JPH1084674A - 交流−直流変換器 - Google Patents
交流−直流変換器Info
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- JPH1084674A JPH1084674A JP8257824A JP25782496A JPH1084674A JP H1084674 A JPH1084674 A JP H1084674A JP 8257824 A JP8257824 A JP 8257824A JP 25782496 A JP25782496 A JP 25782496A JP H1084674 A JPH1084674 A JP H1084674A
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- main switches
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング整流器を使用して力率改善する
形式のコンバータは、スイッチの電力損失のために効率
が低い。また、スイッチに並列接続されたコンデンサの
放電によってノイズが発生する。 【解決手段】 ３相スイッチング整流器５の出力ライン
９、１０間に補助リアクトルＬ1 を介して補助スイッチ
Ｑ1 を接続する。この補助スイッチＱ1 をスイッチング
整流器５の主スイッチＱua〜Ｑwbのオン時点の直前から
直後までの所定時間にオンにする。補助リアクトルＬ1
の蓄積エネルギーは共振用コンデンサＣ1に移動する。
この共振用コンデンサＣ1 のエネルギーは平滑用コンデ
ンサＣ1 及び負荷Ｒ側に放出する。主スイッチＱua〜Ｑ
wbのＺＶＳが達成される。また、コンデンサＣua〜Ｃwb
の電荷は急激に放出されないので、ノイズが抑制され
る。
形式のコンバータは、スイッチの電力損失のために効率
が低い。また、スイッチに並列接続されたコンデンサの
放電によってノイズが発生する。 【解決手段】 ３相スイッチング整流器５の出力ライン
９、１０間に補助リアクトルＬ1 を介して補助スイッチ
Ｑ1 を接続する。この補助スイッチＱ1 をスイッチング
整流器５の主スイッチＱua〜Ｑwbのオン時点の直前から
直後までの所定時間にオンにする。補助リアクトルＬ1
の蓄積エネルギーは共振用コンデンサＣ1に移動する。
この共振用コンデンサＣ1 のエネルギーは平滑用コンデ
ンサＣ1 及び負荷Ｒ側に放出する。主スイッチＱua〜Ｑ
wbのＺＶＳが達成される。また、コンデンサＣua〜Ｃwb
の電荷は急激に放出されないので、ノイズが抑制され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は力率改善機能を有する交
流−直流変換器に関する。
流−直流変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電圧をダイオード整流回路で整流
し、これを平滑用コンデンサで平滑する整流平滑回路は
力率が悪いという欠点を有する。即ち、整流平滑回路で
は、正弦波交流電圧のピーク及びこの近傍のみで平滑用
コンデンサの充電電流が流れ、入力電流波形が正弦波と
ならず、且つ力率も悪い。この問題を解決するために図
１に示すような３相力率改善機能を有する交流−直流変
換器即ちコンバータが提案されている。図１のコンバー
タにおいては、３相交流電源１の第１、第２及び第３の
電源端子ｌｕ、１ｖ、１ｗに接続されたＵ相ライン２、
Ｖ相ライン３、Ｗ相ライン４が第１、第２及び第３のリ
アクトル（チョークコイル）Ｌu 、Ｌv 、Ｌw を介して
３相スイッチング整流器５に接続されている。
し、これを平滑用コンデンサで平滑する整流平滑回路は
力率が悪いという欠点を有する。即ち、整流平滑回路で
は、正弦波交流電圧のピーク及びこの近傍のみで平滑用
コンデンサの充電電流が流れ、入力電流波形が正弦波と
ならず、且つ力率も悪い。この問題を解決するために図
１に示すような３相力率改善機能を有する交流−直流変
換器即ちコンバータが提案されている。図１のコンバー
タにおいては、３相交流電源１の第１、第２及び第３の
電源端子ｌｕ、１ｖ、１ｗに接続されたＵ相ライン２、
Ｖ相ライン３、Ｗ相ライン４が第１、第２及び第３のリ
アクトル（チョークコイル）Ｌu 、Ｌv 、Ｌw を介して
３相スイッチング整流器５に接続されている。
【０００３】３相スイッチング整流器５は、３相ブリッ
ジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６の
ダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbを有す
る。第１の整流入力端子としてのＵ相のダイオードＤu
a、Ｄubの相互接続点６はＵ相ライン２に接続され、第
２の整流入力端子としてのＶ相のダイオードＤva、Ｄvb
の相互接続点７はＶ相ライン３に接続され、第３の整流
入力端子としてのＷ相のダイオードＤwa、Ｄwbの相互接
続点８はＷ相ライン４に接続され、上側の３つのダイオ
ードＤua、Ｄva、Ｄwaのカソードの相互接続点は第１の
整流出力端子であって、第１の直流出力ライン９に接続
され、下側の３つのダイオードＤub、Ｄvb、Ｄwbのアノ
ードの相互接続点は第２の整流出力端子であって、第２
の直流出力ライン１０に接続されている。ダイオードＤ
ua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbに対して並列にＦＥ
Ｔから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のス
イッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwb及び第１、
第２、第３、第４、第５及び第６のコンデンサＣua、Ｃ
ub、Ｃva、Ｃvb、Ｃwa、Ｃwbがそれぞれ接続されてい
る。第１及び第２の整流出力端子間即ち一対の直流出力
ライン９、１０間には逆流阻止用ダイオードＤ1 を介し
て平滑用コンデンサＣ1 が接続され、この平滑用コンデ
ンサＣ1 に並列に負荷Ｒが接続されている。また、６個
のスイッチＱua〜Ｑwbを制御するためのスイッチ制御回
路１１が設けられている。このスイッチ制御回路１１は
交流ライン２、３、４をリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw を
介して断続的に短絡するように６個のスイッチＱua〜Ｑ
wbを制御するものである。入力電流波形の改善、力率改
善、出力電圧制御を実行するために、第１、第２及び第
３の電流検出器（変流器）ＣＴu 、ＣＴv 、ＣＴw が設
けられ、これ等がライン１２、１３、１４で制御回路１
１に接続され、また、交流ライン２、３、４がライン１
５、１６、１７によって制御回路１１に接続され、平滑
用コンデンサＣ1 の一端がライン１８によって制御回路
１１に接続されている。
ジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６の
ダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbを有す
る。第１の整流入力端子としてのＵ相のダイオードＤu
a、Ｄubの相互接続点６はＵ相ライン２に接続され、第
２の整流入力端子としてのＶ相のダイオードＤva、Ｄvb
の相互接続点７はＶ相ライン３に接続され、第３の整流
入力端子としてのＷ相のダイオードＤwa、Ｄwbの相互接
続点８はＷ相ライン４に接続され、上側の３つのダイオ
ードＤua、Ｄva、Ｄwaのカソードの相互接続点は第１の
整流出力端子であって、第１の直流出力ライン９に接続
され、下側の３つのダイオードＤub、Ｄvb、Ｄwbのアノ
ードの相互接続点は第２の整流出力端子であって、第２
の直流出力ライン１０に接続されている。ダイオードＤ
ua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbに対して並列にＦＥ
Ｔから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のス
イッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwb及び第１、
第２、第３、第４、第５及び第６のコンデンサＣua、Ｃ
ub、Ｃva、Ｃvb、Ｃwa、Ｃwbがそれぞれ接続されてい
る。第１及び第２の整流出力端子間即ち一対の直流出力
ライン９、１０間には逆流阻止用ダイオードＤ1 を介し
て平滑用コンデンサＣ1 が接続され、この平滑用コンデ
ンサＣ1 に並列に負荷Ｒが接続されている。また、６個
のスイッチＱua〜Ｑwbを制御するためのスイッチ制御回
路１１が設けられている。このスイッチ制御回路１１は
交流ライン２、３、４をリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw を
介して断続的に短絡するように６個のスイッチＱua〜Ｑ
wbを制御するものである。入力電流波形の改善、力率改
善、出力電圧制御を実行するために、第１、第２及び第
３の電流検出器（変流器）ＣＴu 、ＣＴv 、ＣＴw が設
けられ、これ等がライン１２、１３、１４で制御回路１
１に接続され、また、交流ライン２、３、４がライン１
５、１６、１７によって制御回路１１に接続され、平滑
用コンデンサＣ1 の一端がライン１８によって制御回路
１１に接続されている。
【０００４】次に、図１のコンバータの動作を説明す
る。なお、電流経路は素子の参照符号のみで示す。図１
のコンバータにおいて、第１〜第６のダイオードＤua、
Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbは３相ブリッジ接続され
ているので、３相全波整流回路としての機能を有する。
しかし、３相スイッチング整流器５においては、第１〜
第６のスイッチＱua〜Ｑwbから選択された２つが同時に
オン制御されると、整流機能が停止し、第１〜第３のリ
アクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw の内の２つを含む短絡回路が
形成される。例えば、交流電源１から第１、第４及び第
６のダイオードＤua、Ｄvb、Ｄwbをオンにする向きの電
圧が発生している期間に第３及び第５のスイッチＱva、
Ｑwaをオンにすると、１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑva−Ｌv
−３から成る閉回路及び１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑwa−Ｌ
w −４から成る閉回路が形成される。これにより、平滑
用コンデンサＣ1 の充電電流に関係のない力率改善用電
流が流れる。スイッチＱva、Ｑwaのオン時間幅を変える
と、力率改善用電流の値が変化するので、波形及び力率
を目標に近づけるように改善することが可能になる。
今、３相交流電圧の一部区間のみの動作を説明したが、
別の区間においても同様な動作が生じる。
る。なお、電流経路は素子の参照符号のみで示す。図１
のコンバータにおいて、第１〜第６のダイオードＤua、
Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbは３相ブリッジ接続され
ているので、３相全波整流回路としての機能を有する。
しかし、３相スイッチング整流器５においては、第１〜
第６のスイッチＱua〜Ｑwbから選択された２つが同時に
オン制御されると、整流機能が停止し、第１〜第３のリ
アクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw の内の２つを含む短絡回路が
形成される。例えば、交流電源１から第１、第４及び第
６のダイオードＤua、Ｄvb、Ｄwbをオンにする向きの電
圧が発生している期間に第３及び第５のスイッチＱva、
Ｑwaをオンにすると、１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑva−Ｌv
−３から成る閉回路及び１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑwa−Ｌ
w −４から成る閉回路が形成される。これにより、平滑
用コンデンサＣ1 の充電電流に関係のない力率改善用電
流が流れる。スイッチＱva、Ｑwaのオン時間幅を変える
と、力率改善用電流の値が変化するので、波形及び力率
を目標に近づけるように改善することが可能になる。
今、３相交流電圧の一部区間のみの動作を説明したが、
別の区間においても同様な動作が生じる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、第１〜第６
のスイッチＱua〜Ｑwbは寄生容量を有している。また、
６個のダイオードＤua〜Ｄwbのノイズを除去するため
に、これ等にそれぞれ並列にスナバー用コンデンサを接
続することがある。図１では寄生容量とスナバー用コン
デンサとを合せたものが第１〜第６のコンデンサＣua〜
Ｃwbとして示されている。第１〜第６のコンデンサＣua
〜Ｃwbはこれ等の並列に接続されているダイオードＤua
〜Ｄwb及びスイッチＱua〜Ｑwbがオフの時にはほぼ直流
出力電圧に充電されている。従って、前述したように例
えばスイッチＱva、Ｑwaがオンになると、コンデンサＣ
va、Ｃwaの電荷がスイッチＱva、Ｑwaを通って放出さ
れ、電力損失になる。また、スイッチＱva、Ｑwaの電圧
が０Ｖになる前にリアクトルＬu、Ｌv を通る閉回路の
電流がスイッチＱva、Ｑwaに流れると、スイッチング損
失が生じる。また、コンデンサＣva、Ｃwaの放電電流が
急激に流れると、これがノイズとなる。
のスイッチＱua〜Ｑwbは寄生容量を有している。また、
６個のダイオードＤua〜Ｄwbのノイズを除去するため
に、これ等にそれぞれ並列にスナバー用コンデンサを接
続することがある。図１では寄生容量とスナバー用コン
デンサとを合せたものが第１〜第６のコンデンサＣua〜
Ｃwbとして示されている。第１〜第６のコンデンサＣua
〜Ｃwbはこれ等の並列に接続されているダイオードＤua
〜Ｄwb及びスイッチＱua〜Ｑwbがオフの時にはほぼ直流
出力電圧に充電されている。従って、前述したように例
えばスイッチＱva、Ｑwaがオンになると、コンデンサＣ
va、Ｃwaの電荷がスイッチＱva、Ｑwaを通って放出さ
れ、電力損失になる。また、スイッチＱva、Ｑwaの電圧
が０Ｖになる前にリアクトルＬu、Ｌv を通る閉回路の
電流がスイッチＱva、Ｑwaに流れると、スイッチング損
失が生じる。また、コンデンサＣva、Ｃwaの放電電流が
急激に流れると、これがノイズとなる。
【０００６】そこで、本発明の目的は、スナバー用コン
デンサ又は寄生容量に起因した電力損失及びノイズの低
減を図ることができる交流−直流変換器を提供すること
にある。
デンサ又は寄生容量に起因した電力損失及びノイズの低
減を図ることができる交流−直流変換器を提供すること
にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、交流電圧を供給するための第１及び第２の
電源端子と、第１及び第２の整流入力端子と、第１及び
第２の整流出力端子と、前記第１の整流入力端子と前記
第１の整流出力端子との間に接続された第１のダイオー
ドと、前記第１の整流入力端子と前記第２の整流出力端
子との間に接続された第２のダイオードと、前記第２の
整流入力端子と前記第１の整流出力端子との間に接続さ
れた第３のダイオードと、前記第２の整流入力端子と前
記第２の整流出力端子との間に接続された第４のダイオ
ードと、前記第１の電源端子と前記第１の整流入力端子
との間又は前記第１及び第２の整流出力端子よりも電源
側に接続された主リアクトルと、前記第１及び第３のダ
イオード又は第２及び第４のダイオードにそれぞれ並列
に接続された第１及び第２の主スイッチと、前記第１及
び第２の主スイッチにそれぞれ並列に接続された第１及
び第２のコンデンサ又は寄生容量と、前記第１及び第２
の電源端子における力率を改善するように前記第１及び
第２の主スイッチを前記交流電圧の周期よりも十分に短
い周期でオン・オフするための第１の制御回路と、前記
第１及び第２の整流出力端子間に逆流阻止用ダイオード
を介して接続された平滑用コンデンサと、前記第１及び
第２の整流出力端子間に前記主リアクトルよりもインダ
クタンス値の小さい補助リアクトルを介して接続された
補助スイッチと、その一端が前記補助リアクトルと前記
補助スイッチとの接続点に接続された共振回路形成用ダ
イオードと、前記第１の整流出力端子と前記共振回路形
成用ダイオードの他端との間に接続された共振用コンデ
ンサと、その一端が前記共振回路形成用ダイオードと前
記共振用コンデンサとの接続点に接続され、その他端が
前記逆流阻止用ダイオードと前記平滑用コンデンサとの
接続点に接続されたコンデンサ放電用ダイオードと、前
記第１及び第２の主スイッチのターンオン時点の直前か
ら直後までの所定時間に前記補助スイッチをオンに制御
する第２の制御回路とを備えていることを特徴とする交
流−直流変換器に係わるものである。なお、請求項２に
示すように全てのダイオードに並列にスイッチを接続す
ることが望ましい。また、請求項３に示すように、第１
〜第６のダイオードによって３相全波整流回路を形成
し、少なくとも第１、第３、及び第５のダイオード又は
少なくとも第２、第４及び第６のダイオードにそれぞれ
並列にスイッチを接続することができる。また、請求項
４に示すように第１〜第６のダイオードの全てにそれぞ
れ並列にスイッチを接続することができる。
の本発明は、交流電圧を供給するための第１及び第２の
電源端子と、第１及び第２の整流入力端子と、第１及び
第２の整流出力端子と、前記第１の整流入力端子と前記
第１の整流出力端子との間に接続された第１のダイオー
ドと、前記第１の整流入力端子と前記第２の整流出力端
子との間に接続された第２のダイオードと、前記第２の
整流入力端子と前記第１の整流出力端子との間に接続さ
れた第３のダイオードと、前記第２の整流入力端子と前
記第２の整流出力端子との間に接続された第４のダイオ
ードと、前記第１の電源端子と前記第１の整流入力端子
との間又は前記第１及び第２の整流出力端子よりも電源
側に接続された主リアクトルと、前記第１及び第３のダ
イオード又は第２及び第４のダイオードにそれぞれ並列
に接続された第１及び第２の主スイッチと、前記第１及
び第２の主スイッチにそれぞれ並列に接続された第１及
び第２のコンデンサ又は寄生容量と、前記第１及び第２
の電源端子における力率を改善するように前記第１及び
第２の主スイッチを前記交流電圧の周期よりも十分に短
い周期でオン・オフするための第１の制御回路と、前記
第１及び第２の整流出力端子間に逆流阻止用ダイオード
を介して接続された平滑用コンデンサと、前記第１及び
第２の整流出力端子間に前記主リアクトルよりもインダ
クタンス値の小さい補助リアクトルを介して接続された
補助スイッチと、その一端が前記補助リアクトルと前記
補助スイッチとの接続点に接続された共振回路形成用ダ
イオードと、前記第１の整流出力端子と前記共振回路形
成用ダイオードの他端との間に接続された共振用コンデ
ンサと、その一端が前記共振回路形成用ダイオードと前
記共振用コンデンサとの接続点に接続され、その他端が
前記逆流阻止用ダイオードと前記平滑用コンデンサとの
接続点に接続されたコンデンサ放電用ダイオードと、前
記第１及び第２の主スイッチのターンオン時点の直前か
ら直後までの所定時間に前記補助スイッチをオンに制御
する第２の制御回路とを備えていることを特徴とする交
流−直流変換器に係わるものである。なお、請求項２に
示すように全てのダイオードに並列にスイッチを接続す
ることが望ましい。また、請求項３に示すように、第１
〜第６のダイオードによって３相全波整流回路を形成
し、少なくとも第１、第３、及び第５のダイオード又は
少なくとも第２、第４及び第６のダイオードにそれぞれ
並列にスイッチを接続することができる。また、請求項
４に示すように第１〜第６のダイオードの全てにそれぞ
れ並列にスイッチを接続することができる。
【０００８】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、ダイ
オードに並列の主スイッチのオンの直前から直後の所定
時間だけ補助スイッチがオンになる。この結果、第１及
び第２の整流出力端子間が補助リアクトルを介して補助
スイッチで短絡され、この間の電圧が実質的に０Ｖにな
る。これにより、主スイッチに並列接続されているコン
デンサ又は寄生容量の蓄積エネルギーが放出され、これ
が補助リアクトルに移る。コンデンサ又は寄生容量の電
荷のほぼ全部が放出され、主スイッチの両端電圧が実質
的に０Ｖになった状態で主スイッチがオン制御される
と、コンデンサ又は寄生容量の放電による電力損失及び
ノイズが低減され、また波形又は力率改善のための電流
に基づく主スイッチのターンオン時のスイッチング損失
が低減される。また、補助リアクトルは補助スイッチＱ
1 に流れる電流に遅れを与える。このため、補助スイッ
チＱ1 のターンオン時に実質的にゼロ電流スイッチ（Ｚ
ＣＳ）が達成され、補助スイッチのスイッチング損失が
小さくなる。また、補助リアクトルにはダイオードを介
して共振用コンデンサが接続されているので、補助リア
クトルの蓄積エネルギーは補助スイッチのオフ期間に共
振用コンデンサに移り、共振用コンデンサの電荷は平滑
用コンデンサ又は負荷に放出される。従って、補助リア
クトルを設けることによる電力損失は極めて小さい。ま
た、スイッチに並列接続されているコンデンサ又は寄生
容量の電荷は補助リアクトルを介してゆっくり放出され
るので、これに起因するノイズの問題はほとんど生じな
い。
オードに並列の主スイッチのオンの直前から直後の所定
時間だけ補助スイッチがオンになる。この結果、第１及
び第２の整流出力端子間が補助リアクトルを介して補助
スイッチで短絡され、この間の電圧が実質的に０Ｖにな
る。これにより、主スイッチに並列接続されているコン
デンサ又は寄生容量の蓄積エネルギーが放出され、これ
が補助リアクトルに移る。コンデンサ又は寄生容量の電
荷のほぼ全部が放出され、主スイッチの両端電圧が実質
的に０Ｖになった状態で主スイッチがオン制御される
と、コンデンサ又は寄生容量の放電による電力損失及び
ノイズが低減され、また波形又は力率改善のための電流
に基づく主スイッチのターンオン時のスイッチング損失
が低減される。また、補助リアクトルは補助スイッチＱ
1 に流れる電流に遅れを与える。このため、補助スイッ
チＱ1 のターンオン時に実質的にゼロ電流スイッチ（Ｚ
ＣＳ）が達成され、補助スイッチのスイッチング損失が
小さくなる。また、補助リアクトルにはダイオードを介
して共振用コンデンサが接続されているので、補助リア
クトルの蓄積エネルギーは補助スイッチのオフ期間に共
振用コンデンサに移り、共振用コンデンサの電荷は平滑
用コンデンサ又は負荷に放出される。従って、補助リア
クトルを設けることによる電力損失は極めて小さい。ま
た、スイッチに並列接続されているコンデンサ又は寄生
容量の電荷は補助リアクトルを介してゆっくり放出され
るので、これに起因するノイズの問題はほとんど生じな
い。
【０００９】
【第１の実施例】次に、図２〜図７を参照して本発明の
実施例に係わるＡＣ−ＤＣコンバータを説明する。但
し、図２において図１と実質的に同一の部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図２に示すコンバー
タは、図１のコンバータに補助リアクトルＬ1 、補助ス
イッチＱ1 、共振用コンデンサＣ1 、共振回路形成用ダ
イオードＤ2 、及びコンデンサ放電用ダイオードＤ3 を
追加し、図１の制御回路１１を制御回路１１ａに変形し
た他は図１と同一に形成されている。
実施例に係わるＡＣ−ＤＣコンバータを説明する。但
し、図２において図１と実質的に同一の部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図２に示すコンバー
タは、図１のコンバータに補助リアクトルＬ1 、補助ス
イッチＱ1 、共振用コンデンサＣ1 、共振回路形成用ダ
イオードＤ2 、及びコンデンサ放電用ダイオードＤ3 を
追加し、図１の制御回路１１を制御回路１１ａに変形し
た他は図１と同一に形成されている。
【００１０】補助リアクトルＬ1 と補助スイッチＱ1 と
の直列回路は第１及び第２の直流出力ライン９、１０間
に接続されている。補助スイッチＱ1 は絶縁ゲート型電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から成り、ダイオードＤ
q1を内蔵している。共振回路形成用ダイオードＤ2 のア
ノードは補助リアクトルＬ1 と補助スイッチＱ1 との接
続点に接続されている。共振用コンデンサＣ2 は第１の
直流出力ライン９とダイオードＤ2 のカソードとの間に
接続されている。コンデンサ放電用ダイオードＤ3 のア
ノードは共振回路形成用ダイオードＤ2 と共振用コンデ
ンサＣ2 との接続点に接続され、そのカソードは逆流阻
止用ダイオードＤ1 と平滑用コンデンサＣ1 との接続点
に接続されている。なお、スイッチング整流器５におけ
る第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbはソースがサブスト
レートに接続された絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）から成るので、ドレイン・ソース間に逆並列
にダイオードを内蔵している。従って、整流用の第１〜
第６のダイオードＤua〜ＤwbをＦＥＴの内蔵ダイオード
とすることもできる。また、第１〜第６のスイッチＱua
〜Ｑwbはドレイン・ソース間に寄生容量（浮遊容量又は
ストレーキャパシタンス）を有する。従って、第１〜第
６のコンデンサＣua〜ＣwbをスイッチＱua〜Ｑwbの寄生
容量とすることができる。
の直列回路は第１及び第２の直流出力ライン９、１０間
に接続されている。補助スイッチＱ1 は絶縁ゲート型電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から成り、ダイオードＤ
q1を内蔵している。共振回路形成用ダイオードＤ2 のア
ノードは補助リアクトルＬ1 と補助スイッチＱ1 との接
続点に接続されている。共振用コンデンサＣ2 は第１の
直流出力ライン９とダイオードＤ2 のカソードとの間に
接続されている。コンデンサ放電用ダイオードＤ3 のア
ノードは共振回路形成用ダイオードＤ2 と共振用コンデ
ンサＣ2 との接続点に接続され、そのカソードは逆流阻
止用ダイオードＤ1 と平滑用コンデンサＣ1 との接続点
に接続されている。なお、スイッチング整流器５におけ
る第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbはソースがサブスト
レートに接続された絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）から成るので、ドレイン・ソース間に逆並列
にダイオードを内蔵している。従って、整流用の第１〜
第６のダイオードＤua〜ＤwbをＦＥＴの内蔵ダイオード
とすることもできる。また、第１〜第６のスイッチＱua
〜Ｑwbはドレイン・ソース間に寄生容量（浮遊容量又は
ストレーキャパシタンス）を有する。従って、第１〜第
６のコンデンサＣua〜ＣwbをスイッチＱua〜Ｑwbの寄生
容量とすることができる。
【００１１】図３は図２の制御回路１１ａを詳しく示す
ブロック図であり、図４は図２の各部の状態を示す波形
図であり、図５は入力電流波形を原理的に示す図であ
り、図６は主スイッチＱva、Ｑwaと補助スイッチＱ1 の
オン期間を示すものであり、図７は図１の各部の状態を
詳しく示す波形図である。
ブロック図であり、図４は図２の各部の状態を示す波形
図であり、図５は入力電流波形を原理的に示す図であ
り、図６は主スイッチＱva、Ｑwaと補助スイッチＱ1 の
オン期間を示すものであり、図７は図１の各部の状態を
詳しく示す波形図である。
【００１２】図３の制御回路１１ａは、図４に示す６個
の主スイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbをオ
ン・オフ制御する信号を形成すると共に、補助スイッチ
Ｑ1をオン制御する信号を形成する。このため、制御回
路１１ａは、Ｕ相信号形成回路２１、Ｖ相信号形成回路
２２、Ｗ相信号形成回路２３、及び制御信号出力回路２
４から成る主スイッチＱua〜Ｑwbのための第１の制御回
路部分と、補助スイッチＱ1 のためのモノマルチバイブ
レータ（ＭＭＶ）２５から成る第２の制御回路部分とを
有する。
の主スイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbをオ
ン・オフ制御する信号を形成すると共に、補助スイッチ
Ｑ1をオン制御する信号を形成する。このため、制御回
路１１ａは、Ｕ相信号形成回路２１、Ｖ相信号形成回路
２２、Ｗ相信号形成回路２３、及び制御信号出力回路２
４から成る主スイッチＱua〜Ｑwbのための第１の制御回
路部分と、補助スイッチＱ1 のためのモノマルチバイブ
レータ（ＭＭＶ）２５から成る第２の制御回路部分とを
有する。
【００１３】Ｕ相信号形成回路２１は、電流検出ライン
１２に接続された絶対値検出回路２６と、電圧検出ライ
ン１５に接続された絶対値検出回路２７と、出力電圧検
出ライン１８に接続された誤差増幅器２８と、この誤差
増幅器２８に基準電圧を与える基準電圧源２９と、電圧
絶対値検出回路２７と誤差増幅器２８に接続され、これ
等の出力を乗算するように形成された乗算器２９と、電
流絶対値検出回路２６と乗算器２９とに接続され、これ
等の出力の比較出力を発生するように形成された第１の
比較器３０と、第１の比較器３０に接続されたローパス
フィルタ３１と、交流電源１の交流電圧の周波数よりも
十分に高い周波数即ち交流電圧の周期よりも十分に短い
周期で三角波を発生する三角波発生回路３２と、ローパ
スフィルタ３１と三角波発生回路３２に接続された第２
の電圧比較器３３とから成る。Ｖ相２２及びＷ相回路２
３は、Ｕ相回路２１の三角波発生回路３２を共用してい
る他は、Ｕ相回路２１と同一に構成されている。従っ
て、これ等の詳細は示されていない。
１２に接続された絶対値検出回路２６と、電圧検出ライ
ン１５に接続された絶対値検出回路２７と、出力電圧検
出ライン１８に接続された誤差増幅器２８と、この誤差
増幅器２８に基準電圧を与える基準電圧源２９と、電圧
絶対値検出回路２７と誤差増幅器２８に接続され、これ
等の出力を乗算するように形成された乗算器２９と、電
流絶対値検出回路２６と乗算器２９とに接続され、これ
等の出力の比較出力を発生するように形成された第１の
比較器３０と、第１の比較器３０に接続されたローパス
フィルタ３１と、交流電源１の交流電圧の周波数よりも
十分に高い周波数即ち交流電圧の周期よりも十分に短い
周期で三角波を発生する三角波発生回路３２と、ローパ
スフィルタ３１と三角波発生回路３２に接続された第２
の電圧比較器３３とから成る。Ｖ相２２及びＷ相回路２
３は、Ｕ相回路２１の三角波発生回路３２を共用してい
る他は、Ｕ相回路２１と同一に構成されている。従っ
て、これ等の詳細は示されていない。
【００１４】制御信号出力回路２４は、Ｕ相回路２１、
Ｖ相回路２２、Ｗ相回路２３に接続されており、図４に
示すようなタイミングで第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑ
wbのオン・オフ制御信号（ＳＷ信号）を送出するもので
ある。なお、この実施例では、、第１〜第６のスイッチ
Ｑua〜Ｑwbのオン・オフ制御信号と補助スイッチＱ1の
オン制御信号とのタイミングを調整する回路が制御信号
出力回路２４に内蔵されている。
Ｖ相回路２２、Ｗ相回路２３に接続されており、図４に
示すようなタイミングで第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑ
wbのオン・オフ制御信号（ＳＷ信号）を送出するもので
ある。なお、この実施例では、、第１〜第６のスイッチ
Ｑua〜Ｑwbのオン・オフ制御信号と補助スイッチＱ1の
オン制御信号とのタイミングを調整する回路が制御信号
出力回路２４に内蔵されている。
【００１５】補助スイッチＱ1 を制御する信号を形成す
るためのモノマルチバイブレータ２５は、制御信号出力
回路２４に接続されており、第１〜第６の主スイッチＱ
ua〜Ｑwbのオン開始時点の直前でトリガされてオン開始
時点の直後までの所定時間を計測し、この所定時間幅の
パルスを補助スイッチＱ1 のゲートに送るものである。
図６（Ａ）（Ｂ）には第３及び第５の主スイッチＱva、
Ｑwaの制御信号が示され、図６（Ｃ）には補助スイッチ
Ｑ1 の制御信号が示されている。これから明らかなよう
に、主スイッチＱva、Ｑwaのオン開始時点ｔ1 よりも前
のｔ0 から補助スイッチＱ1 はオンになり、ｔ1 の直後
のｔ2 でオフになる。従って、図３のモノマルチバイブ
レータ２５は図６（Ｃ）に示す補助スイッチＱ1 のオン
期間ｔ0〜ｔ2 に相当する幅を有する制御パルスを出力
する。なお、図６（Ｃ）の補助スイッチＱ1 のオン開始
時点ｔ0 はＵ相回路２１、Ｖ相回路２２、Ｗ相回路２３
から得られる図６（Ａ）（Ｂ）で点線で示すような制御
パルスの前縁に基づいて決定される。第１〜第６の主ス
イッチＱua〜Ｑwbのゲートには、Ｕ、Ｖ、Ｗ相回路２
１、２２、２３から得られる制御パルスをそのまま供給
しないで、図６（Ａ）（Ｂ）の実線で示すようにその前
縁が図６（Ｃ）の補助スイッチＱ1 の制御パルスの中に
位置するように遅延させて与える。
るためのモノマルチバイブレータ２５は、制御信号出力
回路２４に接続されており、第１〜第６の主スイッチＱ
ua〜Ｑwbのオン開始時点の直前でトリガされてオン開始
時点の直後までの所定時間を計測し、この所定時間幅の
パルスを補助スイッチＱ1 のゲートに送るものである。
図６（Ａ）（Ｂ）には第３及び第５の主スイッチＱva、
Ｑwaの制御信号が示され、図６（Ｃ）には補助スイッチ
Ｑ1 の制御信号が示されている。これから明らかなよう
に、主スイッチＱva、Ｑwaのオン開始時点ｔ1 よりも前
のｔ0 から補助スイッチＱ1 はオンになり、ｔ1 の直後
のｔ2 でオフになる。従って、図３のモノマルチバイブ
レータ２５は図６（Ｃ）に示す補助スイッチＱ1 のオン
期間ｔ0〜ｔ2 に相当する幅を有する制御パルスを出力
する。なお、図６（Ｃ）の補助スイッチＱ1 のオン開始
時点ｔ0 はＵ相回路２１、Ｖ相回路２２、Ｗ相回路２３
から得られる図６（Ａ）（Ｂ）で点線で示すような制御
パルスの前縁に基づいて決定される。第１〜第６の主ス
イッチＱua〜Ｑwbのゲートには、Ｕ、Ｖ、Ｗ相回路２
１、２２、２３から得られる制御パルスをそのまま供給
しないで、図６（Ａ）（Ｂ）の実線で示すようにその前
縁が図６（Ｃ）の補助スイッチＱ1 の制御パルスの中に
位置するように遅延させて与える。
【００１６】図４の基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw は、図
２の電源ライン２、３、４の線間電圧を相電圧に変換し
たものに相当する。第１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwb
のオン・オフ（ＳＷ）動作期間は、図４の基準相電圧Ｖ
u 、Ｖv 、Ｖw に基づいて決定される。３相の各相電流
ｉu 、ｉv 、ｉw の間にはｉu ＝ｉv ＋ｉw の関係があ
るので、第１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwbの３相の全
てを制御しないで、２相分を制御すればよい。図４の第
１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）
動作期間は同一時間に２相分のみ制御する場合を示す。
勿論、３相を同時に制御しても差し支えない。今、基準
相電圧Ｖu を基準にして主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・
オフ（ＳＷ）動作を説明すると、０〜６０度の第１の期
間Ｔ1 では第２及び第６の主スイッチＱub、Ｑwbをオン
・オフ動作させる。６０〜１２０度の第２の期間Ｔ2 で
は第３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaをオン・オフ動
作させる。また、１２０〜１８０度の第３の期間Ｔ3 で
は第２及び第４の主スイッチＱub、Ｑvbをオン・オフ動
作させる。また、１８０〜２４０度の第４の期間Ｔ4 で
は第１及び第５の主スイッチＱua、Ｑwaをオン・オフ動
作させる。また、２４０〜３００度の第５の期間Ｔ5 で
は第４及び第６の主スイッチＱvb、Ｑwbをオン・オフ動
作させる。３００〜３６０度の期間Ｔ6 では第１及び第
３の主スイッチＱua、Ｑvaをオン・オフ動作させる。な
お、３相スイッチング方式を採用する場合には、上記に
追加して第１の主スイッチＱuaを第５の期間Ｔ5 でオン
・オフ動作、第２の主スイッチＱubを第２の期間Ｔ2 で
オン・オフ動作、第３の主スイッチＱvaを第１の期間Ｔ
1 でオン・オフ動作、第４の主スイッチＱvbを第４の期
間Ｔ4 でオン・オフ動作、第５の主スイッチＱwaを第３
の期間Ｔ3 でオン・オフ動作、第６の主スイッチＱwbを
第６の期間Ｔ6 でオン・オフ動作させる。
２の電源ライン２、３、４の線間電圧を相電圧に変換し
たものに相当する。第１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwb
のオン・オフ（ＳＷ）動作期間は、図４の基準相電圧Ｖ
u 、Ｖv 、Ｖw に基づいて決定される。３相の各相電流
ｉu 、ｉv 、ｉw の間にはｉu ＝ｉv ＋ｉw の関係があ
るので、第１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwbの３相の全
てを制御しないで、２相分を制御すればよい。図４の第
１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）
動作期間は同一時間に２相分のみ制御する場合を示す。
勿論、３相を同時に制御しても差し支えない。今、基準
相電圧Ｖu を基準にして主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・
オフ（ＳＷ）動作を説明すると、０〜６０度の第１の期
間Ｔ1 では第２及び第６の主スイッチＱub、Ｑwbをオン
・オフ動作させる。６０〜１２０度の第２の期間Ｔ2 で
は第３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaをオン・オフ動
作させる。また、１２０〜１８０度の第３の期間Ｔ3 で
は第２及び第４の主スイッチＱub、Ｑvbをオン・オフ動
作させる。また、１８０〜２４０度の第４の期間Ｔ4 で
は第１及び第５の主スイッチＱua、Ｑwaをオン・オフ動
作させる。また、２４０〜３００度の第５の期間Ｔ5 で
は第４及び第６の主スイッチＱvb、Ｑwbをオン・オフ動
作させる。３００〜３６０度の期間Ｔ6 では第１及び第
３の主スイッチＱua、Ｑvaをオン・オフ動作させる。な
お、３相スイッチング方式を採用する場合には、上記に
追加して第１の主スイッチＱuaを第５の期間Ｔ5 でオン
・オフ動作、第２の主スイッチＱubを第２の期間Ｔ2 で
オン・オフ動作、第３の主スイッチＱvaを第１の期間Ｔ
1 でオン・オフ動作、第４の主スイッチＱvbを第４の期
間Ｔ4 でオン・オフ動作、第５の主スイッチＱwaを第３
の期間Ｔ3 でオン・オフ動作、第６の主スイッチＱwbを
第６の期間Ｔ6 でオン・オフ動作させる。
【００１７】図２のコンバータにおける力率改善動作は
図１のコンバータと同一であり、例えば図４の第２の期
間においては、第３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaを
オン・オフする。これにより、主スイッチＱva、Ｑwaの
オン期間には、図１と同様に１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑva
−Ｌv −３の回路が形成され、また１−２−Ｌu −Ｄua
−Ｑwa−Ｌw −４の回路が形成され、平滑用コンデンサ
Ｃ1 の充電に無関係に電流が流れ、この電流の振幅は図
５に示すように正弦波電圧の振幅の変化に対応して変化
するので、交流入力電流波は正弦波に近似し、力率も改
善される。
図１のコンバータと同一であり、例えば図４の第２の期
間においては、第３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaを
オン・オフする。これにより、主スイッチＱva、Ｑwaの
オン期間には、図１と同様に１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑva
−Ｌv −３の回路が形成され、また１−２−Ｌu −Ｄua
−Ｑwa−Ｌw −４の回路が形成され、平滑用コンデンサ
Ｃ1 の充電に無関係に電流が流れ、この電流の振幅は図
５に示すように正弦波電圧の振幅の変化に対応して変化
するので、交流入力電流波は正弦波に近似し、力率も改
善される。
【００１８】図５の電流の振幅は、第１〜第６の主スイ
ッチＱua〜Ｑwbのオン時間幅を図３の制御回路１１ａに
よって調整することによって達成される。今、Ｕ相制御
を例にとって説明すると、Ｕ相ライン２の電流の絶対値
を示す信号Ａが図３の電流絶対値検出回路２６から得ら
れる。一方、電圧検出ライン１５から得られた電圧を電
圧絶対値検出回路２７に入力させることによって、ここ
から基準正弦波信号Ｂが得られる。また、誤差増幅器２
８からは直流出力電圧を一定に制御するための誤差信号
が得られ、これが乗算器２９で基準正弦波信号Ｂに乗算
され、信号Ｃになる。第１の比較器３０は信号ＡとＣと
の比較出力を発生し、これがローパスフィルタ３１で平
滑されて第２の比較器３３の入力となる。第２の比較器
３３は三角波Ｄと平滑された直流電圧とを比較してパル
スＥを出力する。パルスＥは図６（Ａ）（Ｂ）で点線で
示すものと同様なものであって、図６（Ｃ）に示す補助
スイッチＱ1 の制御信号を形成するためにモノマルチバ
イブレータ２５をトリガする。また、パルスＥに図６の
ｔ0 〜ｔ1 に相当する遅延が制御信号出力回路２４にお
いて与えられ、図６（Ａ）（Ｂ）で実線で示すような制
御信号が得られる。これにより、入力電流波形は正弦波
に近似し、また直流出力電圧は一定値に制御される。
ッチＱua〜Ｑwbのオン時間幅を図３の制御回路１１ａに
よって調整することによって達成される。今、Ｕ相制御
を例にとって説明すると、Ｕ相ライン２の電流の絶対値
を示す信号Ａが図３の電流絶対値検出回路２６から得ら
れる。一方、電圧検出ライン１５から得られた電圧を電
圧絶対値検出回路２７に入力させることによって、ここ
から基準正弦波信号Ｂが得られる。また、誤差増幅器２
８からは直流出力電圧を一定に制御するための誤差信号
が得られ、これが乗算器２９で基準正弦波信号Ｂに乗算
され、信号Ｃになる。第１の比較器３０は信号ＡとＣと
の比較出力を発生し、これがローパスフィルタ３１で平
滑されて第２の比較器３３の入力となる。第２の比較器
３３は三角波Ｄと平滑された直流電圧とを比較してパル
スＥを出力する。パルスＥは図６（Ａ）（Ｂ）で点線で
示すものと同様なものであって、図６（Ｃ）に示す補助
スイッチＱ1 の制御信号を形成するためにモノマルチバ
イブレータ２５をトリガする。また、パルスＥに図６の
ｔ0 〜ｔ1 に相当する遅延が制御信号出力回路２４にお
いて与えられ、図６（Ａ）（Ｂ）で実線で示すような制
御信号が得られる。これにより、入力電流波形は正弦波
に近似し、また直流出力電圧は一定値に制御される。
【００１９】次に、図４の第２の期間Ｔ2 における第３
及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaのオン・オフ動作によ
る電力損失の低減効果及びノイズ抑制効果を図７を参照
して説明する。図７のｔ0 時点よりも前の第３及び第５
の主スイッチＱva、Ｑwaのオフ期間に第３及び第５のコ
ンデンサＣva、Ｃwaが平滑用コンデンサＣ1 の電圧とほ
ぼ同一の電圧になるように充電されている。ｔ0 で図７
（Ｉ）に示すように補助スイッチＱ1 のゲートにゲート
制御信号Ｖg1が印加されると、補助スイッチＱ1 がオン
になり、１−２−Ｌu −Ｄua−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｄvb−Ｌv
−３の回路、及び１−２−Ｌu −Ｄua−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｄ
wb−Ｌw −４の回路が形成されて、補助スイッチＱ1 に
図７（Ｈ）に示すように電流ｉQ1が流れ始める。この電
流ｉQ1は傾斜を有して増大するので、補助スイッチＱ1
のターンオン時のゼロ電流スイッチ（ＺＣＳ）が達成さ
れる。補助リアクトルＬ1 の電流ｉL1が図７（Ｌ）に示
すように傾斜を有して増大し、図７のｔ1 時点で入力段
のリアクトルＬu に流れる電流値と等しくなると、逆流
阻止用ダイオードＤ1 を通って流れる電流はゼロにな
り、これがオフになる。これにより、第３及び第５のコ
ンデンサＣva、Ｃwaの放電が可能になり、Ｃva−Ｌ1 −
Ｑ1 −Ｄvbの回路でコンデンサＣvaが放電し、Ｃwa−Ｌ
1 −Ｑ1 −Ｄwbの回路でコンデンサＣwaが放電する。
及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaのオン・オフ動作によ
る電力損失の低減効果及びノイズ抑制効果を図７を参照
して説明する。図７のｔ0 時点よりも前の第３及び第５
の主スイッチＱva、Ｑwaのオフ期間に第３及び第５のコ
ンデンサＣva、Ｃwaが平滑用コンデンサＣ1 の電圧とほ
ぼ同一の電圧になるように充電されている。ｔ0 で図７
（Ｉ）に示すように補助スイッチＱ1 のゲートにゲート
制御信号Ｖg1が印加されると、補助スイッチＱ1 がオン
になり、１−２−Ｌu −Ｄua−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｄvb−Ｌv
−３の回路、及び１−２−Ｌu −Ｄua−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｄ
wb−Ｌw −４の回路が形成されて、補助スイッチＱ1 に
図７（Ｈ）に示すように電流ｉQ1が流れ始める。この電
流ｉQ1は傾斜を有して増大するので、補助スイッチＱ1
のターンオン時のゼロ電流スイッチ（ＺＣＳ）が達成さ
れる。補助リアクトルＬ1 の電流ｉL1が図７（Ｌ）に示
すように傾斜を有して増大し、図７のｔ1 時点で入力段
のリアクトルＬu に流れる電流値と等しくなると、逆流
阻止用ダイオードＤ1 を通って流れる電流はゼロにな
り、これがオフになる。これにより、第３及び第５のコ
ンデンサＣva、Ｃwaの放電が可能になり、Ｃva−Ｌ1 −
Ｑ1 −Ｄvbの回路でコンデンサＣvaが放電し、Ｃwa−Ｌ
1 −Ｑ1 −Ｄwbの回路でコンデンサＣwaが放電する。
【００２０】コンデンサＣva、Ｃwaが完全に放電し、こ
の電圧が図７のｔ2 時点で実質的に０Ｖになると、補助
リアクトルＬ1 の電流ｉL1はダイオードＤva、Ｄwaを通
って流れる。これにより、コンデンサＣva、Ｃwaの電圧
がほぼ０Ｖに維持される。第３及び第５の主スイッチＱ
va、ＱwaはコンデンサＣva、Ｃwaに並列接続されている
ので、これ等の電圧ＶQva 、ＶQwa は図７（Ａ）、
（Ｄ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 期間に傾斜を有して低下
し、ｔ2 時点でほぼ０Ｖになり、ｔ2 以後においても０
Ｖに維持される。従って、ｔ2 時点以後のｔ3 時点で第
３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaのゲートに図７
（Ｃ）、（Ｆ）に示すようにゲート電圧Ｖgva 、Ｖgwa
を与えると、ターンオン時のＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ
ング）が達成される。また、ｔ3 時点で第３及び第５の
主スイッチＱva、Ｑwaをオンにしても、コンデンサＣv
a、Ｃwaの電荷は放出済であるので、放電に基づく電流
が第３及び第５のスイッチＱva、Ｑwaを通って流れな
い。ｔ2 時点でコンデンサＣva、Ｃwaが放電を終了して
からｔ4 時点で補助スイッチＱ1 がオフになるまでの期
間には、補助リアクトルＬ1 のエネルギ−によってＬ1
−Ｑ1 −Ｄvb−Ｄvaの回路及びＬ1 −Ｑ1 −Ｄwb−Ｄwa
の回路で電流ｉL1が流れる。この電流は図７（Ｂ）、
（Ｅ）で電流ｉQva 、ｉQwa の逆方向電流として示され
ている。
の電圧が図７のｔ2 時点で実質的に０Ｖになると、補助
リアクトルＬ1 の電流ｉL1はダイオードＤva、Ｄwaを通
って流れる。これにより、コンデンサＣva、Ｃwaの電圧
がほぼ０Ｖに維持される。第３及び第５の主スイッチＱ
va、ＱwaはコンデンサＣva、Ｃwaに並列接続されている
ので、これ等の電圧ＶQva 、ＶQwa は図７（Ａ）、
（Ｄ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 期間に傾斜を有して低下
し、ｔ2 時点でほぼ０Ｖになり、ｔ2 以後においても０
Ｖに維持される。従って、ｔ2 時点以後のｔ3 時点で第
３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaのゲートに図７
（Ｃ）、（Ｆ）に示すようにゲート電圧Ｖgva 、Ｖgwa
を与えると、ターンオン時のＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ
ング）が達成される。また、ｔ3 時点で第３及び第５の
主スイッチＱva、Ｑwaをオンにしても、コンデンサＣv
a、Ｃwaの電荷は放出済であるので、放電に基づく電流
が第３及び第５のスイッチＱva、Ｑwaを通って流れな
い。ｔ2 時点でコンデンサＣva、Ｃwaが放電を終了して
からｔ4 時点で補助スイッチＱ1 がオフになるまでの期
間には、補助リアクトルＬ1 のエネルギ−によってＬ1
−Ｑ1 −Ｄvb−Ｄvaの回路及びＬ1 −Ｑ1 −Ｄwb−Ｄwa
の回路で電流ｉL1が流れる。この電流は図７（Ｂ）、
（Ｅ）で電流ｉQva 、ｉQwa の逆方向電流として示され
ている。
【００２１】ｔ4 で補助スイッチＱ1 がオフになると、
第３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaに１−２−Ｌu −
Ｄua−Ｑva−Ｌv −３の回路で電流ｉQva が流れ、また
１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑwa−Ｌw −４の回路で電流ｉQw
a が流れ、これ等が入力電流波形及び力率改善に寄与す
る。
第３及び第５の主スイッチＱva、Ｑwaに１−２−Ｌu −
Ｄua−Ｑva−Ｌv −３の回路で電流ｉQva が流れ、また
１−２−Ｌu −Ｄua−Ｑwa−Ｌw −４の回路で電流ｉQw
a が流れ、これ等が入力電流波形及び力率改善に寄与す
る。
【００２２】また、ｔ4 時点で補助スイッチＱ1 がオフ
になると、共振回路形成用ダイオードＤ2 が導通し、Ｌ
1 −Ｄ2 −Ｃ2 の共振回路が形成され、共振用コンデン
サＣ2 に図７（Ｋ）に示すように充電電流ｉc2が流れ、
この電圧Ｖc2が図７（Ｊ）に示すように高くなる。
になると、共振回路形成用ダイオードＤ2 が導通し、Ｌ
1 −Ｄ2 −Ｃ2 の共振回路が形成され、共振用コンデン
サＣ2 に図７（Ｋ）に示すように充電電流ｉc2が流れ、
この電圧Ｖc2が図７（Ｊ）に示すように高くなる。
【００２３】ｔ5 時点で第５の主スイッチＱwaをオフに
すると、第５のコンデンサＣwaの充電が開始し、この電
圧が徐々に高くなり、第５の主スイッチＱwaの電圧ＶQw
a も図７（Ｄ）に示すように徐々に高くなる。従って、
第５の主スイッチＱwaのターンオフ時のＺＶＳが達成さ
れる。
すると、第５のコンデンサＣwaの充電が開始し、この電
圧が徐々に高くなり、第５の主スイッチＱwaの電圧ＶQw
a も図７（Ｄ）に示すように徐々に高くなる。従って、
第５の主スイッチＱwaのターンオフ時のＺＶＳが達成さ
れる。
【００２４】また、ｔ5 時点で第５の主スイッチＱwaが
オフになると、第１及び第２の直流出力ライン９、１０
間に整流出力が得られる。この整流出力電圧と共振用コ
ンデンサＣ2 の電圧Ｖc2との和が平滑用コンデンサＣ1
の電圧よりも高いと、１−２−Ｌu −Ｄua−Ｃ2 −Ｄ3
−Ｃ1 及びＲ−Ｄvb−Ｌv −３の回路及び１−２−Ｌu
−Ｄva−Ｃ2 −Ｄ3 −Ｃ1 及びＲ−Ｄwb−Ｌw −４の回
路で共振用コンデンサＣ2 の放電が生じ、図７（Ｋ）に
示すようにコンデンサ電流Ｉc2が流れると共に、図７
（Ｊ）に示すよう共振用コンデンサＣ2 の電圧Ｖc2が低
下する。共振用コンデンサＣ2 による逆流阻止用ダイオ
ードＤ1 の逆バイアスが解除されると、このダイオード
Ｄ1 を通って平滑用コンデンサＣ1 及び負荷Ｒに電流が
流れる。図７のｔ6 時点で第３の主スイッチＱvaがオフ
になると、これに並列接続されたコンデンサＣvaが充電
され、図７（Ａ）に示すように第３の主スイッチＱvaの
電圧ＶQvが除々に高くなり、ＺＶＳが達成される。ｔ0
〜ｔ7 期間の１周期が終了すると、同様な動作が繰返し
て生じる。以上、図４の第２の期間Ｔ2 を例にして図２
のコンバータの動作を説明したが、残りの第１及び第３
〜第６の期間Ｔ1 、Ｔ3 〜Ｔ4 においても、オン・オフ
する主スイッチが変るのみで、本質的な動作は第２の期
間Ｔ2 と同一である。
オフになると、第１及び第２の直流出力ライン９、１０
間に整流出力が得られる。この整流出力電圧と共振用コ
ンデンサＣ2 の電圧Ｖc2との和が平滑用コンデンサＣ1
の電圧よりも高いと、１−２−Ｌu −Ｄua−Ｃ2 −Ｄ3
−Ｃ1 及びＲ−Ｄvb−Ｌv −３の回路及び１−２−Ｌu
−Ｄva−Ｃ2 −Ｄ3 −Ｃ1 及びＲ−Ｄwb−Ｌw −４の回
路で共振用コンデンサＣ2 の放電が生じ、図７（Ｋ）に
示すようにコンデンサ電流Ｉc2が流れると共に、図７
（Ｊ）に示すよう共振用コンデンサＣ2 の電圧Ｖc2が低
下する。共振用コンデンサＣ2 による逆流阻止用ダイオ
ードＤ1 の逆バイアスが解除されると、このダイオード
Ｄ1 を通って平滑用コンデンサＣ1 及び負荷Ｒに電流が
流れる。図７のｔ6 時点で第３の主スイッチＱvaがオフ
になると、これに並列接続されたコンデンサＣvaが充電
され、図７（Ａ）に示すように第３の主スイッチＱvaの
電圧ＶQvが除々に高くなり、ＺＶＳが達成される。ｔ0
〜ｔ7 期間の１周期が終了すると、同様な動作が繰返し
て生じる。以上、図４の第２の期間Ｔ2 を例にして図２
のコンバータの動作を説明したが、残りの第１及び第３
〜第６の期間Ｔ1 、Ｔ3 〜Ｔ4 においても、オン・オフ
する主スイッチが変るのみで、本質的な動作は第２の期
間Ｔ2 と同一である。
【００２５】上述から明らかなように、本実施例のコン
バータは次の利点を有する。 （イ） スイッチング整流器５の第１〜第６の主スイッ
チＱua〜Ｑwbのターンオン及びターンオフ時にＺＶＳが
達成され、電力損失が低減する。 （ロ） 第１〜第６のコンデンサＣua〜Ｃwbの電荷を平
滑用コンデンサＣ1 又は負荷Ｒに放出することができる
ので、電力損失が低減する。 （ハ） 第１〜第６のコンデンサＣua〜Ｃwbの放電電流
が急激に流れないので、ノイズの発生が抑制される。 （ニ） 新たに設けた補助スイッチＱ1 はターンオン時
にＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）、ターンオフ時にＺＶＳ
となるので、ここでの電力損失は少ない。
バータは次の利点を有する。 （イ） スイッチング整流器５の第１〜第６の主スイッ
チＱua〜Ｑwbのターンオン及びターンオフ時にＺＶＳが
達成され、電力損失が低減する。 （ロ） 第１〜第６のコンデンサＣua〜Ｃwbの電荷を平
滑用コンデンサＣ1 又は負荷Ｒに放出することができる
ので、電力損失が低減する。 （ハ） 第１〜第６のコンデンサＣua〜Ｃwbの放電電流
が急激に流れないので、ノイズの発生が抑制される。 （ニ） 新たに設けた補助スイッチＱ1 はターンオン時
にＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）、ターンオフ時にＺＶＳ
となるので、ここでの電力損失は少ない。
【００２６】
【第２の実施例】図８に示す第２の実施例のコンバータ
は、図２のコンバータから第２、第４及び第６の主スイ
ッチＱub、Ｑvb、Ｑwbと第２、第４及び第６のコンデン
サＣub、Ｃvb、Ｃwbを省いた他は図２と同様に構成した
ものである。この場合には図４に示す第１〜第６の期間
Ｔ1 〜Ｔ6 の全部の入力電流の制御は不可能であるが、
一部の期間は制御可能であるので、第１の実施例と同様
な作用効果を得ることができる。
は、図２のコンバータから第２、第４及び第６の主スイ
ッチＱub、Ｑvb、Ｑwbと第２、第４及び第６のコンデン
サＣub、Ｃvb、Ｃwbを省いた他は図２と同様に構成した
ものである。この場合には図４に示す第１〜第６の期間
Ｔ1 〜Ｔ6 の全部の入力電流の制御は不可能であるが、
一部の期間は制御可能であるので、第１の実施例と同様
な作用効果を得ることができる。
【００２７】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２の電源１を単相電源とし、Ｗ相のダイオー
ドＤwa、Ｄwb、主スイッチＱwa、Ｑwb、コンデンサＣw
a、Ｃwbを省いた構成にすることができる。また、この
単相電源において、更に、Ｕ相の主スイッチＱub、コン
デンサＣub、Ｖ相の主スイッチＱvb、コンデンサＣvbを
省いた構成にすることができる。単相の場合には、例え
ば正の半波の期間には第３の主スイッチＱvaをオン・オ
フし、負の半波の期間には第１の主スイッチＱuaをオン
・オフする。 （２） 図３では、制御信号出力回路２４の信号に基づ
いてモノマルチバイブレータ２５をトリガし、補助スイ
ッチＱ1 の制御パルスを形成しているが、この代りに、
図６（Ｃ）及び図７（Ｉ）に示す補助スイッチＱ1 の制
御信号を一定の周期で発生させ、これを基準にして図３
の三角波発生回路３２から三角波を発生させ、第１〜第
６の主スイッチＱua〜Ｑwbの制御信号を作ることができ
る。 （３） 主スイッチＱua〜Ｑwb、及び補助スイッチＱ1
をバイポーラトランジスタとすることができる。 （４） 第１〜第６のダイオードＤua〜Ｄwbを主スイッ
チＱua〜Ｑwbを構成するＦＥＴの内蔵ダイオードとする
ことができる。 （５）リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw を整流出力端子より
も電源側の任意の位置に移動することができる。即ち、
主スイッチＱua〜Ｑubをオンにすることによって形成さ
れる閉回路中のどこかに主リアクトルＬu 〜Ｌw が配置
されていればよい。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２の電源１を単相電源とし、Ｗ相のダイオー
ドＤwa、Ｄwb、主スイッチＱwa、Ｑwb、コンデンサＣw
a、Ｃwbを省いた構成にすることができる。また、この
単相電源において、更に、Ｕ相の主スイッチＱub、コン
デンサＣub、Ｖ相の主スイッチＱvb、コンデンサＣvbを
省いた構成にすることができる。単相の場合には、例え
ば正の半波の期間には第３の主スイッチＱvaをオン・オ
フし、負の半波の期間には第１の主スイッチＱuaをオン
・オフする。 （２） 図３では、制御信号出力回路２４の信号に基づ
いてモノマルチバイブレータ２５をトリガし、補助スイ
ッチＱ1 の制御パルスを形成しているが、この代りに、
図６（Ｃ）及び図７（Ｉ）に示す補助スイッチＱ1 の制
御信号を一定の周期で発生させ、これを基準にして図３
の三角波発生回路３２から三角波を発生させ、第１〜第
６の主スイッチＱua〜Ｑwbの制御信号を作ることができ
る。 （３） 主スイッチＱua〜Ｑwb、及び補助スイッチＱ1
をバイポーラトランジスタとすることができる。 （４） 第１〜第６のダイオードＤua〜Ｄwbを主スイッ
チＱua〜Ｑwbを構成するＦＥＴの内蔵ダイオードとする
ことができる。 （５）リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw を整流出力端子より
も電源側の任意の位置に移動することができる。即ち、
主スイッチＱua〜Ｑubをオンにすることによって形成さ
れる閉回路中のどこかに主リアクトルＬu 〜Ｌw が配置
されていればよい。
【図１】従来のコンバータを示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例のコンバータを示す回路
図である。
図である。
【図３】図２の制御回路を示す回路図である。
【図４】図２の各相電圧と主スイッチのオン・オフ期間
との関係を示す図である。
との関係を示す図である。
【図５】図２の入力電流波形を主スイッチのオン・オフ
期間に関係づけて示す波形図である。
期間に関係づけて示す波形図である。
【図６】図２の第３及び第５の主スイッチ及び補助スイ
ッチの制御信号を示す図である。
ッチの制御信号を示す図である。
【図７】図４の第２の期間における図２の各部の状態を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図８】第２の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。
る。
【符号の説明】 １ 電源 ５ スイッチング整流器 Ｌ1 補助リアクトル Ｑ1 補助スイッチ Ｃ2 共振用コンデンサ
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電圧を供給するための第１及び第２
の電源端子と、 第１及び第２の整流入力端子と、 第１及び第２の整流出力端子と、 前記第１の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第１のダイオードと、 前記第１の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第２のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第３のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第４のダイオードと、 前記第１の電源端子と前記第１の整流入力端子との間又
は前記第１及び第２の整流出力端子よりも電源側に接続
された主リアクトルと、 前記第１及び第３のダイオード又は第２及び第４のダイ
オードにそれぞれ並列に接続された第１及び第２の主ス
イッチと、 前記第１及び第２の主スイッチにそれぞれ並列に接続さ
れた第１及び第２のコンデンサ又は寄生容量と、 前記第１及び第２の電源端子における力率を改善するよ
うに前記第１及び第２の主スイッチを前記交流電圧の周
期よりも十分に短い周期でオン・オフするための第１の
制御回路と、 前記第１及び第２の整流出力端子間に逆流阻止用ダイオ
ードを介して接続された平滑用コンデンサと、 前記第１及び第２の整流出力端子間に前記主リアクトル
よりもインダクタンス値の小さい補助リアクトルを介し
て接続された補助スイッチと、 その一端が前記補助リアクトルと前記補助スイッチとの
接続点に接続された共振回路形成用ダイオードと、 前記第１の整流出力端子と前記共振回路形成用ダイオー
ドの他端との間に接続された共振用コンデンサと、 その一端が前記共振回路形成用ダイオードと前記共振用
コンデンサとの接続点に接続され、その他端が前記逆流
阻止用ダイオードと前記平滑用コンデンサとの接続点に
接続されたコンデンサ放電用ダイオードと、 前記第１及び第２の主スイッチのターンオン時点の直前
から直後までの所定時間に前記補助スイッチをオンに制
御する第２の制御回路とを備えていることを特徴とする
交流−直流変換器。 - 【請求項２】 更に、 前記第１及び第２の主スイッチが並列に接続されなかっ
た前記第２及び第４のダイオード又は前記第１及び第３
のダイオードに対してそれぞれ並列に接続された第３及
び第４の主スイッチと、 前記第３及び第４の主スイッチにそれぞれ並列に接続さ
れた第３及び第４のコンデンサ又は寄生容量とを有し、
且つ前記第１の制御回路は前記第３及び第４の主スイッ
チを前記第１及び第２の主スイッチと同様にオン・オフ
するように形成されており、 且つ前記第２の制御回路は、前記第１、第２、第３及び
第４の主スイッチのターンオン時点の直前から直後まで
の所定時間に前記補助スイッチをオン制御するように形
成されていることを特徴とする請求項１記載の直流−交
流変換器。 - 【請求項３】 ３相交流電圧を供給するための第１、第
２及び第３の電源端子と、 第１、第２及び第３の整流入力端子と、 第１及び第２の整流出力端子と、 前記第１の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第１のダイオードと、 前記第１の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第２のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第３のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第４のダイオードと、 前記第３の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に整流された第５のダイオードと、 前記第３の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第６のダイオードと、 前記第１、第２及び第３の電源端子と前記第１、第２及
び第３の整流入力端子との間又は前記第１及び第２の整
流出力端子よりも電源側に接続された第１、第２及び第
３の主リアクトルと、 少なくとも前記第１、第３及び第５のダイオード又は少
なくとも第２、第４及び第６のダイオードにそれぞれ並
列に接続された第１、第２及び第３の主スイッチと、 前記第１、第２及び第３の主スイッチにそれぞれ並列に
接続された第１、第２、及び第３のコンデンサ又は寄生
容量と、 前記第１、第２及び第３の電源端子における力率を改善
するように前記第１、第２及び第３の主スイッチを前記
交流電圧の周期よりも十分に短い周期でオン・オフする
ための第１の制御回路と、 前記第１及び第２の整流出力端子間に逆流阻止用ダイオ
ードを介して接続された平滑用コンデンサと、 前記第１及び第２の整流出力端子間に前記主リアクトル
よりもインダクタンス値の小さい補助リアクトルを介し
て接続された補助スイッチと、 その一端が前記補助リアクトルと前記補助スイッチとの
接続点に接続された共振回路形成用ダイオードと、 前記第１の整流出力端子と前記共振回路形成用ダイオー
ドの他端との間に接続された共振用コンデンサと、 その一端が前記共振回路形成用ダイオードと前記共振用
コンデンサとの接続点に接続され、その他端が前記逆流
阻止用ダイオードと前記平滑用コンデンサとの接続点に
接続されたコンデンサ放電用ダイオードと、 前記第１、第２及び第３の主スイッチのターンオン時点
の直前から直後までの所定時間に前記補助スイッチをオ
ンに制御する第２の制御回路とを備えていることを特徴
とする交流−直流変換器。 - 【請求項４】 更に、前記第１、第２及び第３の主スイ
ッチが並列に接続されなかった前記第２、第４及び第６
のダイオード又は前記第１、第３及び第５のダイオード
に対してそれぞれ並列に接続された第４、第５及び第６
の主スイッチと、 前記第４、第５及び第６の主スイッチにそれぞれ並列に
接続された第４、第５及び第６のコンデンサ又は寄生容
量とを有し、且つ前記第１の制御回路は前記第４、第５
及び第６の主スイッチを前記第１、第２及び第３の主ス
イッチと同様にオン・オフするように形成されており、 且つ前記第２の制御回路は、前記第１、第２、第３、第
４、第５及び第６の主スイッチのターンオン時点の直前
から直後までの所定時間に前記補助スイッチをオン制御
するように形成されていることを特徴とする請求項３記
載の交流−直流変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8257824A JPH1084674A (ja) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | 交流−直流変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8257824A JPH1084674A (ja) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | 交流−直流変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1084674A true JPH1084674A (ja) | 1998-03-31 |
Family
ID=17311643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8257824A Pending JPH1084674A (ja) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | 交流−直流変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1084674A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000003473A3 (en) * | 1998-07-13 | 2000-05-04 | Univ Ben Gurion | Modular apparatus for regulating the harmonics of current drawn from power lines |
| EP1081841A2 (de) * | 1999-09-03 | 2001-03-07 | EWM Hightec Welding GmbH | Schaltungsanordnung für einen Gleichrichter |
| JP2001238467A (ja) * | 2000-02-28 | 2001-08-31 | Katsunori Taniguchi | 電力変換システム |
| JP2002084757A (ja) * | 2000-09-08 | 2002-03-22 | Sanken Electric Co Ltd | 交流−直流変換装置 |
| WO2010091260A3 (en) * | 2009-02-06 | 2010-12-02 | Abb Research Ltd. | A hybrid distribution transformer with ac & dc power capabilities |
| WO2010099459A3 (en) * | 2009-02-27 | 2010-12-09 | Abb Research Ltd. | A hybrid distribution transformer with an integrated voltage source converter |
-
1996
- 1996-09-06 JP JP8257824A patent/JPH1084674A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000003473A3 (en) * | 1998-07-13 | 2000-05-04 | Univ Ben Gurion | Modular apparatus for regulating the harmonics of current drawn from power lines |
| US6445600B2 (en) | 1998-07-13 | 2002-09-03 | Ben-Gurion University Of The Negev Research & Development Authority | Modular structure of an apparatus for regulating the harmonics of current drawn from power lines by an electronic load |
| EP1081841A2 (de) * | 1999-09-03 | 2001-03-07 | EWM Hightec Welding GmbH | Schaltungsanordnung für einen Gleichrichter |
| EP1081841A3 (de) * | 1999-09-03 | 2004-12-08 | EWM Hightec Welding GmbH | Schaltungsanordnung für einen Gleichrichter |
| JP2001238467A (ja) * | 2000-02-28 | 2001-08-31 | Katsunori Taniguchi | 電力変換システム |
| JP2002084757A (ja) * | 2000-09-08 | 2002-03-22 | Sanken Electric Co Ltd | 交流−直流変換装置 |
| WO2010091260A3 (en) * | 2009-02-06 | 2010-12-02 | Abb Research Ltd. | A hybrid distribution transformer with ac & dc power capabilities |
| US9768704B2 (en) | 2009-02-06 | 2017-09-19 | Abb Research Ltd. | Hybrid distribution transformer having a power electronic module for controlling input power factor and output voltage |
| WO2010099459A3 (en) * | 2009-02-27 | 2010-12-09 | Abb Research Ltd. | A hybrid distribution transformer with an integrated voltage source converter |
| US9537388B2 (en) | 2009-02-27 | 2017-01-03 | Abb Research Ltd. | Hybrid distribution transformer with an integrated voltage source converter |
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