JP3296424B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、コンバ−タ、イン
バ−タ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器等のスイッチング方式
の電力変換装置に関係する。
バ−タ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器等のスイッチング方式
の電力変換装置に関係する。
【０００２】
【従来野技術】電力用スイッチをＰＷＭ制御して直流電
力を交流電力に変換する電力装置は、モ−タ−駆動用イ
ンバ−タ、無停電電源装置などに用いられている。図１
は従来のＰＷＭ制御電力変換装置の１相分を示す。この
電力変換装置は、直流電源１と、変換回路２と、制御回
路３とを有する。変換回路２は第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路から成る。この直列回路は直流電
源１の一端と他端との間に接続されている。第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点に出力交流端子４
が接続されている。なお、第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 は絶縁ゲ−トバイポ−ラトランジスタ即ちＩＧ
ＢＴで示されており、トランジスタスイッチＳ1 、Ｓ2
と内蔵ダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 とから成る。
力を交流電力に変換する電力装置は、モ−タ−駆動用イ
ンバ−タ、無停電電源装置などに用いられている。図１
は従来のＰＷＭ制御電力変換装置の１相分を示す。この
電力変換装置は、直流電源１と、変換回路２と、制御回
路３とを有する。変換回路２は第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路から成る。この直列回路は直流電
源１の一端と他端との間に接続されている。第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点に出力交流端子４
が接続されている。なお、第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 は絶縁ゲ−トバイポ−ラトランジスタ即ちＩＧ
ＢＴで示されており、トランジスタスイッチＳ1 、Ｓ2
と内蔵ダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 とから成る。
【０００３】制御回路３は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 を交互にオン・オフするための制御信号を形成
し、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御端子（ゲ
−ト）に供給するものであり、電圧基準発生器５と、鋸
波発生器６と、比較器７と、制御信号形成回路８とから
成る。電圧基準値発生器５は例えば図２（Ａ）に示す正
弦波から成る電圧基準値Ｖr を発生する。鋸波発生器６
は変換回路２の出力周波数よりも十分高い周波数の搬送
波としての三角波電圧即ち鋸波電圧Ｖt を図２（Ａ）に
示すように発生する。比較器７は図２（Ａ）に示す電圧
基準値発生器５から発生した電圧基準値Ｖr と鋸波電圧
Ｖt とを比較して図２（Ｂ）に示すＰＷＭ信号を形成す
る。制御信号形成回路は、電圧基準値Ｖr が鋸波電圧Ｖ
t よりも高いことを示す比較器７の出力によって第１の
スイッチＱ1 をオン制御する信号を図２（Ｂ）に示すよ
うに形成し、また、第２のスイッチＱ2 を第１のスイッ
チＱ1 と逆に動作させる制御信号即ち図２（Ｂ）の信号
の逆相信号を形成する。図２の例では出力電流Ｉｏ を
図２（Ｃ）に示すように正弦波に制御しているので、第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流Ｉq1、Ｉq2は図
２（Ｄ）（Ｅ）に示すように流れる。なお、図１の回路
をコンバータとして使用し、交流端子４に交流電圧を入
力させて、直流電源１側に直流電力を得ることもでき
る。
、Ｑ2 を交互にオン・オフするための制御信号を形成
し、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御端子（ゲ
−ト）に供給するものであり、電圧基準発生器５と、鋸
波発生器６と、比較器７と、制御信号形成回路８とから
成る。電圧基準値発生器５は例えば図２（Ａ）に示す正
弦波から成る電圧基準値Ｖr を発生する。鋸波発生器６
は変換回路２の出力周波数よりも十分高い周波数の搬送
波としての三角波電圧即ち鋸波電圧Ｖt を図２（Ａ）に
示すように発生する。比較器７は図２（Ａ）に示す電圧
基準値発生器５から発生した電圧基準値Ｖr と鋸波電圧
Ｖt とを比較して図２（Ｂ）に示すＰＷＭ信号を形成す
る。制御信号形成回路は、電圧基準値Ｖr が鋸波電圧Ｖ
t よりも高いことを示す比較器７の出力によって第１の
スイッチＱ1 をオン制御する信号を図２（Ｂ）に示すよ
うに形成し、また、第２のスイッチＱ2 を第１のスイッ
チＱ1 と逆に動作させる制御信号即ち図２（Ｂ）の信号
の逆相信号を形成する。図２の例では出力電流Ｉｏ を
図２（Ｃ）に示すように正弦波に制御しているので、第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流Ｉq1、Ｉq2は図
２（Ｄ）（Ｅ）に示すように流れる。なお、図１の回路
をコンバータとして使用し、交流端子４に交流電圧を入
力させて、直流電源１側に直流電力を得ることもでき
る。
【０００４】図１に示すＰＷＭ制御電力変換回路は、任
意の出力電圧又は電流を供給することができるという特
長を有している。しかし、第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 のタ−ンオン時及びタ−ンオフ時にスイッチン
グ損失が生じる。
意の出力電圧又は電流を供給することができるという特
長を有している。しかし、第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 のタ−ンオン時及びタ−ンオフ時にスイッチン
グ損失が生じる。
【０００５】図１の典型的な電力変換装置のスイッチン
グ損失を低減させるために、図３に示すようなＤＣリン
ク回路から成るソフトスイッチング回路９即ち転流回路
を図１の回路に付加することが、例えば、平成４年電気
学会全国大会講演論文集の第５４２番の論文「零電圧ス
イッチングＰＷＭインバ−タ」（青木ほか）で知られて
いる。このソフトスイッチング回路９は、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2をゼロボルトスイッチング（ＺＶ
Ｓ）させるためにスイッチＱ1 、Ｑ2 のタ−ンオン時の
直前に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電圧を零に
するための回路である。即ち、このソフトスイッチング
回路９は変換回路２の一対の直流端子としてのライン１
１、１２間の電圧（直流リンク電圧）を第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 のタ−ンオン時点の直前に零にする
ものであり、第１、第２、第３及び第４のソフトスイッ
チング用スイッチＱ11、Ｑ12、Ｑ13、Ｑ14と第１、第
２、第３、第４、第５及び第６のソフトスイッチング用
ダイオ−ドＤ11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ14と共振用インダクタ
（リアクトル）Ｌr と第１及び第２のコンデンサＣa、
Ｃb とから成る。図３の回路ではインダクタＬr に基づ
く共振によって直流ライン１１、１２間の電圧を零に
し、しかる後、第１のスイッチＱ1 は又は第２のスイッ
チＱ2 をオン状態に制御する。これにより、第１及び第
２のスイッチＱ1、Ｑ2 のタ−ンオン時及びターンオフ
時のスイッチング損失を低減することができる。
グ損失を低減させるために、図３に示すようなＤＣリン
ク回路から成るソフトスイッチング回路９即ち転流回路
を図１の回路に付加することが、例えば、平成４年電気
学会全国大会講演論文集の第５４２番の論文「零電圧ス
イッチングＰＷＭインバ−タ」（青木ほか）で知られて
いる。このソフトスイッチング回路９は、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2をゼロボルトスイッチング（ＺＶ
Ｓ）させるためにスイッチＱ1 、Ｑ2 のタ−ンオン時の
直前に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電圧を零に
するための回路である。即ち、このソフトスイッチング
回路９は変換回路２の一対の直流端子としてのライン１
１、１２間の電圧（直流リンク電圧）を第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 のタ−ンオン時点の直前に零にする
ものであり、第１、第２、第３及び第４のソフトスイッ
チング用スイッチＱ11、Ｑ12、Ｑ13、Ｑ14と第１、第
２、第３、第４、第５及び第６のソフトスイッチング用
ダイオ−ドＤ11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ14と共振用インダクタ
（リアクトル）Ｌr と第１及び第２のコンデンサＣa、
Ｃb とから成る。図３の回路ではインダクタＬr に基づ
く共振によって直流ライン１１、１２間の電圧を零に
し、しかる後、第１のスイッチＱ1 は又は第２のスイッ
チＱ2 をオン状態に制御する。これにより、第１及び第
２のスイッチＱ1、Ｑ2 のタ−ンオン時及びターンオフ
時のスイッチング損失を低減することができる。
【０００６】
【発明が解決しょうとする課題】ところで、図３の回路
では、過度的に第３のソフトスイッチング用スイッチＱ
１３ 及びコンデンサＣa に電源１の電圧よりも高い電
圧が印加されるので、これ等を高耐圧部品にすることが
必要になる。
では、過度的に第３のソフトスイッチング用スイッチＱ
１３ 及びコンデンサＣa に電源１の電圧よりも高い電
圧が印加されるので、これ等を高耐圧部品にすることが
必要になる。
【０００７】そこで、本発明の目的は、スイッチング損
失を低減することができると共に、高電圧の発生を抑制
することができる電力変換装置を提供することにある。
失を低減することができると共に、高電圧の発生を抑制
することができる電力変換装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、対の直流端子と、少な
くとも１対の交流端子と、少なくとも第１、第２、第3
及び第4のスイッチと、スイッチ制御回路とを有し、前
記第１及び第２のスイッチの直列回路と前記第3及び第4
のスイッチの直列回路とが前記対の直流端子間にそれぞ
れ接続され、前記対の交流端子の一方が前記第１及び第
２のスイッチの相互接続点に接続され、前記対の交流端
子の他方が前記第3及び第４のスイッチの相互接続点に
接続され、前記スイッチ制御回路は前記第１及び第４の
スイッチと前記第2及び第3のスイッチとを交互にオン・
オフ制御するように構成されている電力変換装置におい
て、前記第１、第２、第3及び第4のスイッチに並列に第
１、第２、第3及び第4のコンデンサ又は寄生容量が接続
され、前記対の直流端子の一方と他方との間に第１のソ
フトスイッチング用スイッチを介して直流電源又はコン
デンサが接続され、前記対の直流端子の一方と他方との
間に第２のソフトスイッチング用スイッチと共振用イン
ダクタと第３のソフトスイッチング用スイッチとの直流
回路が接続され、前記共振用インダクタの一端と前記対
の直流端子の他方との間に第１のソフトスイッチング用
ダイオ−ドが接続され、前記共振用インダクタの他端と
前記対の直流端子の一方との間に第２のソフトスイッチ
ング用ダイオ−ドが接続され、前記第１及び第２のスイ
ッチの内の少なくとも一方のスイッチと前記第３及び第
４のスイッチの内の少なくとも一方のスイッチとのタ−
ンオン時にこれ等のスイッチの電圧が零又はほぼ零にな
るように前記第１、第２及び第３のソフトスイッチング
用スイッチを動作させるためのソフトスイッチング制御
回路が設けられていることを特徴とする電力変換装置に
係わるものである。
目的を達成するための本発明は、対の直流端子と、少な
くとも１対の交流端子と、少なくとも第１、第２、第3
及び第4のスイッチと、スイッチ制御回路とを有し、前
記第１及び第２のスイッチの直列回路と前記第3及び第4
のスイッチの直列回路とが前記対の直流端子間にそれぞ
れ接続され、前記対の交流端子の一方が前記第１及び第
２のスイッチの相互接続点に接続され、前記対の交流端
子の他方が前記第3及び第４のスイッチの相互接続点に
接続され、前記スイッチ制御回路は前記第１及び第４の
スイッチと前記第2及び第3のスイッチとを交互にオン・
オフ制御するように構成されている電力変換装置におい
て、前記第１、第２、第3及び第4のスイッチに並列に第
１、第２、第3及び第4のコンデンサ又は寄生容量が接続
され、前記対の直流端子の一方と他方との間に第１のソ
フトスイッチング用スイッチを介して直流電源又はコン
デンサが接続され、前記対の直流端子の一方と他方との
間に第２のソフトスイッチング用スイッチと共振用イン
ダクタと第３のソフトスイッチング用スイッチとの直流
回路が接続され、前記共振用インダクタの一端と前記対
の直流端子の他方との間に第１のソフトスイッチング用
ダイオ−ドが接続され、前記共振用インダクタの他端と
前記対の直流端子の一方との間に第２のソフトスイッチ
ング用ダイオ−ドが接続され、前記第１及び第２のスイ
ッチの内の少なくとも一方のスイッチと前記第３及び第
４のスイッチの内の少なくとも一方のスイッチとのタ−
ンオン時にこれ等のスイッチの電圧が零又はほぼ零にな
るように前記第１、第２及び第３のソフトスイッチング
用スイッチを動作させるためのソフトスイッチング制御
回路が設けられていることを特徴とする電力変換装置に
係わるものである。
【０００９】請求項２に示すように、第１又は第２のス
イッチ又は交流端子を流れる電流がタ−ンオフの直前に
正方向に流れている時には、第１〜第３のソフトスイッ
チング用スイッチによる制御をしないように構成するこ
とが望ましい。また、請求項３に示すように、対の直流
端子の間に第１及び第２のスイッチの電圧変化率を調整
するためのコンデンサＣo を接続することができる。ま
た、請求項４に示すように、出力電流の正方向と負方向
に対応させて正相鋸波電圧と逆相鋸波電圧とを使用する
ことができる。また、請求項５に示すように、第１又は
第２のスイッチのターンオンのタイミングを基準にして
第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチを制御タイ
ミングを決定することが望ましい。また、請求項６に示
すように第２及び第３のソフトスイッチング用スイッチ
の制御信号を鋸波電圧と電圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂに基
づいて決定することが望ましい。
イッチ又は交流端子を流れる電流がタ−ンオフの直前に
正方向に流れている時には、第１〜第３のソフトスイッ
チング用スイッチによる制御をしないように構成するこ
とが望ましい。また、請求項３に示すように、対の直流
端子の間に第１及び第２のスイッチの電圧変化率を調整
するためのコンデンサＣo を接続することができる。ま
た、請求項４に示すように、出力電流の正方向と負方向
に対応させて正相鋸波電圧と逆相鋸波電圧とを使用する
ことができる。また、請求項５に示すように、第１又は
第２のスイッチのターンオンのタイミングを基準にして
第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチを制御タイ
ミングを決定することが望ましい。また、請求項６に示
すように第２及び第３のソフトスイッチング用スイッチ
の制御信号を鋸波電圧と電圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂに基
づいて決定することが望ましい。
【００１０】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、第１、第２及
び第３のソフトスイッチング用スイッチの制御に基づい
て第１及び第２のスイッチの内の少なくとも一方のスイ
ッチと第３及び第４のスイッチの内の少なくとも一方の
スイッチとのタ−ンオン時又はタ−ンオフ時の直前にこ
の電圧を零又はほぼ零にするので、スイッチング損失を
低減させ、且つスイッチングノイズを抑制することがで
きる。また、対の直流端子間に電源電圧以上の電圧が発
生しないので、第２及び第３のソフトスイッチング用ス
イッチに過大な電圧が印加されない。また、請求項２の
発明によれば、ソフトスイッチング用スイッチのスイッ
チング回数を減らして効率を向上させることができる。
また、請求項３の発明によれば第１及び第２のスイッ
チ、並びに第３及び第４のスイッチの電圧変化率を容易
に所望の値に設定することができる。また、請求項４及
び５の発明によればソフトスイッチング用スイッチのス
イッチング回数が低減し、効率の向上を容易に達成する
ことができる。
び第３のソフトスイッチング用スイッチの制御に基づい
て第１及び第２のスイッチの内の少なくとも一方のスイ
ッチと第３及び第４のスイッチの内の少なくとも一方の
スイッチとのタ−ンオン時又はタ−ンオフ時の直前にこ
の電圧を零又はほぼ零にするので、スイッチング損失を
低減させ、且つスイッチングノイズを抑制することがで
きる。また、対の直流端子間に電源電圧以上の電圧が発
生しないので、第２及び第３のソフトスイッチング用ス
イッチに過大な電圧が印加されない。また、請求項２の
発明によれば、ソフトスイッチング用スイッチのスイッ
チング回数を減らして効率を向上させることができる。
また、請求項３の発明によれば第１及び第２のスイッ
チ、並びに第３及び第４のスイッチの電圧変化率を容易
に所望の値に設定することができる。また、請求項４及
び５の発明によればソフトスイッチング用スイッチのス
イッチング回数が低減し、効率の向上を容易に達成する
ことができる。
【００１１】
【実施形態及び実施例】次に、図４〜図１２を参照して
本発明の実施形態及び実施例を説明する。
本発明の実施形態及び実施例を説明する。
【００１２】
【第１の実施例】まず、図４に示す第１の実施例の電力
変換装置を説明する。但し、図４において図１と実質的
に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。図４の電力変換装置は、インバ−タであって、直流
電源１とソフトスイッチング回路９ａと、第１及び第２
の変換回路２ａ、２ｂと、誘導性負荷２０と、主制御回
路２１と、補助制御回路２２とから成る。
変換装置を説明する。但し、図４において図１と実質的
に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。図４の電力変換装置は、インバ−タであって、直流
電源１とソフトスイッチング回路９ａと、第１及び第２
の変換回路２ａ、２ｂと、誘導性負荷２０と、主制御回
路２１と、補助制御回路２２とから成る。
【００１３】直流電源１は電池又は整流平滑回路又はコ
ンデンサ等で構成できる。第１の変換回路２ａは図１の
変換回路２と同一であって、ＩＧＢＴから成る主スイッ
チ又は変換用スイッチとしての第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 と第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とか
ら成る。第２の変換回路２ｂは第１の変換回路２ａと実
質的に同一に構成されており、第３及び第４のスイッチ
Ｑ3 、Ｑ4 と第３及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 とか
ら成る。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路
は変換回路２ａ、２ｂの対の直流端子としての一対の直
流ライン１１、１２間に接続されている。なお、第３及
び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は本来のトランジスタスイ
ッチＳ3 、Ｓ4 と内蔵ダイオ−ドＤ3 、Ｄ4 との並列回
路から成る。第３及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 は第
３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4に並列に接続されてい
る。ブリッジ回路を構成するために第１及び第２の変換
回路２ａ、２ｂの交流端子４ａ、４ｂ間に出力回路とし
て負荷２０が接続されている。負荷２０はフイルタと出
力トランスとこの２次巻線に接続された負荷とから成る
誘導性負荷である。
ンデンサ等で構成できる。第１の変換回路２ａは図１の
変換回路２と同一であって、ＩＧＢＴから成る主スイッ
チ又は変換用スイッチとしての第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 と第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とか
ら成る。第２の変換回路２ｂは第１の変換回路２ａと実
質的に同一に構成されており、第３及び第４のスイッチ
Ｑ3 、Ｑ4 と第３及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 とか
ら成る。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路
は変換回路２ａ、２ｂの対の直流端子としての一対の直
流ライン１１、１２間に接続されている。なお、第３及
び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は本来のトランジスタスイ
ッチＳ3 、Ｓ4 と内蔵ダイオ−ドＤ3 、Ｄ4 との並列回
路から成る。第３及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 は第
３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4に並列に接続されてい
る。ブリッジ回路を構成するために第１及び第２の変換
回路２ａ、２ｂの交流端子４ａ、４ｂ間に出力回路とし
て負荷２０が接続されている。負荷２０はフイルタと出
力トランスとこの２次巻線に接続された負荷とから成る
誘導性負荷である。
【００１４】ソフトスイッチング回路９ａは、共振用リ
アクトルＬr と第１、第２及び第３のソフトスイッチン
グ用スイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33と第１及び第２のソフト
スイッチング用ダイオ−ドＤ31、Ｄ32とから成る。第１
のソフトスイッチング用スイッチＱ31は図３のソフトス
イッチング用スイッチＱ11と同様にトランジスタスイッ
チＳ31と内蔵ダイオ−ドＤ31とから成り、直流電源１と
第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂとの間の一方の直流
ライン１１に直列に接続されている。第２のソフトスイ
ッチング用スイッチＱ32は転流スイッチとも呼ぶことが
できるものであって、一方の直流ライン１１と共振用イ
ンダクタＬr の一端との間に接続されている。第３のソ
フトスイッチング用スイッチＱ33は転流スイッチと呼ぶ
こともできるものであって、共振用インダクタＬr の他
端と他方の直流ライン１２との間に接続されている。第
１のソフトスイッチング用ダイオ−ドＤ31は他方の直流
ライン１２と共振用インダクタＬr の一端との間に接続
されている。第２のソフトスイッチング用ダイオ−ドＤ
32は共振用インダクタＬr の他端と一方の直流ライン１
１との間に接続されている。なお、第２及び第３のソフ
トスイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33は一方の直流ライ
ン１１から他方の直流ラインに向かって電流が流れる極
性を有し、転流用スイッチとも呼ぶことができる。第１
及び第２のソフトスイッチング用ダイオ−ドＤ31、Ｄ32
は他方の直流ライン１２から一方の直流ライン１１に向
かって電流が流れる極性を有する。ソフトスイッチング
回路９ａは、第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂの第１
〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 のタ−ンオンの時に一対の
直流ライン１１、１２間の電圧を零にして第１〜第４の
スイッチＱ1 〜Ｑ4 を零電圧スイッチング（ＺＶＳ）さ
せる機能を有する。
アクトルＬr と第１、第２及び第３のソフトスイッチン
グ用スイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33と第１及び第２のソフト
スイッチング用ダイオ−ドＤ31、Ｄ32とから成る。第１
のソフトスイッチング用スイッチＱ31は図３のソフトス
イッチング用スイッチＱ11と同様にトランジスタスイッ
チＳ31と内蔵ダイオ−ドＤ31とから成り、直流電源１と
第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂとの間の一方の直流
ライン１１に直列に接続されている。第２のソフトスイ
ッチング用スイッチＱ32は転流スイッチとも呼ぶことが
できるものであって、一方の直流ライン１１と共振用イ
ンダクタＬr の一端との間に接続されている。第３のソ
フトスイッチング用スイッチＱ33は転流スイッチと呼ぶ
こともできるものであって、共振用インダクタＬr の他
端と他方の直流ライン１２との間に接続されている。第
１のソフトスイッチング用ダイオ−ドＤ31は他方の直流
ライン１２と共振用インダクタＬr の一端との間に接続
されている。第２のソフトスイッチング用ダイオ−ドＤ
32は共振用インダクタＬr の他端と一方の直流ライン１
１との間に接続されている。なお、第２及び第３のソフ
トスイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33は一方の直流ライ
ン１１から他方の直流ラインに向かって電流が流れる極
性を有し、転流用スイッチとも呼ぶことができる。第１
及び第２のソフトスイッチング用ダイオ−ドＤ31、Ｄ32
は他方の直流ライン１２から一方の直流ライン１１に向
かって電流が流れる極性を有する。ソフトスイッチング
回路９ａは、第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂの第１
〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 のタ−ンオンの時に一対の
直流ライン１１、１２間の電圧を零にして第１〜第４の
スイッチＱ1 〜Ｑ4 を零電圧スイッチング（ＺＶＳ）さ
せる機能を有する。
【００１５】主制御回路２１は第１及び第２の変換回路
２ａ、２ｂの第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 をオン・
オフする制御信号を形成するものであって、図１の制御
回路３と実質的に同一の電圧基準値発生器５と鋸波発生
器６と比較器７と制御信号形成回路８とを有し,更に補
正回路６ａを有する。電圧基準値発生器５は負荷２０に
供給する交流電圧に相当する図６（Ｂ）に示す電圧基準
値Ｖr を発生する。鋸波発生器６は電圧基準値Ｖt の周
波数（例えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例え
ば２０kHz ）で図６（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖt 即ち三角
波電圧を発生する。この実施例の鋸波電圧Ｖt は傾斜し
て立上った後に垂直に立下っている。勿論、図６（Ａ）
の鋸波電圧Ｖt と傾きが逆の鋸波電圧とすることもでき
る。補正回路６ａは鋸波発生器６と比較器７との間に接
続され,負荷電流検出器２３の出力に応答して鋸波電圧
Ｖt の位相を制御する。即ち補正回路６ａは、図６
（Ｄ）に示す負荷電流Ｉｏが正の半波の期間には図６
（Ａ）の鋸波電圧Ｖtと同一の正相鋸波電圧Ｖt１を出力
し、負荷電流Ｉｏが負の半波の期間には図６（Ａ）の鋸
波電圧Ｖtと逆相の鋸波電圧Ｖt２を出力する。正相鋸波
電圧Ｖt１と逆相鋸波電圧Ｖt２との合成から成る補正鋸
波電圧Ｖt’は比較器７の入力となる。なお, 負荷電流
検出器２３は出力端子４ａを流れる電流Ｉｏを検出す
る。比較器７即ちコンパレ−タは、図６（Ｂ）に示すよ
うに電圧基準値Ｖr と鋸波電圧Ｖt’ とを比較し、図６
（Ｃ）に示すようなＰＷＭ制御信号を形成する。図６
（Ｂ）から明らかなように正弦波電圧基準値Ｖrの正ピ
ークと負ピークとの中間位置と鋸波電圧Ｖt’の正ピー
クと負ピークとの中間位置とが互いに一致するようにそ
れぞれのレベルが設定されている。制御信号形成回路８
は図６（Ｃ）に示す制御信号を第１及び第４のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ4 に供給し、また、図６（Ｃ）の制御信号の逆
相信号を形成し、この逆相の制御信号を第２及び第３の
スイッチＱ2 、Ｑ3 に供給する。
２ａ、２ｂの第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 をオン・
オフする制御信号を形成するものであって、図１の制御
回路３と実質的に同一の電圧基準値発生器５と鋸波発生
器６と比較器７と制御信号形成回路８とを有し,更に補
正回路６ａを有する。電圧基準値発生器５は負荷２０に
供給する交流電圧に相当する図６（Ｂ）に示す電圧基準
値Ｖr を発生する。鋸波発生器６は電圧基準値Ｖt の周
波数（例えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例え
ば２０kHz ）で図６（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖt 即ち三角
波電圧を発生する。この実施例の鋸波電圧Ｖt は傾斜し
て立上った後に垂直に立下っている。勿論、図６（Ａ）
の鋸波電圧Ｖt と傾きが逆の鋸波電圧とすることもでき
る。補正回路６ａは鋸波発生器６と比較器７との間に接
続され,負荷電流検出器２３の出力に応答して鋸波電圧
Ｖt の位相を制御する。即ち補正回路６ａは、図６
（Ｄ）に示す負荷電流Ｉｏが正の半波の期間には図６
（Ａ）の鋸波電圧Ｖtと同一の正相鋸波電圧Ｖt１を出力
し、負荷電流Ｉｏが負の半波の期間には図６（Ａ）の鋸
波電圧Ｖtと逆相の鋸波電圧Ｖt２を出力する。正相鋸波
電圧Ｖt１と逆相鋸波電圧Ｖt２との合成から成る補正鋸
波電圧Ｖt’は比較器７の入力となる。なお, 負荷電流
検出器２３は出力端子４ａを流れる電流Ｉｏを検出す
る。比較器７即ちコンパレ−タは、図６（Ｂ）に示すよ
うに電圧基準値Ｖr と鋸波電圧Ｖt’ とを比較し、図６
（Ｃ）に示すようなＰＷＭ制御信号を形成する。図６
（Ｂ）から明らかなように正弦波電圧基準値Ｖrの正ピ
ークと負ピークとの中間位置と鋸波電圧Ｖt’の正ピー
クと負ピークとの中間位置とが互いに一致するようにそ
れぞれのレベルが設定されている。制御信号形成回路８
は図６（Ｃ）に示す制御信号を第１及び第４のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ4 に供給し、また、図６（Ｃ）の制御信号の逆
相信号を形成し、この逆相の制御信号を第２及び第３の
スイッチＱ2 、Ｑ3 に供給する。
【００１６】図４のソフトスイッチング用補助制御回路
２２は第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 をソフトスイッ
チングすることができるようにソフトスイッチング回路
９ａのスイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33をオン・オフ制御する
ものであり、ライン２４によって鋸波発生器６に接続さ
れ、また、ライン２５によって電流検出器２３に接続さ
れている。
２２は第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 をソフトスイッ
チングすることができるようにソフトスイッチング回路
９ａのスイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33をオン・オフ制御する
ものであり、ライン２４によって鋸波発生器６に接続さ
れ、また、ライン２５によって電流検出器２３に接続さ
れている。
【００１７】図５は図４の補助制御回路２２を概略的に
示す。この補助制御回路２２は、Ｖ１設定回路３１、Ｖ
ｔａ設定回路３２、Ｖｔｂ設定回路３３、第１、第２及
び第３の比較器３４、３５、３６、及びＡＮＤゲート３
７から成る。なお、鋸波発生器６を補助制御回路２２に
含めることができる。
示す。この補助制御回路２２は、Ｖ１設定回路３１、Ｖ
ｔａ設定回路３２、Ｖｔｂ設定回路３３、第１、第２及
び第３の比較器３４、３５、３６、及びＡＮＤゲート３
７から成る。なお、鋸波発生器６を補助制御回路２２に
含めることができる。
【００１８】Ｖ１設定回路３１は、図７（Ａ）に示す電
圧レベルＶ１を設定し、これを第１の比較器３４に供給
するものである。Ｖｔａ設定回路３２は、図７（Ａ）の
上側電圧レベルＶｔａを設定し、これを第２の比較器３
５に供給するものである。Ｖｔｂ設定回路３３は、図７
（Ａ）の下側電圧レベルＶｔｂを設定し、これを第３の
比較器３６に供給するものである。なお、Ｖｔａ設定回
路３２及びＶｔｂ設定回路３３は演算手段を含み、ライ
ン２５の負荷電流Ｉｏと図４の各部の定数とに基づいて
図７のｔ２〜ｔ３期間Ｔ１とｔ３〜ｔ４期間Ｔ２とが現
在の負荷電流Ｉｏに対応して最適時間長になるように電
圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂを決定する。
圧レベルＶ１を設定し、これを第１の比較器３４に供給
するものである。Ｖｔａ設定回路３２は、図７（Ａ）の
上側電圧レベルＶｔａを設定し、これを第２の比較器３
５に供給するものである。Ｖｔｂ設定回路３３は、図７
（Ａ）の下側電圧レベルＶｔｂを設定し、これを第３の
比較器３６に供給するものである。なお、Ｖｔａ設定回
路３２及びＶｔｂ設定回路３３は演算手段を含み、ライ
ン２５の負荷電流Ｉｏと図４の各部の定数とに基づいて
図７のｔ２〜ｔ３期間Ｔ１とｔ３〜ｔ４期間Ｔ２とが現
在の負荷電流Ｉｏに対応して最適時間長になるように電
圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂを決定する。
【００１９】第１の比較器３４はライン２４の鋸波電圧
Ｖｔと電圧レベルＶ１とを比較し、鋸波電圧Ｖｔが電圧
レベルＶ１よりも高い時に高レベルとなる図７（Ｂ）の
スイッチ制御信号を出力する。
Ｖｔと電圧レベルＶ１とを比較し、鋸波電圧Ｖｔが電圧
レベルＶ１よりも高い時に高レベルとなる図７（Ｂ）の
スイッチ制御信号を出力する。
【００２０】第２の比較器３５はライン２４の鋸波電圧
Ｖｔと上側電圧レベルＶｔａとを比較し、鋸波電圧Ｖｔ
が上側電圧レベルＶｔａよりも高い時に低レベルとなる
図７（Ｃ）の信号を出力する。なお、Ｖｔａは鋸波電圧
Ｖｔの最大値よりも少し低い値に設定される。
Ｖｔと上側電圧レベルＶｔａとを比較し、鋸波電圧Ｖｔ
が上側電圧レベルＶｔａよりも高い時に低レベルとなる
図７（Ｃ）の信号を出力する。なお、Ｖｔａは鋸波電圧
Ｖｔの最大値よりも少し低い値に設定される。
【００２１】第３の比較器３６はライン２４の鋸波電圧
Ｖｔと下側電圧レベルＶｔｂとを比較し、下側電圧レベ
ルＶｔｂが三角は電圧Ｖｔよりも高い時に低レベルとな
る図７（Ｄ）の信号を出力する。
Ｖｔと下側電圧レベルＶｔｂとを比較し、下側電圧レベ
ルＶｔｂが三角は電圧Ｖｔよりも高い時に低レベルとな
る図７（Ｄ）の信号を出力する。
【００２２】ＡＮＤゲート３７は第２及び第３の比較器
３５、３６に接続されており、第２及び第３の比較器３
５、３６の低レベル出力に対応して低レベルとなる図７
（Ｅ）の信号を出力する。このＡＮＤゲート３７の出力
はソフトスイッチング用スイッチＱ３１の制御信号とな
る。
３５、３６に接続されており、第２及び第３の比較器３
５、３６の低レベル出力に対応して低レベルとなる図７
（Ｅ）の信号を出力する。このＡＮＤゲート３７の出力
はソフトスイッチング用スイッチＱ３１の制御信号とな
る。
【００２３】次に、図４の回路の動作を図８の波形図を
参照して説明する。図８は図６の負荷電流Ｉｏが負の半
波の期間におけるｔ３時点及びこの近傍における図４の
各部の状態を示す。更に詳細には図８（Ａ）（Ｂ）は第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号（ゲート信
号）を示し、図８（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）は第１、第２及び
第３のソフトスイッチング用スイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33
の制御信号（ゲート信号）を示し、図８（Ｆ）（Ｇ）は
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の端子間電圧Ｖq1、
Ｖq2を示し、図８（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）は第１、第２及び
第３のソフトスイッチング用スイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33
の端子間電圧Ｖq31 、Ｖq32 、Ｖq33 を示す。なお、第
４のスイッチＱ4 は第１のスイッチＱ1 と実質的に同一
に動作し、第３のスイッチＱ3 は第２のスイッチＱ2 と
実質的に同一に動作する。以下の説明において電流経路
は各部の参照符号のみで示す。図８のｔ1 時点の前で
は、第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 がオフ、第１及
び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 がオン、第１のソフトスイ
ッチング用スイッチＱ31がオン、第２及び第３のソフト
スイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33がオフであり、且つ
負の半波期間である。従って、誘導性負荷２０のエネル
ギの放出によって２０−Ｄ１−Ｄ３１−１−Ｄ４ の閉
回路が形成される。この時、第２及び第３のコンデンサ
Ｃ２ 、Ｃ３ は電源１の電圧に充電されている。
参照して説明する。図８は図６の負荷電流Ｉｏが負の半
波の期間におけるｔ３時点及びこの近傍における図４の
各部の状態を示す。更に詳細には図８（Ａ）（Ｂ）は第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号（ゲート信
号）を示し、図８（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）は第１、第２及び
第３のソフトスイッチング用スイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33
の制御信号（ゲート信号）を示し、図８（Ｆ）（Ｇ）は
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の端子間電圧Ｖq1、
Ｖq2を示し、図８（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）は第１、第２及び
第３のソフトスイッチング用スイッチＱ31、Ｑ32、Ｑ33
の端子間電圧Ｖq31 、Ｖq32 、Ｖq33 を示す。なお、第
４のスイッチＱ4 は第１のスイッチＱ1 と実質的に同一
に動作し、第３のスイッチＱ3 は第２のスイッチＱ2 と
実質的に同一に動作する。以下の説明において電流経路
は各部の参照符号のみで示す。図８のｔ1 時点の前で
は、第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 がオフ、第１及
び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 がオン、第１のソフトスイ
ッチング用スイッチＱ31がオン、第２及び第３のソフト
スイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33がオフであり、且つ
負の半波期間である。従って、誘導性負荷２０のエネル
ギの放出によって２０−Ｄ１−Ｄ３１−１−Ｄ４ の閉
回路が形成される。この時、第２及び第３のコンデンサ
Ｃ２ 、Ｃ３ は電源１の電圧に充電されている。
【００２４】ｔ1 時点で第２及び第３のソフトスイッチ
ング用スイッチＱ32、Ｑ33がオンになると、１−Ｑ31−
Ｑ32−Ｌr −Ｑ33の閉回路に電流が流れ、インダクタＬ
r にエネルギが蓄積される。この時、インダクタＬr の
電流は傾斜を有して徐々に立上るために第２及び第３の
ソフトスイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33はゼロ電流ス
イッチングとなり、スイッチング損失がほとんど生じな
い。なお、この期間には、２０−Ｄ１−Ｑ３２−Ｌｒ−
Ｑ３３−Ｄ４の回路にも電流が流れる。
ング用スイッチＱ32、Ｑ33がオンになると、１−Ｑ31−
Ｑ32−Ｌr −Ｑ33の閉回路に電流が流れ、インダクタＬ
r にエネルギが蓄積される。この時、インダクタＬr の
電流は傾斜を有して徐々に立上るために第２及び第３の
ソフトスイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33はゼロ電流ス
イッチングとなり、スイッチング損失がほとんど生じな
い。なお、この期間には、２０−Ｄ１−Ｑ３２−Ｌｒ−
Ｑ３３−Ｄ４の回路にも電流が流れる。
【００２５】ｔ2 時点で第１のソフトスイッチング用ス
イッチＱ３1をタ−ンオフすると、インダクタＬr に対
する電源１からのエネルギの供給が停止し、インダクタ
Ｌrの蓄積エネルギに基づいてＬr −Ｑ3３ −Ｃ２ −Ｄ
１−Ｑ３２の閉回路及びＬr−Ｑ３３−Ｄ４ −Ｃ3 −Ｑ
32の閉回路が形成され、第２及び第３のコンデンサＣ２
、Ｃ３ の放電が生じ、この電圧即ち第２及び第３のス
イッチＱ２ 、Ｑ３の電圧Ｖq２、Ｖq３が図８（Ｇ）に
示すように徐々に低下し、また、第１のソフトスイッチ
ング用スイッチＱ31の電圧Ｖq31 が図８（Ｈ）に示すよ
うに徐々に上昇する。第１のソフトスイッチング用スイ
ッチＱ31はｔ2 時点でタ−ンオフするが、この時電圧は
零であり、このＺＶＳが達成される。ｔ2 〜ｔ3 期間は
ｔ3 時点で第２及び第３のスイッチＱ２ 、Ｑ３ の電圧
がほぼ零になるように決定されている。従って、ｔ3 時
点で第２及び第３のスイッチＱ２ 、Ｑ３ をタ−ンオン
すると、ＺＶＳが達成される。
イッチＱ３1をタ−ンオフすると、インダクタＬr に対
する電源１からのエネルギの供給が停止し、インダクタ
Ｌrの蓄積エネルギに基づいてＬr −Ｑ3３ −Ｃ２ −Ｄ
１−Ｑ３２の閉回路及びＬr−Ｑ３３−Ｄ４ −Ｃ3 −Ｑ
32の閉回路が形成され、第２及び第３のコンデンサＣ２
、Ｃ３ の放電が生じ、この電圧即ち第２及び第３のス
イッチＱ２ 、Ｑ３の電圧Ｖq２、Ｖq３が図８（Ｇ）に
示すように徐々に低下し、また、第１のソフトスイッチ
ング用スイッチＱ31の電圧Ｖq31 が図８（Ｈ）に示すよ
うに徐々に上昇する。第１のソフトスイッチング用スイ
ッチＱ31はｔ2 時点でタ−ンオフするが、この時電圧は
零であり、このＺＶＳが達成される。ｔ2 〜ｔ3 期間は
ｔ3 時点で第２及び第３のスイッチＱ２ 、Ｑ３ の電圧
がほぼ零になるように決定されている。従って、ｔ3 時
点で第２及び第３のスイッチＱ２ 、Ｑ３ をタ−ンオン
すると、ＺＶＳが達成される。
【００２６】ｔ3 時点で第２及び第３のスイッチＱ２
、Ｑ３ をタ−ンオン制御し、第１及び第４のスイッチ
Ｑ１ 、Ｑ４ をタ−ンオフ制御すると共に、第２及び第
３のソフトスイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33をタ−ン
オフ制御すると、Ｌr −Ｄ32−Ｃ1 −Ｑ2 −Ｄ3３の閉
回路とＬr −Ｄ32−Ｑ3 −Ｃ4 −Ｄ3３の閉回路に電流
が流れ、第１及び第４のスイッチＱ１ 、Ｑ４ の電圧が
図８（Ｆ）のｔ３〜ｔ４に示すように徐々に高くなり、
第１のソフトスイッチング用スイッチＱ31の電圧Ｖq31
が徐々に低くなる。従って、第１及び第４のスイッチＱ
１ 、Ｑ４ のタ−ンオフ時のＺＶＳ及び第１のソフトス
イッチング用スイッチＱ31のタ−ンオン時のＺＶＳが達
成される。本実施例では、ｔ０時点において、第１〜第
３のソフトスイッチング用スイッチＱ３１〜Ｑ３３を特
別に制御しない。この様にｔ０でソフトスイッチング制
御しなくても、第１及び第４のスイッチＱ1、Ｑ4のソフ
トスイッチングが可能である。即ち、負荷２０は誘導性
負荷であり、且つ図８のｔ０時点は負荷２０に負方向電
流が流れている図６のｔ２〜ｔ４期間内にあるので、図
８のｔ０時点で第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４がタ
ーンオン制御されても,トランジスタスイッチＳ１，Ｓ
４に電流が流れ込まず、第１及び第４のコンデンサＣ
１，Ｃ４の放電回路がスイッチＳ１，Ｓ４を通らない回
路で形成される。即ち、ｔ０直後に、２０−Ｃ１−Ｃ３
の回路及び２０−Ｃ２−Ｃ４の回路が形成され、コンデ
ンサＣ１，Ｃ４の放電とコンデンサＣ２，Ｃ３の充電が
行われる。このため、ｔ０時点で第１及び第４のスイッ
チＱ１，Ｑ４のゼロ電流スイッチング、及び第２及び第
３のスイッチＱ２，Ｑ３のＺＶＳが達成される。
、Ｑ３ をタ−ンオン制御し、第１及び第４のスイッチ
Ｑ１ 、Ｑ４ をタ−ンオフ制御すると共に、第２及び第
３のソフトスイッチング用スイッチＱ32、Ｑ33をタ−ン
オフ制御すると、Ｌr −Ｄ32−Ｃ1 −Ｑ2 −Ｄ3３の閉
回路とＬr −Ｄ32−Ｑ3 −Ｃ4 −Ｄ3３の閉回路に電流
が流れ、第１及び第４のスイッチＱ１ 、Ｑ４ の電圧が
図８（Ｆ）のｔ３〜ｔ４に示すように徐々に高くなり、
第１のソフトスイッチング用スイッチＱ31の電圧Ｖq31
が徐々に低くなる。従って、第１及び第４のスイッチＱ
１ 、Ｑ４ のタ−ンオフ時のＺＶＳ及び第１のソフトス
イッチング用スイッチＱ31のタ−ンオン時のＺＶＳが達
成される。本実施例では、ｔ０時点において、第１〜第
３のソフトスイッチング用スイッチＱ３１〜Ｑ３３を特
別に制御しない。この様にｔ０でソフトスイッチング制
御しなくても、第１及び第４のスイッチＱ1、Ｑ4のソフ
トスイッチングが可能である。即ち、負荷２０は誘導性
負荷であり、且つ図８のｔ０時点は負荷２０に負方向電
流が流れている図６のｔ２〜ｔ４期間内にあるので、図
８のｔ０時点で第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４がタ
ーンオン制御されても,トランジスタスイッチＳ１，Ｓ
４に電流が流れ込まず、第１及び第４のコンデンサＣ
１，Ｃ４の放電回路がスイッチＳ１，Ｓ４を通らない回
路で形成される。即ち、ｔ０直後に、２０−Ｃ１−Ｃ３
の回路及び２０−Ｃ２−Ｃ４の回路が形成され、コンデ
ンサＣ１，Ｃ４の放電とコンデンサＣ２，Ｃ３の充電が
行われる。このため、ｔ０時点で第１及び第４のスイッ
チＱ１，Ｑ４のゼロ電流スイッチング、及び第２及び第
３のスイッチＱ２，Ｑ３のＺＶＳが達成される。
【００２７】図６のｔ１〜ｔ２期間には正方向の負荷電
流Ｉｏが流れる。正の半波期間ｔ１〜ｔ２と負の半波期
間ｔ０〜ｔ１及びｔ２〜ｔ４とでは図４の補正回路６ａ
の働きで、比較器７に互いに反対位相の鋸波電圧Ｖｔ
１，Ｖｔ２が供給される。この結果、図６のｔ１〜ｔ２
期間では第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４のターンオ
ン時点及び第２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のターン
オフ時点で鋸波電圧Ｖｔ１が垂直に立上っている。ソフ
トスイッチング用スイッチＱ３１〜Ｑ３３の制御信号は
図６（Ａ）に示す全期間で同一位相の鋸波電圧Ｖｔに基
づいて作成されているが、第１〜第４のスイッチＱ１〜
Ｑ４の制御信号は図６（Ｂ）の補正鋸波電圧Ｖｔ’に基
づいて作成されているので、負の半波期間の第１及び第
４のスイッチＱ１，Ｑ４のターンオン時のＺＶＳと、正
の半波期間の第２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のター
ンオン時のＺＶＳとが可能になる。
流Ｉｏが流れる。正の半波期間ｔ１〜ｔ２と負の半波期
間ｔ０〜ｔ１及びｔ２〜ｔ４とでは図４の補正回路６ａ
の働きで、比較器７に互いに反対位相の鋸波電圧Ｖｔ
１，Ｖｔ２が供給される。この結果、図６のｔ１〜ｔ２
期間では第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４のターンオ
ン時点及び第２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のターン
オフ時点で鋸波電圧Ｖｔ１が垂直に立上っている。ソフ
トスイッチング用スイッチＱ３１〜Ｑ３３の制御信号は
図６（Ａ）に示す全期間で同一位相の鋸波電圧Ｖｔに基
づいて作成されているが、第１〜第４のスイッチＱ１〜
Ｑ４の制御信号は図６（Ｂ）の補正鋸波電圧Ｖｔ’に基
づいて作成されているので、負の半波期間の第１及び第
４のスイッチＱ１，Ｑ４のターンオン時のＺＶＳと、正
の半波期間の第２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のター
ンオン時のＺＶＳとが可能になる。
【００２８】図９は図６のｔ１〜ｔ２の負荷電流Ｉｏの
正の半波期間における第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ
２のターンオン時及びターンオフ時の動作を示す。図９
の正の半波期間ｔ１〜ｔ２では、第１のスイッチＱ１の
ターンオン時においてソフトスイッチング用スイッチＱ
３１〜Ｑ３３によるソフトスイッチング制御が図８のｔ
１〜ｔ４と同様に実行され、第２のスイッチＱ２のター
ンオン時点ではソフトスイッチング用スイッチＱ３１〜
Ｑ３３の制御は実行されない。第２のスイッチＱ２のタ
ーンオン時にソフトスイッチング制御を行わなくても、
負荷２０が誘導性負荷であり、第２のスイッチＱ２のタ
ーンオン時に負荷２０の蓄積エネルギの放出に基づいて
２０−Ｃ４−Ｃ２の閉回路及び２０−Ｃ３−Ｃ１の閉回
路に電流が流れ、コンデンサＣ２，Ｃ３の放電とコンデ
ンサＣ１，Ｃ４の充電が行われ、第２及び第３のスイッ
チＱ２，Ｑ３のゼロ電流スイッチングと、第１及び第４
のスイッチＱ１，Ｑ４のＺＶＳが達成され、電力損失及
びノイズが低減される。
正の半波期間における第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ
２のターンオン時及びターンオフ時の動作を示す。図９
の正の半波期間ｔ１〜ｔ２では、第１のスイッチＱ１の
ターンオン時においてソフトスイッチング用スイッチＱ
３１〜Ｑ３３によるソフトスイッチング制御が図８のｔ
１〜ｔ４と同様に実行され、第２のスイッチＱ２のター
ンオン時点ではソフトスイッチング用スイッチＱ３１〜
Ｑ３３の制御は実行されない。第２のスイッチＱ２のタ
ーンオン時にソフトスイッチング制御を行わなくても、
負荷２０が誘導性負荷であり、第２のスイッチＱ２のタ
ーンオン時に負荷２０の蓄積エネルギの放出に基づいて
２０−Ｃ４−Ｃ２の閉回路及び２０−Ｃ３−Ｃ１の閉回
路に電流が流れ、コンデンサＣ２，Ｃ３の放電とコンデ
ンサＣ１，Ｃ４の充電が行われ、第２及び第３のスイッ
チＱ２，Ｑ３のゼロ電流スイッチングと、第１及び第４
のスイッチＱ１，Ｑ４のＺＶＳが達成され、電力損失及
びノイズが低減される。
【００２９】上述から明らかなように,本実施例によれ
ば次の効果が得られる。 （１） ソフトスイッチング回路９ａの働きで主スイッ
チＱ１〜Ｑ４のスイッチング損失及びノイズを低減させ
ることができる。 （２） 負荷電流が正方向の時には、第２及び第３のス
イッチＱ２，Ｑ３のターンオフ時のみにソフトスイッチ
ング回路９ａを動作させ、第１及び第４のスイッチＱ
１，Ｑ４のターンオフ時にはソフトスイッチング回路９
ａを動作させない。また、負荷電流の負の半波期間に
は、第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４のターンオフ時
にソフトスイッチング回路９ａを動作させ、第２及び第
３のスイッチＱ２，Ｑ３のターンオフ時にはソフトスイ
ッチング回路９ａを動作させない。従って、ソフトスイ
ッチング回路９ａのスイッチＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３の
オン・オフ回数が少なくなり、これに基づく損失が低減
し、効率を向上させることができる。 （３） 第１,第２及び第３のソフトスイッチング用ス
イッチＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３の制御信号を鋸波電圧と
電圧レベルＶ１，Ｖｔａ、Ｖｔｂとに基づいて容易に作
成することができる。 （４） 電圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂを負荷電流で制御す
るので、ｔ２〜ｔ３の時間長Ｔ１及びｔ３〜ｔ４の時間
長Ｔ２を最適時間長にすることができ、ソフトスイッチ
ングを良好に達成することができる。
ば次の効果が得られる。 （１） ソフトスイッチング回路９ａの働きで主スイッ
チＱ１〜Ｑ４のスイッチング損失及びノイズを低減させ
ることができる。 （２） 負荷電流が正方向の時には、第２及び第３のス
イッチＱ２，Ｑ３のターンオフ時のみにソフトスイッチ
ング回路９ａを動作させ、第１及び第４のスイッチＱ
１，Ｑ４のターンオフ時にはソフトスイッチング回路９
ａを動作させない。また、負荷電流の負の半波期間に
は、第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４のターンオフ時
にソフトスイッチング回路９ａを動作させ、第２及び第
３のスイッチＱ２，Ｑ３のターンオフ時にはソフトスイ
ッチング回路９ａを動作させない。従って、ソフトスイ
ッチング回路９ａのスイッチＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３の
オン・オフ回数が少なくなり、これに基づく損失が低減
し、効率を向上させることができる。 （３） 第１,第２及び第３のソフトスイッチング用ス
イッチＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３の制御信号を鋸波電圧と
電圧レベルＶ１，Ｖｔａ、Ｖｔｂとに基づいて容易に作
成することができる。 （４） 電圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂを負荷電流で制御す
るので、ｔ２〜ｔ３の時間長Ｔ１及びｔ３〜ｔ４の時間
長Ｔ２を最適時間長にすることができ、ソフトスイッチ
ングを良好に達成することができる。
【００３０】
【第２の実施例】次に、図１０を参照して、本発明の第
２の実施例に係わるモータ駆動等に通したＡＣ−ＤＣ−
ＡＣ電力変換装置を説明する。但し、図１０及び後述す
る図１１〜図１２において、図４と実施的に同一の部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。
２の実施例に係わるモータ駆動等に通したＡＣ−ＤＣ−
ＡＣ電力変換装置を説明する。但し、図１０及び後述す
る図１１〜図１２において、図４と実施的に同一の部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００３１】図１０は第２の実施例の３相電力変換装置
を示す。この実施例では一対の直流ライン１１、１２間
の直流電圧を３相交流電圧に変換して誘導性負荷２０ａ
に供給するために、図４に示した第１及び第２の変換回
路２ａ、２ｂと同様なものに加えて第３の変換回路２ｃ
が設けられている。第３の変換回路２ｃは第１の変換回
路２ａの第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及び第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 と同様なものを含み、一
対の直流ライン１１、１２間に接続されている。要する
に、図１０では第１、第２及び第３の変換回路２ａ、２
ｂ、２ｃによって３相ブリッジ型インバ−タ回路が構成
されている。
を示す。この実施例では一対の直流ライン１１、１２間
の直流電圧を３相交流電圧に変換して誘導性負荷２０ａ
に供給するために、図４に示した第１及び第２の変換回
路２ａ、２ｂと同様なものに加えて第３の変換回路２ｃ
が設けられている。第３の変換回路２ｃは第１の変換回
路２ａの第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及び第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 と同様なものを含み、一
対の直流ライン１１、１２間に接続されている。要する
に、図１０では第１、第２及び第３の変換回路２ａ、２
ｂ、２ｃによって３相ブリッジ型インバ−タ回路が構成
されている。
【００３２】３相交流電源４０と一対の直流ライン１
１、１２との間には３相ブリッジ型コンバ−タ回路が接
続されている。３相ブリッジ型コンバ−タ回路は３相交
流電源４０と一対の直流ライン１１、１２との間に接続
された第１、第２及び第３のコンバ−タ変換回路４１、
４２、４３を有する。第１、第２、第３のコンバ−タ回
路４１、４２、４３は互いに同一に形成されているの
で、図１０では第１のコンバ−タ変換回路４１のみが詳
しく示されている。この第１のコンバ−タ変換回路４１
はＩＧＢＴから成る２つのスイッチＱ41、Ｑ42から成
り、インバ−タ変換回路２ａと同一に構成されている。
なお、スイッチＱ41、Ｑ42はトランジスタスイッチＳ4
1、Ｓ42の他に内蔵ダイオ−ドＤ41、Ｄ42を有し、コン
デンサＣ41、Ｃ42はスイッチＱ41、Ｑ42に並列に接続さ
れている。また、第１、第２及び第３のコンバ−タ変換
回路４１、４２、４３に含まれている対のスイッチの相
互接続点は３相交流電源４０に接続され、それぞれの対
のスイッチの直列回路は直流ライン１１、１２間に接続
されている。要するに、３相のインバ−タ変換回路２
ａ、２ｂ、２ｃ及び３相のコンバ−タ変換回路４１、４
２、４３を構成している各対のスイッチ直列回路即ちア
−ムは互いに並列に接続されている。なお、電源４０の
各相の交流出力ラインにインダクタを含む高周波成分除
去回路(図示せず)が接続されている。
１、１２との間には３相ブリッジ型コンバ−タ回路が接
続されている。３相ブリッジ型コンバ−タ回路は３相交
流電源４０と一対の直流ライン１１、１２との間に接続
された第１、第２及び第３のコンバ−タ変換回路４１、
４２、４３を有する。第１、第２、第３のコンバ−タ回
路４１、４２、４３は互いに同一に形成されているの
で、図１０では第１のコンバ−タ変換回路４１のみが詳
しく示されている。この第１のコンバ−タ変換回路４１
はＩＧＢＴから成る２つのスイッチＱ41、Ｑ42から成
り、インバ−タ変換回路２ａと同一に構成されている。
なお、スイッチＱ41、Ｑ42はトランジスタスイッチＳ4
1、Ｓ42の他に内蔵ダイオ−ドＤ41、Ｄ42を有し、コン
デンサＣ41、Ｃ42はスイッチＱ41、Ｑ42に並列に接続さ
れている。また、第１、第２及び第３のコンバ−タ変換
回路４１、４２、４３に含まれている対のスイッチの相
互接続点は３相交流電源４０に接続され、それぞれの対
のスイッチの直列回路は直流ライン１１、１２間に接続
されている。要するに、３相のインバ−タ変換回路２
ａ、２ｂ、２ｃ及び３相のコンバ−タ変換回路４１、４
２、４３を構成している各対のスイッチ直列回路即ちア
−ムは互いに並列に接続されている。なお、電源４０の
各相の交流出力ラインにインダクタを含む高周波成分除
去回路(図示せず)が接続されている。
【００３３】３つの変換回路２ａ、２ｂ、２ｃから成る
３相ブリッジ型インバ−タ回路、及び３つの変換回路４
１、４２、４３から成る３相ブリッジ型コンバ−タ回路
は、周知の制御方法で制御される。但し、本実施例で
は、全変換回路２ａ、２ｂ、２ｃ、４１４２、４３が各
相の補正鋸波電圧Ｖt’に基づく制御信号によって同期
的に駆動される。
３相ブリッジ型インバ−タ回路、及び３つの変換回路４
１、４２、４３から成る３相ブリッジ型コンバ−タ回路
は、周知の制御方法で制御される。但し、本実施例で
は、全変換回路２ａ、２ｂ、２ｃ、４１４２、４３が各
相の補正鋸波電圧Ｖt’に基づく制御信号によって同期
的に駆動される。
【００３４】図９の実施例によれば、ＡＣ−ＤＣ変換コ
ンバ−タ回路のスイッチＱ41、Ｑ42等のソフトスイッチ
ングを第１の実施例のスイッチＱ1 、Ｑ2 等と同様に行
うことができる。また、１つのソフトスイッチング回路
９ａによってインバ−タ回路とコンバ−タ回路との両方
のスイッチのソフトスイッチングを行うことが可能にな
る。
ンバ−タ回路のスイッチＱ41、Ｑ42等のソフトスイッチ
ングを第１の実施例のスイッチＱ1 、Ｑ2 等と同様に行
うことができる。また、１つのソフトスイッチング回路
９ａによってインバ−タ回路とコンバ−タ回路との両方
のスイッチのソフトスイッチングを行うことが可能にな
る。
【００３５】
【第３の実施例】図１１に示す第３の実施例の電力変換
装置は、図４の回路における負荷電流検出器２３の代り
に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流検出器５
１、５２を設けた他は、図４と実質的に同一に構成した
ものである。図１１の回路において、負荷２０の電流Ｉ
ｏは図６（Ｅ）（Ｆ）に示す第１及び第２のスイッチＱ
１，Ｑ２の電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の合成になるので、負荷
電流ＩｏをＩｑ１，Ｉｑ２の演算で求めることができ
る。 この第３の実施例によっても、第１の実施例と同
様な作用効果を得ることができる。
装置は、図４の回路における負荷電流検出器２３の代り
に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流検出器５
１、５２を設けた他は、図４と実質的に同一に構成した
ものである。図１１の回路において、負荷２０の電流Ｉ
ｏは図６（Ｅ）（Ｆ）に示す第１及び第２のスイッチＱ
１，Ｑ２の電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の合成になるので、負荷
電流ＩｏをＩｑ１，Ｉｑ２の演算で求めることができ
る。 この第３の実施例によっても、第１の実施例と同
様な作用効果を得ることができる。
【００３６】
【第４の実施例】図１２の電力変換装置は図４の回路に
コンデンサＣo を付加した他は図４と同一に構成したも
のである。図１２に示すように一対の直流ライン１１、
１２間にコンデンサＣo を接続すると、コンデンサＣ1
〜Ｃ4 にコンデンサＣo を並列に接続した状態になるの
でスイッチＱ1 〜Ｑ4 のタ−ンオフ時の電圧上昇率（ｄ
ｖ／ｄt)が制限され、電圧変化率が小さくなり、第１〜
第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4のタ−ンオフ時のスイッチン
グ損失の低減が良好に達成される。なお、コンデンサＣ
o は図１０及び図１１の回路にも図１２と同様に接続す
ることができる。また、コンデンサＣo を一対のライン
１１、１２間に接続する代りに、第１のソフトスイッチ
ング用スイッチＱ31に並列に接続することもできる。
コンデンサＣo を付加した他は図４と同一に構成したも
のである。図１２に示すように一対の直流ライン１１、
１２間にコンデンサＣo を接続すると、コンデンサＣ1
〜Ｃ4 にコンデンサＣo を並列に接続した状態になるの
でスイッチＱ1 〜Ｑ4 のタ−ンオフ時の電圧上昇率（ｄ
ｖ／ｄt)が制限され、電圧変化率が小さくなり、第１〜
第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4のタ−ンオフ時のスイッチン
グ損失の低減が良好に達成される。なお、コンデンサＣ
o は図１０及び図１１の回路にも図１２と同様に接続す
ることができる。また、コンデンサＣo を一対のライン
１１、１２間に接続する代りに、第１のソフトスイッチ
ング用スイッチＱ31に並列に接続することもできる。
【００３７】
【変形例】本発明は上記の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） コンデンサＣ1 〜Ｃ4 をスイッチＱ1 〜Ｑ4 の
対の主端子間即ちコレクタ・エミッタ間の寄生容量とす
ること、又は寄生容量と個別のコンデンサとの合計容量
とすることができる。 （２） 第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 、第１〜第３
のソフトスイッチング用スイッチＱ31〜Ｑ33を絶縁ゲ−
ト型電界効果トランジスタ、バイポ−ラトランジスタ等
の他の半導体スイッチとすることができる。 （３） 各実施例で負荷２０、２０ａが回生電力を発生
する場合には変換回路２ａ、２ｂ、２ｃを介して直流側
に電力を回生することができる。 （４） 図１０のようにＡＣ−ＤＣ変換器とＤＣ−ＡＣ
変換器との組み合せ回路におけるいずれか一方を省いて
ＡＣ−ＤＣ変換器のみ、又はＤＣ−ＡＣ変換器のみとす
ることができる。 （５） 図１０の実施例のようにコンバ−タ変換回路４
１、４２、４３を設ける場合には交流入力の力率及び波
形を改善するようにスイッチＱ41、Ｑ42等を制御するこ
とが望ましい。 （６） 図４から第２の変換回路２ｂを省き、第２のス
イッチＱ2 に並列に変換用コンデンサを介して出力トラ
ンスの１次巻線又は負荷回路を接続してハ−フブリッジ
型インバ−タを構成することができる。 （７） 各実施例の電力変換回路を、負荷電流Ｉｏの方
向に無関係に、第１のスイッチＱ１のターンオン時の全
てと第２のスイッチＱ２のターンオン時の全てにおいて
第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチＱ３１〜Ｑ
３２を使用したソフトスイッチング制御を行うように変
形することができる。 （８） 第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチＱ
３１〜Ｑ３３の制御信号を、図５に示すように比較器３
４、３５、３６を使用して形成する代りに、鋸波電圧Ｖ
ｔを基準にして動作する複数のタイマを設け、このタイ
マの出力に基づいて、図８（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び図９
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）の制御信号を形成することができ
る。この場合、タイマを可変タイマとして負荷電流に基
づいて出力パルスの幅を変えることが望ましい。 （９） 第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチＱ
３１，Ｑ３２，Ｑ３３の制御パルスを形成する際に、第
１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のターンオン時点又は
ターンオフ時点を予測することが必要な場合には、１〜
数サンプル前の第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のオ
ン時間幅に基づいて次のサンプルのターンオン時点又は
ターンオフ時点を予測し、この予測時点を基準にしてス
イッチＱ３１〜Ｑ３３の制御パルスを形成することがで
きる。 （１０） 主制御回路２１及び補助制御回路２２の一部
又は全部をデイジタル回路で形成することができる。 （１１） 負荷電流を電源１に流れる電流を検出して決
定してもよい。 （１２） 第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチ
Ｑ３１〜Ｑ３３の動作によって第１又は第２のスイッチ
Ｑ１，Ｑ２の電圧を実質的に零にし、この実質的に零に
なったことを電圧検出器によって検出し、この検出に基
づいて第１又は第２のスイッチＱ１，Ｑ２をターンオン
制御することもできる。この方法を採用すると上記
（７）で述べたように全ての主スイッチＱ１〜Ｑ４のタ
ーンオン時点でソフトスイッチング回路９ａを動作させ
ることが容易に達成される。 （１３） 図１０の三相電力変換装置のインバータ及び
コンバータの任意の相の変換回路の動作を停止し、残り
の相の変換回路をＰＷＭ制御すること,又は任意の相の
変換回路を取り除いた構成にすることができる。 （１４） 図５〜図７に示すソフトスイッチング制御パ
ルスの形成方法を図４のソフトスイッチング回路９ａ以
外のこれに類似したソフトスイッチング回路の制御にも
適用することができる。 （１５） 電圧レベルＶ１をＶｔａ、Ｖｔｂと同様に負
荷電流に基づいて制御することができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） コンデンサＣ1 〜Ｃ4 をスイッチＱ1 〜Ｑ4 の
対の主端子間即ちコレクタ・エミッタ間の寄生容量とす
ること、又は寄生容量と個別のコンデンサとの合計容量
とすることができる。 （２） 第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 、第１〜第３
のソフトスイッチング用スイッチＱ31〜Ｑ33を絶縁ゲ−
ト型電界効果トランジスタ、バイポ−ラトランジスタ等
の他の半導体スイッチとすることができる。 （３） 各実施例で負荷２０、２０ａが回生電力を発生
する場合には変換回路２ａ、２ｂ、２ｃを介して直流側
に電力を回生することができる。 （４） 図１０のようにＡＣ−ＤＣ変換器とＤＣ−ＡＣ
変換器との組み合せ回路におけるいずれか一方を省いて
ＡＣ−ＤＣ変換器のみ、又はＤＣ−ＡＣ変換器のみとす
ることができる。 （５） 図１０の実施例のようにコンバ−タ変換回路４
１、４２、４３を設ける場合には交流入力の力率及び波
形を改善するようにスイッチＱ41、Ｑ42等を制御するこ
とが望ましい。 （６） 図４から第２の変換回路２ｂを省き、第２のス
イッチＱ2 に並列に変換用コンデンサを介して出力トラ
ンスの１次巻線又は負荷回路を接続してハ−フブリッジ
型インバ−タを構成することができる。 （７） 各実施例の電力変換回路を、負荷電流Ｉｏの方
向に無関係に、第１のスイッチＱ１のターンオン時の全
てと第２のスイッチＱ２のターンオン時の全てにおいて
第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチＱ３１〜Ｑ
３２を使用したソフトスイッチング制御を行うように変
形することができる。 （８） 第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチＱ
３１〜Ｑ３３の制御信号を、図５に示すように比較器３
４、３５、３６を使用して形成する代りに、鋸波電圧Ｖ
ｔを基準にして動作する複数のタイマを設け、このタイ
マの出力に基づいて、図８（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び図９
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）の制御信号を形成することができ
る。この場合、タイマを可変タイマとして負荷電流に基
づいて出力パルスの幅を変えることが望ましい。 （９） 第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチＱ
３１，Ｑ３２，Ｑ３３の制御パルスを形成する際に、第
１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のターンオン時点又は
ターンオフ時点を予測することが必要な場合には、１〜
数サンプル前の第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のオ
ン時間幅に基づいて次のサンプルのターンオン時点又は
ターンオフ時点を予測し、この予測時点を基準にしてス
イッチＱ３１〜Ｑ３３の制御パルスを形成することがで
きる。 （１０） 主制御回路２１及び補助制御回路２２の一部
又は全部をデイジタル回路で形成することができる。 （１１） 負荷電流を電源１に流れる電流を検出して決
定してもよい。 （１２） 第１〜第３のソフトスイッチング用スイッチ
Ｑ３１〜Ｑ３３の動作によって第１又は第２のスイッチ
Ｑ１，Ｑ２の電圧を実質的に零にし、この実質的に零に
なったことを電圧検出器によって検出し、この検出に基
づいて第１又は第２のスイッチＱ１，Ｑ２をターンオン
制御することもできる。この方法を採用すると上記
（７）で述べたように全ての主スイッチＱ１〜Ｑ４のタ
ーンオン時点でソフトスイッチング回路９ａを動作させ
ることが容易に達成される。 （１３） 図１０の三相電力変換装置のインバータ及び
コンバータの任意の相の変換回路の動作を停止し、残り
の相の変換回路をＰＷＭ制御すること,又は任意の相の
変換回路を取り除いた構成にすることができる。 （１４） 図５〜図７に示すソフトスイッチング制御パ
ルスの形成方法を図４のソフトスイッチング回路９ａ以
外のこれに類似したソフトスイッチング回路の制御にも
適用することができる。 （１５） 電圧レベルＶ１をＶｔａ、Ｖｔｂと同様に負
荷電流に基づいて制御することができる。
【図１】従来の電力変換装置の１相分を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図３】別の従来の電力変換装置の１相分を示す回路図
である。
である。
【図４】本発明の第１の実施例の電力変換装置を示す回
路図である。
路図である。
【図５】図４の補助制御回路を概略的に示すブロック図
である。
である。
【図６】図４の主制御回路の各部の状態を示す波形図で
ある。
ある。
【図７】負荷電流の負の半波期間における図４及び図５
の各部の状態を示す波形図である。
の各部の状態を示す波形図である。
【図８】負荷電流の負の半波期間における図４の各部の
状態を示す波形図である。
状態を示す波形図である。
【図９】負荷電流の正の半波期間における図４の各部の
状態を示す波形図である。
状態を示す波形図である。
【図１０】第２の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。
ある。
【図１１】第３の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。
ある。
【図１２】第４の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。
ある。
１ 直流電源 ２ａ、２ｂ、２ｃ 変換回路 ９ａ ソフトスイッチング回路 １１、１２ 直流ライン ２１ 主制御回路 ２２ 補助制御回路 Ｑ1 〜Ｑ4 第１〜第４のスイッチ Ｑ31〜Ｑ33 ソフトスイッチング用スイッチ Ｃ1 〜Ｃ4 コンデンサ Ｌr 共振用インダクタ Ｄ31、Ｄ32 ソフトスイッチング用ダイオ−ド
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−117156（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−80151（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−155280（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48
Claims (6)
- 【請求項１】 対の直流端子と、少なくとも１対の交流
端子と、少なくとも第１、第２、第3及び第4のスイッチ
と、スイッチ制御回路とを有し、前記第１及び第２のス
イッチの直列回路と前記第3及び第4のスイッチの直列回
路とが前記対の直流端子間にそれぞれ接続され、前記対
の交流端子の一方が前記第１及び第２のスイッチの相互
接続点に接続され、前記対の交流端子の他方が前記第3
及び第４のスイッチの相互接続点に接続され、前記スイ
ッチ制御回路は前記第１及び第４のスイッチと前記第2
及び第3のスイッチとを交互にオン・オフ制御するよう
に構成されている電力変換装置において、 前記第１、第２、第3及び第4のスイッチに並列に第１、
第２、第3及び第4のコンデンサ又は寄生容量が接続さ
れ、 前記対の直流端子の一方と他方との間に第１のソフトス
イッチング用スイッチを介して直流電源又はコンデンサ
が接続され、 前記対の直流端子の一方と他方との間に第２のソフトス
イッチング用スイッチと共振用インダクタと第３のソフ
トスイッチング用スイッチとの直流回路が接続され、 前記共振用インダクタの一端と前記対の直流端子の他方
との間に第１のソフトスイッチング用ダイオ−ドが接続
され、 前記共振用インダクタの他端と前記対の直流端子の一方
との間に第２のソフトスイッチング用ダイオ−ドが接続
され、 前記第１及び第２のスイッチの内の少なくとも一方のス
イッチと前記第３及び第４のスイッチの内の少なくとも
一方のスイッチとのタ−ンオン時にこれ等のスイッチの
電圧が零又はほぼ零になるように前記第１、第２及び第
３のソフトスイッチング用スイッチを動作させるための
ソフトスイッチング制御回路が設けられていることを特
徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 前記対の交流端子間に誘導性負荷が接続
されており、前記第１のスイッチを流れる電流又は前記
第２のスイッチを流れる電流又は前記交流端子を通って
流れる電流の方向を検出又は判定する手段を設け、前記
第１又は第２のスイッチのタ−ンオフの直前に前記第１
又は第２のスイッチに流れていた電流の向きが正方向の
時には前記第１、第２及び第３のソフトスイッチング用
スイッチによるソフトスイッチング制御を実行しないこ
とを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 - 【請求項３】 更に、前記対の直流端子の一方と他方と
の間に前記第１及び第２のスイッチの電圧変化率を調整
するためのコンデンサ（Ｃ0 ）が接続されていることを
特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記交流端子は負荷を接続するための端
子であり、 前記スイッチ制御回路は、 前記交流端子に所望の交流電圧を得るために電圧基準値
（Ｖr ）を発生する電圧基準値発生器と、 前記交流電圧の周期よりも十分に短い周期で鋸波電圧
（Ｖt ）発生する鋸波発生器と、 前記出力端子の電流を検出するための電流検出手段と、 前記電流検出手段が正方向電流を検出している時に前記
鋸波発生器の出力に基づいて正相鋸波電圧を出力し、前
記電流検出手段が正方向電流を検出していない時に前記
正相鋸波電圧と逆の位相関係を有する逆相鋸電圧を出力
するための鋸波補正手段と、 前記電圧基準値（Ｖr ）と前記鋸波補正手段の出力とを
比較して前記第１のスイッチのためのＰＷＭ制御信号を
形成する比較器と、 前記第１のスイッチのためのＰＷＭ制御信号と逆位相の
第２のスイッチのためのＰＷＭ制御信号を形成する手段
とを有していることを特徴とする請求項２記載の電力変
換装置。 - 【請求項５】 前記ソフトスイッチング制御回路は、前
記第２及び第３のソフトスイッチング用スイッチを前記
第１又は第２のスイッチのターンオン時点（ｔ３）より
も少し前の第１の時点（ｔ１）から前記ターンオン時点
（ｔ３）までの期間にオン状態に制御し、前記第１のソ
フトスイッチング用スイッチを前記第１の時点（ｔ１）
と前記ターンオン時点（ｔ３）との間の第２の時点（ｔ
２）から前記ターンオン時点（ｔ３）の少し後の第３の
時点（ｔ４）までの期間にオフ状態に制御するものであ
ることを特徴とする請求項１又は２又は３又は４記載の
電力変換装置。 - 【請求項６】 前記ソフトスイッチング制御回路は、 前記第１又は第２のスイッチのオン・オフ繰返し周期と
同一の周期で鋸波電圧を発生する鋸波発生手段と、 前記交流端子を通って流れる電流の大きさ示す信号を検
出又は演算で求める電流検知手段と、 前記電流検知手段の出力（Ｉｏ）と前記インダクタのイ
ンダクタンス（Ｌｒ）と前記直流電源の電圧（Ｖｄｃ）
と前記第１又は第２のコンデンサ又は寄生容量の容量値
（Ｃ）とに基づいて前記鋸波電圧を横切る第１及び第２
の電圧レベル（Ｖｔａ、Ｖｔｂ）を設定し、前記第１の
電圧レベル（Ｖｔａ）を前記鋸波電圧が横切る時点（ｔ
２）から前記鋸波電圧の１周期の終りの時点（ｔ３）ま
での時間長が前記第２の時点（ｔ２）から前記ターンオ
ン時点（ｔ３）までの第１の時間長（Ｔ１）となり、前
記鋸波電圧の１周期の始まりの時点（ｔ３）から前記第
２の電圧レベル（Ｖｔｂ）を前記鋸波電圧が横切る時点
（ｔ４）までの時間長が前記ターンオン時点（ｔ３）か
ら前記第３の時点（ｔ４）までの第２の時間長（Ｔ２）
になるように前記第１の電圧レベル（Ｖｔａ）及び前記
鋸波電圧の振幅が決定されていることを特徴とする請求
項５記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06041799A JP3296424B2 (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06041799A JP3296424B2 (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3296424B2 true JP3296424B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06041799A Expired - Fee Related JP3296424B2 (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電力変換装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| JP4300897B2 (ja) * | 2003-06-18 | 2009-07-22 | サンケン電気株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5388762B2 (ja) * | 2009-08-31 | 2014-01-15 | サンケン電気株式会社 | 共振型電力変換装置 |
| US8254150B2 (en) * | 2009-09-14 | 2012-08-28 | Esab Ab | Inverter with commutation circuit |
-
1999
- 1999-03-08 JP JP06041799A patent/JP3296424B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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