としての
キャパシタンス、２３ａ，２３ｂ…補助回路としての
インダクタンス、２４ａ₁，２４ａ₂，２４ｂ₁，２４
ｂ₂…補助スイッチとしてのトランジスタ、２５ａ₁，
２５ａ₂，２５ｂ₁，２５ｂ₂…ダイオード、２６ａ，
２６ｂ…補助回路、２７…周波数位相制御回路、２
８…周波数決定回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源の正極に接続
された第一のスイッチ及びその負極に接続された第二の
スイッチから成る第一の直列接続体を有すると共に上記
正極に接続された第三のスイッチ及び負極に接続された
第四のスイッチから成り上記第一の直列接続体に並列接
続された第二の直列接続体を有し且つ上記第一から第四
のスイッチにそれぞれ逆並列接続された第一から第四の
ダイオードを有し上記直流電源から直流を受電して交流
に変換するインバータと、このインバータの出力側にて
直列接続されたインダクタンス及びキャパシタンスと、
このインダクタンス及びキャパシタンスに直列接続され
出力と絶縁する変圧器と、この変圧器の出力を直流に変
換する整流器と、この整流器の出力側に接続された負荷
と、この負荷に印加する電圧及び負荷に流す電流の設定
信号に応じて上記第一から第四のスイッチのオン、オフ
のタイミングを制御する手段とを有して成る共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、上記インバータの第一から
第四のスイッチにはロスレススナバ回路として用いるキ
ャパシタンスをそれぞれ並列接続し、上記インバータの
第一及び第二のスイッチの接続点と直流電源の中性点と
の間、並びに第三及び第四のスイッチの接続点と直流電
源の中性点との間のどちらか一方又は両方に補助回路と
してインダクタンスを接続したことを特徴とする共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】上記補助回路として、補助スイッチとこ
れに逆並列接続したダイオードとの組を二つ逆向きに直
列接続すると共にこれにインダクタンスを直列接続した
ものを設けたことを特徴とする請求項１記載の共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記第一から第四のスイッチのオン、オ
フのタイミングを制御する手段として、負荷に印加する
電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第一か
ら第四のスイッチの動作周波数と位相とを制御する周波
数位相制御回路を設けたことを特徴とする請求項１又は
２記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】負荷はＸ線管であることを特徴とする請
求項１，２又は３記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。