KR100427703B1 - 스위칭 전원장치 - Google Patents

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KR100427703B1
KR100427703B1 KR10-2002-0027730A KR20020027730A KR100427703B1 KR 100427703 B1 KR100427703 B1 KR 100427703B1 KR 20020027730 A KR20020027730 A KR 20020027730A KR 100427703 B1 KR100427703 B1 KR 100427703B1
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토시유키 야마기시
코우이치 모리타
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산켄덴키 가부시키가이샤
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Abstract

역률 개선 기능을 가지는 스위칭 전원장치에 대하여 효율의 향상이 요구되고 있다.
스위칭 전원장치는, 커플을 이루는 교류전원단자(1,2)에 접속된 정류회로(4), 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2), 1차, 2차, 3차 및 4차 코일(N1,N2,N3,N4)을 가지는 트랜스포머(5), 메인 스위치(Q1), 보조 스위치(Q2), 그리고 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)를 가진다. 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)은 서로 전자 결합되어 있고, 역률 및 파형의 개선에 기여한다. 보조 스위치(Q2)는 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 방전회로의 형성에 기여한다. 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)를 메인 스위치(Q1)의 온 제어보다 이전에 방전시키면, 스위칭 손실이 저감된다.

Description

스위칭 전원장치 {SWITCHING POWER SUPPLY UNIT}
본 발명은, 역률(power factor) 및 파형을 개선시킬 수 있는 스위칭 전원장치에 관한 것이다.
교류전원에 접속되고 다이오드 정류회로와 그 정류회로에 접속된 평활용 콘덴서로 이루어지는 정류 평활 회로에 의해 교류-직류의 변환이 가능하다. 그러나, 평활용 콘덴서의 충전전류는 정현파(sine wave) 교류전압의 피크 영역에서만 흐른다. 이로 인해 다이오드 정류회로의 교류입력단자에서의 역률 및 입력전류의 파형이 불량하다. 또, 다이오드 정류회로만으로는 직류전압을 조정할 수 없다.
상기한 정류 평활 회로의 결점을 해결하기 위한 스위칭 전원장치가, 일본국 특허공개공보 평8(1996)-154379호에 개시되어 있다. 여기에 개시된 스위칭 전원장치는, 정류회로와 평활 콘덴서와 DC-DC 컨버터 회로와 역률 개선용 인덕터, 즉 리액터를 가진다. DC-DC 컨버터 회로의 스위치가 온 상태가 되면, 인덕터가 정류회로의 커플을 이루는 출력단자 사이에 스위치를 통해 접속되고, 여기에 전류가 흐른다. 인덕터를 흐르는 전류의 진폭은 교류전압의 진폭 변화에 따라 변화하므로, 역률 및 교류입력전류의 파형이 개선된다.
그런데, 역률 및 파형의 개선 기능을 가지는 스위칭 전원장치에 대하여 전력 손실의 저감, 즉 효율의 향상이 요구되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은, 비교적 간단한 구성을 통해 역률의 개선, 파형의 개선 및 효율 향상을 달성할 수 있는 스위칭 전원장치를 제공하는 데 있다.
도 1은 본 발명에 따른 제 1 실시형태의 스위칭 전원장치를 나타낸 회로도이다.
도 2는 도 1의 제어회로를 상세히 나타낸 블록도이다.
도 3은 역률 및 파형의 개선을 설명하기 위하여 도 1 및 도 7의 각 부의 전압 및 전류를 개략적으로 나타내는 파형도이다.
도 4는 소프트 스위칭을 설명하기 위하여 도 1의 각 부의 전압 및 전류를 개략적으로 나타내는 파형도이다.
도 5는 제어신호의 형성을 설명하기 위하여 도 2의 각 부의 상태를 나타내는 파형도이다.
도 6은 제 2 실시형태의 스위칭 전원장치를 나타내는 회로도이다.
도 7은 제 3 실시형태의 스위칭 전원장치를 나타내는 회로도이다.
도 8은 소프트 스위칭을 설명하기 위하여 도 7의 각 부의 전압 및 전류를 개략적으로 나타내는 파형도이다.
도 9는 제 4 실시형태의 스위칭 전원장치를 나타내는 회로도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 설명 *
4, 4a : 정류회로 5 : 트랜스포머
7 : 보조회로 N1,N2,N3,N4 : 1차, 2차, 3차 및 4차 코일
Q1 : 메인 스위치 Q2 : 보조 스위치
C1 : 평활용 콘덴서 L1, L2 : 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일
상기한 과제를 해결하여 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 대하여, 실시형태를 나타내는 도면의 부호를 참조하여 설명하도록 한다. 단, 본원의 각 청구항 및 여기서의 참조부호는 본 발명의 이해를 돕기 위한 것으로서, 본 발명을 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 교류전원으로부터 공급된 교류전압을 직류전압으로 변환하기 위한 스위칭 전원장치는, 교류전원으로부터 공급된 교류전압을 직류전압으로 변환하기 위한 스위칭 전원장치로서, 교류전압을 공급하기 위한 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)와, 상기 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)에 접속되고 제 1, 제 2 및 제 3 정류출력도체(43,44,45)를 가지며 상기 제 1 및 제 2 정류출력도체(43,44)는 실질적으로 동일한 전압을 출력하도록 형성되어 있는 정류회로(4 또는 4a)와, 메인 코일(N1)을 가지는 트랜스포머(5)와, 상기 메인 코일(N1)의 일단과 상기 제 3 정류출력도체(45)의 사이에 접속된 평활용 콘덴서(C1)와, 상기 메인 코일(N1)의 타단과 상기 제 3 정류출력도체(45)의 사이에 접속된 메인 스위치(Q1)와, 직류출력전압을 얻기 위하여 상기 트랜스포머(5)에 접속된 정류평활회로(6)와, 상기 메인 스위치(Q1)에 병렬로 접속된 콘덴서 또는 기생용량으로 이루어지는 소프트 스위칭용 캐패시턴스 수단(Cq1)과, 상기 메인 코일(N1)에 전자 결합되고 그 일단이 상기 메인 코일(N1)의 일단 및 상기 평활용 콘덴서(C1)의 일단에 접속된 제 1 보조코일(N3)과, 상기 메인 코일(N1) 및 상기 제 1 보조 코일(N3)에 전자 결합되고 그 일단이 상기 제 1 보조코일(N3)의 타단에 접속된 제 2 보조코일(N4)과, 상기 메인 코일(N1)과 상기 메인 스위치(Q1)의 직렬회로에 대하여 상기 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)을 통해 병렬로 접속된 보조 스위치(Q2)와, 상기 제 2 정류출력도체(44)와 상기 제 1 보조코일(N3)의 타단간에 접속된 제 1 인덕턴스 코일(L1)과, 상기 제 1 정류출력도체(43)와 상기 평활용 콘덴서(C1)의 일단간에 접속되고, 상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전자 결합된 제 2 인덕턴스 코일(L2)과, 상기 메인 스위치(Q1) 및 상기 보조 스위치(Q2)에 접속되고, 상기 교류입력단자(1,2)에 인가되는 교류전압의 주파수보다 높은 반복 주파수로 상기 메인 스위치(Q1)를 온·오프 제어하는 제 1 기능, 및 상기 메인 스위치(Q1)의 턴 온 시에 상기 메인 스위치(Q1)를 소프트 스위칭시키기 위하여 상기 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시시점(t2)보다 이전의 시점(t1)에서 상기 보조 스위치(Q2)의 온 제어를 개시하고, 상기 메인 스위치(Q1)의 온 종료시점(t5) 또는 그 온 종료시점(t5)보다 이전의 시점(t4)에서 상기 보조 스위치(Q2)의 온 제어를 종료시키는 제 2 기능을 가지는 제어회로(8)를 포함하는 스위칭 전원장치에 관한 것이다.
또한, 청구범위 제 2항에 개시된 바와 같이, 상기 정류회로(4)는, 상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43)에 접속된 제 2전극을 가지는 제 1 다이오드(D1)와, 상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 2 다이오드(D2)와, 상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 3 다이오드(D3)와, 상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 4 다이오드(D4)와, 상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 정류출력도체(44)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 5 다이오드(D5)와, 상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 정류출력도체(44)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 6 다이오드(D6)로 이루어지는 것이 바람직하다.
또한, 청구범위 제 3항에 개시된 바와 같이, 더욱이, 상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 직렬로 접속된 제 1 역류저지용 다이오드(D11)와, 상기 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 직렬로 접속된 제 2 역류저지용 다이오드(D12)를 가지며, 상기 정류회로(4a)는, 상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43) 및 제 2 정류출력도체(44)에 각각 접속된 제 2 전극을 가지는 제 1 다이오드(D1)와, 상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 2 다이오드(D2)와, 상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43) 및 상기 제 2 정류출력도체(44)에 각각 접속된 제 2 전극을 가지는 제 3 다이오드(D3)와, 상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 4 다이오드(D4)로 이루어지는 것이 바람직하다.
또한, 청구범위 제 4항에 개시된 바와 같이, 더욱이, 역류를 저지하기 위하여 상기 보조 스위치(Q2)에 직렬로 접속된 보조 다이오드(Da)를 가지는 것이 바람직하다.
또한, 청구범위 제 5항에 개시된 바와 같이, 더욱이, 역류를 저지하기 위하여 상기 보조 스위치(Q2)에 직렬로 접속되고 상기 평활용 콘덴서(C1)의 전압으로 역 바이어스되어 있는 방향성을 지닌 보조 다이오드(Db)를 가지는 것이 바람직하다.
청구범위 제 6항에 개시된 바와 같이, 더욱이, 상기 제 2 정류출력도체(44)와 상기 제 3 정류출력도체(45)간에 접속되고 상기 평활용 콘덴서(C1)보다 용량이 작은 바이패스 콘덴서(C2)를 가지는 것이 바람직하다.
청구범위 제 7항에 개시된 바와 같이, 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)을 서로 직렬 접속하고, 제 1 정류출력도체(43)를 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)과 제 2 역류저지용 다이오드(D12)를 통해 평활용 콘덴서(C1)에 접속할 수 있다.
다음으로, 도 1∼도 9를 참조하여 본 발명의 제 1∼제 4 실시형태를 설명하도록 한다.
제 1 실시형태
도 1에 나타낸 제 1 실시형태의 스위칭 전원장치는, 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2), 노이즈 제거 필터(3), 정류회로(4), 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2), 평활용 콘덴서(C1), 트랜스포머(5), 메인 스위치(Q1), 스너버(snubber)용 또는 ZVS(제로·볼트·스위칭)용 또는 공진용(共振用)으로도 불리는 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1), 제 1 및 제 2 병렬 다이오드(Dq1, Dq2), 정류 평활 회로(6), 소프트 스위칭 보조회로(7), 그리고 제어회로(8)로 이루어진다.
제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)는, 가령 50Hz의 정현파 교류전압(Vac)을 공급하기 위한 상용(商用)의 교류전원에 접속된다. 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)와 정류회로(4)간에 접속된 노이즈 제거용 필터(3)는, 다수의 인덕터와 다수의 콘덴서로 이루어지는 주지의 회로로 구성되며, 고주파 전류성분을 제거하는 것이다.
정류회로(4)는, 제 1 및 제 2 교류입력도체(41,42)와, 제 1, 제 2 및 제 3 정류출력도체(43,44,45)와, 제 1 및 제 2 전극을 각각 가지는 제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 5 및 제 6 다이오드(D1,D2,D3,D4,D5,D6)로 이루어진다. 제 1 및 제 2 교류입력도체(41,42)는 필터(3)를 통해 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)에 접속되어 있다. 제 1 다이오드(D1)의 제 1 전극, 즉 애노드는 제 1 교류입력도체(41)에 접속되고, 제 1 다이오드의 제 2 전극(캐소드)은 제 1 정류출력도체(43)에 접속되어 있다. 제 2 다이오드(D2)의 제 2 전극, 즉 캐소드는 제 1 교류입력도체(41)에 접속되며, 제 2 다이오드(D2)의 제 1 전극(애노드)은 제 3 정류출력도체(45)에 접속되어 있다. 제 3 다이오드(D3)의 제 1 전극(애노드)은 제 2 교류입력도체(42)에 접속되고, 제 3 다이오드(D3)의 제 2 전극(캐소드)은 제 1 정류출력도체(43)에 접속되어 있다. 제 4 다이오드(D4)의 제 2 전극(캐소드)은 제 2 교류입력도체(42)에 접속되고, 제 4 다이오드(D4)의 제 1 전극(애노드)은 제 3 정류출력도체(45)에 접속되어 있다. 제 5 다이오드(D5)의 제 1 전극(애노드)은 제 1 교류입력도체(41)에 접속되며, 제 5 다이오드(D5)의 제 2 전극(캐소드)은 제 2 정류출력도체(44)에 접속되어 있다. 제 6 다이오드(D6)의 제 1 전극(애노드)은 제 2 교류입력도체(42)에 접속되고, 제 6 다이오드(D6)의 제 2 전극(캐소드)은 제 2 정류출력도체(44)에 접속되어 있다. 또한, 이하의 설명에 있어서 제 3 정류출력도체(45)를 그라운드측 정류출력도체 또는 공통 정류출력도체라 부를 수도 있다.
트랜스포머(5)는, 자성체 코어(9)와 메인 코일로서의 1차 코일(N1)과 출력 코일로서의 2차 코일(N2)과 제 1 보조 코일로서의 3차 코일(N3)과 제 2 보조 코일로서의 4차 코일(N4)을 가진다. 1차 코일(N1), 2차 코일(N2), 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)은 코어(9)에 감겨 서로 전자 결합되어 있다. 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2), 3차 코일(N3)과 4차 코일(N4)의 극성은 검게 동그라미 표시된 바와 같이 설정되어 있다. 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)은 서로 반대의 극성을 가진다. 본 실시형태에서는, 3차 코일(N3)의 감김 횟수가 1차 코일(N1)의 감김 횟수보다 작게 설정되며, 4차 코일(N4)의 감김 횟수가 3차 코일(N3)의 감김 횟수와 동일하거나 그 보다 작게 설정되어 있다.
전해 콘덴서로 이루어지는 평활용 콘덴서(C1)의 일단은 제 2 인덕턴스 코일(L2)을 통해 제 1 정류출력도체(43)에 접속되고, 이 콘덴서(C1)의 타단은 제 3 정류출력도체(45)에 접속되어 있다. 또, 평활용 콘덴서(C1)는, 1차 코일(N1)과 메인 스위치(Q1)의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속되어 있다.
절연 게이트형 전계효과 트랜지스턴스로 이루어지는 메인 스위치(Q1)는 1차 코일(N1)을 통해 평활용 콘덴서(C1)에 병렬로 접속되어 있다. 또, 메인 스위치(Q1)는, 제 1 인덕턴스 코일(L1)과 3차 코일(N3)과 1차 코일(N1)을 통해 제2 및 제 3 정류출력단자(44,45)사이에 접속되어 있다.
소프트 스위칭용 캐패시터 수단으로서의 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)는 메인 스위치(Q1)에 병렬 접속되고, 평활용 콘덴서(C1)보다 충분히 작은 용량 값을 가진다. 상기 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)는 메인 스위치(Q1)의 2개의 메인 전극, 즉 드레인·소스 사이의 기생용량(parasitic capacitance)일 수도 있다.
메인 스위치(Q1)의 보호기능을 가지는 제 1 병렬 다이오드(Dq1)는, 메인 스위치(Q1)에 역방향으로 병렬 접속되어 있다. 또, 상기 제 1 병렬 다이오드(Dq1)는 메인 스위치(Q1)의 보디 다이오드, 즉 내장 다이오드일 수 있다.
트랜스포머(5)의 2차 코일(N2)에 접속된 정류 평활 회로(6)는 정류 다이오드(Do)와 평활용 콘덴서(Co)로 이루어진다. 콘덴서(Co)는 다이오드(Do)를 통해 2차 코일(N2)에 병렬 접속되어 있다. 다이오드(Do)는, 메인 스위치(Q1)가 온일 때 오프, 메인 스위치(Q1)가 오프일 때 온 되는 방향성을 가진다. 출력 평활용 콘덴서(Co)에 접속된 커플을 이루는 출력단자(11,12)간에 직류출력전압이 얻어지고, 이것이 부하(18)에 공급된다.
소프트 스위칭 보조회로(7)는, 공진 보조 회로라고도 불리며, 상기한 트랜스포머(5)의 제 1 및 제 2 보조코일로서의 인덕턴스를 가지는 3차 및 4차 코일(N3,N4)과, 보조 스위치(Q2)와, 제 1 및 제 2 보조 다이오드(Da, Db)와, 제 2 병렬 다이오드(Dq2)로 이루어진다. 또한, 보조 스위치(Q2)에 병렬 접속된 제 2 병렬 다이오드(Dq2)는, 전계효과 트랜지스터로 이루어지는 보조 스위치(Q2)의 보디 다이오드 또는 내장 다이오드일 수 있다.
3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)의 극성은, 평활용 콘덴서(C1)로부터 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)에 공급된 전류에 의해, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)를 방전시키기 위한 전압을 1차 코일(N1)에 발생시킬 수 있도록 설정되어 있다. 인덕턴스를 가지는 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)을 통해 필요한 인덕턴스의 전부를 얻을 수 없을 때에는, 개별 인덕터를 4차 코일(N4)에 직렬로 접속할 수 있다.
3차 코일(N3)과 4차 코일(N4)과 보조 다이오드(Da)와 보조 스위치(Q2)로 이루어지는 소프트 스위칭용 직렬회로는, 1차 코일(N1)과 메인 스위치(Q1)의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속되어 있는 동시에, 평활용 콘덴서(C1)에 대해서도 병렬 접속되어 있다. 즉, 3차 코일(N3)의 일단이 1차 코일(N1)의 일단에 접속되고, 3차 코일(N3)의 타단이 4차 코일(N4)과 제 1 보조 다이오드(Da)와 보조 스위치(Q2)를 통해 메인 스위치(Q1)의 소스에 접속되어 있다. 또, 도시되지 않았으나, 보조 스위치(Q2)는 그 드레인·소스간에 기생용량을 가진다. 제 1 보조 다이오드(Da)는 평활용 콘덴서(C1)의 전압으로 순방향 바이어스되는 방향성을 가진다. 제 2 보조 다이오드(Db)는 4차 코일(N4)과 제 1 보조 다이오드(Da)와 보조 스위치(Q2)의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 제 2 보조 다이오드(Db) 및 제 2 병렬 다이오드(Dq2)는 평활용 콘덴서(C1)의 전압으로 역 바이어스되는 방향성을 가진다.
인덕터로서 기능하는 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)은 역률 개선 및 파형 개선을 위하여 설치된다. 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)은 자성체 코어(17)에 감겨져 서로 전자 결합되며, 검게 동그라미 표시된 바와 같이 동일 극성으로 설정되어 있다. 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 일단은 제 2 정류출력도체(44)에 접속되고, 그 타단은 3차 코일(N3)과 4차 코일(N4)의 상호 접속점(10)에 접속되어 있다.
제 2 인덕턴스 코일(L2)의 일단은 제 1 정류도체(43)에 접속되고, 그 타단은 평활용 콘덴서(C1)에 접속되어 있다.
스위치 제어회로(8)는, 출력전압(Vo)을 검출하기 위하여 도체(13,14)에 의해 직류출력단자(11,12)에 접속되고, 도체(15)에 의해 메인 스위치(Q1)의 제어단자에 접속되며, 도체(16)에 의해 보조 스위치(Q2)의 제어단자에 접속되어 있다. 또한, 제어회로(8)와 2개의 스위치(Q1,Q2)의 소스간도 전기적으로 접속되어 있는데, 그에 대한 도시는 생략되어 있다. 상기 제어회로(8)는, 메인 스위치(Q1)를 온·오프하기 위한 제 1 제어신호(Vg1)와 보조 스위치(Q2)를 온·오프하기 위한 제 2 제어신호(Vg2)를 형성한다.
도 1의 제어회로(8)는, 도 2에 도시된 바와 같이 전압검출회로(21), 오차 증폭기(22), 기준 전압원(23), 톱니파 발생기(24), 제 1 비교기(25), 레벨설정회로(26), 제 2 비교기(27), 제 1 전연검출회로(28), 후연검출회로(29), 제 2 전연검출회로(30), 제 1 및 제 2 RS 플립플롭(31,32)으로 이루어진다. 전압검출회로(21)는 도체(13,14)에 의해 도 1의 출력단자(11,12)에 접속되고, 출력전압(Vo)의 검출값을 오차 증폭기(22)로 보낸다. 오차 증폭기(22)는 상기 검출값과 기준 전압원(23)의 기준전압과의 차에 상당하는 오차 전압(Vr1)을 제 1 비교기(25)로 보낸다. 또, 오차 증폭기(22)의 출력을 주지의 포토커플러를 사용하여 비교기(25) 및 레벨설정회로(26)로 보낼 수 있다. 또한, 전압검출회로(21)와 오차증폭기(22)를 포토커플러로 결합할 수도 있다. 톱니파 발생기(24)는 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)간의 교류전압의 주파수보다 충분히 높은 주파수, 가령 20kHz의 톱니파 전압(Vt)을 도 5(A)와 같이 발생시킨다. 제 1 비교기(25)는 오차 전압(Vr1)과 톱니파 발생기(24)의 톱니파(Vt)를 도 5(A)와 같이 비교하여, 도 5(B)의 구형파(square wave) 출력(V25)을 발생한다. 레벨설정회로(26)는 오차 증폭기(22)의 출력전압을 저항(R1,R2)으로 분할하여, 오차 증폭기(22)의 출력전압보다 근소하게 낮은 레벨의 전압(Vr2)을 출력한다. 제 2 비교기(27)는 톱니파 발생기(24)의 톱니파(Vt)와 레벨설정회로(26)의 출력전압(Vr2)을 도 5(A)와 같이 비교하여 도 5(C)와 같은 구형파 펄스로 이루어진 출력(V27)을 발생한다.
제 1 전연검출회로(28)는 도 5(B)에 도시된 제 1 비교기(25)의 출력(V25)의 펄스의 전연(前緣=leading edge), 즉 상승에 응답하여 도 5(D)의 t2시점으로 나타낸 제 1 트리거펄스(P1)를 출력한다. 후연검출회로(29)는 도 5(B)에 도시된 제 1 비교기(25)의 출력(V25)의 펄스의 후연(後緣=trailing edge), 즉 하강에 응답하여 도 5(E)의 t5시점으로 나타낸 제 2 트리거펄스(P2)를 출력한다. 제 2 전연검출회로(30)는 도 5(C)에 도시된 제 2 비교기(27)의 출력(V27)의 펄스의 전연에 응답하여 도 5(F)의 t1 시점에 나타낸 제 3 트리거펄스(P3)를 출력한다. 제 1 RS 플립플롭(31)은, 제 1 전연검출회로(28)에 접속된 세트 단자(S)와 후연검출회로(29)에 접속된 리셋 단자(R)를 가지며, 제 1 트리거펄스(P1)에 응답하여 세트상태가 되고, 제 2 트리거펄스(P2)에 응답하여 리셋상태가 되며, 도 5(G)의t2∼t5에 나타낸 펄스로 이루어진 제 1 제어신호(Vg1)를 형성하여, 도체(15)에 의해 도 1의 메인 스위치(Q1)로 보낸다. 제 2 RS 플립플롭(32)은, 제 2 전연검출회로(30)에 접속된 세트 단자(S)와 후연검출회로(29)에 접속된 리셋단자(R)를 가지며, 제 3 트리거펄스(P3)에 응답하여 세트상태가 되고, 제 2 트리거펄스(P2)에 응답하여 리셋상태가 되어, 도 5(H)의 t1∼t5에 나타낸 펄스로 이루어진 제 2 제어신호(Vg2)를 도체(16)에 의해 보조 스위치(Q2)로 보낸다.
도 4(B)에 나타낸 바와 같이 보조 스위치(Q2)를 위한 제 2 제어신호(Vg2)는, 메인 스위치(Q1)의 오프 기간중, 가령 도 4의 t1 시점에 있어서 저레벨에서 고레벨로 전환하여, 보조 스위치(Q2)의 온 제어를 개시한다. 도 4(A)에 나타낸 바와 같이 메인 스위치(Q1)를 위한 제 1 제어신호(Vg1)는 보조 스위치(Q2)의 온 제어 개시시점(t1)보다 약간 지연된 t2시점에서 저레벨에서 고레벨로 전환되어, 메인 스위치(Q1)의 온 제어를 개시한다. 보조 스위치(Q2)의 온 제어 개시시점(t1)으로부터 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시시점(t2)까지의 시간 폭은, 메인 스위치(Q1)의 턴 온 동작 시의 스위칭 손실을 저감할 수 있도록 결정된다.
본 실시형태에서는 보조 스위치(Q2)의 온 기간 종료시점이 메인 스위치(Q1)의 온 종료시점과 동일한, 도 4 및 도 5의 t5시점으로 되어 있다. 그러나, 보조 스위치(Q2)의 온 종료시점을 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)가 제로가 되는 도 4의 t4시점과 온 종료시점(t5)사이의 임의의 시점으로 변경할 수 있다. 즉, 보조 스위치(Q2)의 온 종료시점은, 늦어도 메인 스위치(Q1)의 온 종료시점(t5)에서 결정된다. 보조 스위치(Q2)의 온 종료시점을 가령 도 4(B)에서 점선으로 나타낸 것처럼t4시점으로 바꿀 경우에는, 예컨대 도 2의 플립플롭(32)대신에 제 2 전연 검출기(30)의 출력단자에 점선으로 나타낸 바와 같이 모노 멀티 바이브레이터(MMV;33)를 접속하고, 그 MMV(33)로 가령 도 4에서 t1∼t4의 펄스를 형성하여, 이것을 도체(16)에 의해 보조 스위치(Q2)로 보낸다.
동 작
제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)가 교류전원에 접속되고, 메인 스위치(Q1)가 온·오프 동작하면, 평활용 콘덴서(C1)는 원하는 직류전압(Vc1)으로 충전된다. 평활용 콘덴서(C1)가 전압(Vc1)으로 충전된 정상 상태에서의 도 1 및 도 2의 회로 동작을 도 3 및 도 4를 참조하여 설명하도록 한다.
도 3은 역률 개선 및 파형 개선을 설명하기 위해 도 1의 각 부 상태를 개략적으로 나타낸 것이다. 도 3(D)으로 나타낸 가령 50Hz의 정현파 교류전압(Vac)이 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)간에 공급되어 있는 상태에서, 메인 스위치(Q1)를 도 3(A)에 개략적으로 나타낸 가령 20kHz의 반복 주파수를 가지는 제 1 제어신호(Vg1)로 온·오프 제어하고, 보조 스위치(Q2)도 도 4(B)와 같이 온·오프 제어하면, 도 3(B)에 도시된 정류회로(4)의 입력전류(Iin)의 진폭이 교류전압(Vac)의 진폭에 따라 변화한다. 그 결과, 도 3(c)에 도시된 교류입력전류(Iac)가 정현파와 근사하게 되어, 역률 및 파형이 개선된다. 또한, 제 1 인덕턴스 코일(L1)이 3차 코일(N3)과 4차 코일(N4)의 상호 접속점(10)에 접속되어 있으므로, 평활용 콘덴서(C1)의 전압(Vc1)에 의해 부여되는 접속점(10)의 전위보다 제 2 정류출력도체(44)의 전위가 높아지지 않는 한 제 1 인덕턴스 코일(L1)에는전류(IL1)가 흐르지 않는다. 도 3에서는 t1∼t6 기간 및 t8∼t9 기간에 정류입력전류(Iin) 및 교류입력전류(Iac)가 흐른다.
도 1의 보조회로(7)를 제외한 주 회로부분의 동작을 더욱 상세히 설명한다.
가령, 도 3의 t2∼t3으로 나타낸 메인 스위치(Q1)의 온 기간(Ton)에는, 제 2 정류출력도체(44), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1), 및 메인 스위치(Q1)의 경로로 전류가 흐른다. 이와 동시에 평활용 콘덴서(C1)와 1차 코일(N1)과 메인 스위치(Q1)의 경로로도 전류가 흐른다. 상기 온 기간(Ton)에 2차 코일(N2)에 발생하는 전압은 다이오드(Do)를 역 바이어스하는 방향성을 가지므로, 다이오드(Do)는 비 도통 상태로 유지된다. 그 결과, 상기 온 기간(Ton)에 트랜스포머(5)에 에너지가 축적된다. 또한, 인덕터로서의 제 1 인덕턴스 코일(L1)에도 에너지가 축적된다.
도 3의 t3∼t5로 나타낸 오프 기간(Toff)에 있어서 메인 스위치(Q1)가 오프되면, 제 1 인덕턴스 코일(L1) 및 트랜스포머(5)의 축적 에너지가 방출되어, 제 2 정류출력도체(44), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 3차 코일(N3) 및 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 전류가 흘러 평활용 콘덴서(C1)가 충전된다. 또, 제 1 정류출력도체(43)와 제 2 인덕턴스 코일(L2)과 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 충전전류가 평활용 콘덴서(C1)로 흐른다. 오프 기간(Toff)에서의 평활용 콘덴서(C1)의 충전전류는 시간의 경과와 함께 감소된다. 또한, 도 3에서는, 평활용 콘덴서(C1)의 충전전류가 오프기간(Toff) 전체에 있어서 흐르도록 도시되어 있으나, 오프 기간(Toff)중, 가령 t4에서 전류(Iin)가 제로로 되도록, 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1, L2)의 인덕턴스 값을 설정할 수 있다. 메인 스위치(Q1)의 오프 기간(Toff)에는, 트랜스포머(5)의 축적 에너지의 방출에 근거하여 정류평활회로(6)의 다이오드(Do)를 도통시키는 방향의 전압이 2차 코일(N2)로 유기(誘起)되어, 다이오드(Do)를 통해 콘덴서(Co) 및 부하(18)에 전력이 공급된다. 도 3의 t5시점에서 메인 스위치(Q1)가 다시 온 되면, t2∼t5기간과 동일한 동작이 반복된다.
만일, 출력전압(Vo)이 기준치보다 높아지면, 메인 스위치(Q1)의 온 기간(Ton)이 지금까지 보다 짧아지고, 출력전압(Vo)이 기준치로 돌아간다. 반대로 출력전압(Vo)이 기준전압보다 낮아지면, 메인 스위치(Q1)의 온기간(Ton)이 지금까지 보다 길어지고, 출력전압(Vo)이 기준치로 돌아간다.
다음으로, 도 4를 참조하여 보조회로(7)에 근거한 메인 스위치(Q1)의 소프트 스위칭 동작을 설명한다.
[t1 이전]
도 4는 도 3의 t1∼t6 기간중 일부를 나타낸다. 도 4의 t1보다 이전의 기간에는, 메인 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2) 모두 오프이며, 도 3의 t3∼t5기간과 동일한 동작이 발생하고, 다이오드(Do)의 전류(Ido)는 도 4(M)에 도시된 것처럼 흘러, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1) 및 보조 스위치(Q2)의 전압(Vq2)은 도 4의 (C),(E)와 같이 고레벨로 유지된다.
[t1∼t2 기간]
보조 스위치(Q2)가 도 4의 t1 시점에서 온 제어되면, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1), 1차 코일(N1), 3차 코일(N3), 4차 코일(N4), 보조 다이오드(Da) 및 보조 스위치(Q2)로 이루어지는 제 1경로, 및 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1), 1차 코일(N1) 및 평활용 콘덴서(C1)로 이루어지는 제 2 경로에서 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 방전전류(Icq1)가 도 4(G)와 같이 흘러, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)은 도 4(C)와 같이 서서히 저하되고, t2 시점에서는 실질적으로 제로가 된다. 또, 보조 스위치(Q2)에 직렬로 되어 있는 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)은 인덕턴스를 가지므로, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 방전전류(Icq1)는, 콘덴서(Cq1)의 캐패시턴스와 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)의 인덕턴스의 공진 동작에 근거하여 흐르며, 그 절대값은 t1로부터 서서히 증대된다. 도 4(F)에 도시된 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)는 콘덴서(Cq1)의 전류(Icq1)와 마찬가지로 서서히 증대된다. 따라서, 보조 스위치(Q2)는 t1 시점에서 제로 전류 스위칭되어, 보조 스위치(Q2)의 턴 온 시의 스위칭 손실은 작다. 또, t1∼t2 기간에서 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)에, 도 4(F)에 도시된 전류(Iq2)가 흐르면, 2차 코일(N2)에 출력 정류 다이오드(Do)를 역 바이어스하는 방향의 전압이 발생하므로, 이 다이오드(Do)는 비 도통으로 전환되어, 도 4(M)에 도시된 바와 같이 다이오드(Do)의 전류(Ido)는 제로가 된다.
또한, 도 4의 t1∼t2기간에는, 제 2 정류출력도체(44), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2), 및 제 3 정류출력도체(45)로 이루어진 경로에도 도 4(H)에 도시된 전류(IL1)가 약간 흐르고, 제 1 정류출력도체(43), 제 2 인덕턴스 코일(L2), 평활용 콘덴서(C1) 및 제 3 정류출력도체(45)로 이루어진 경로에도 도 4(I)에 도시된 전류(IL2)가 약간 흐른다.
[t2∼t3 기간]
t2 시점에서 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 방전이 종료되면, 1차 코일(N1), 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)의 인덕턴스에 축적된 에너지가 방출됨으로써, 도 4(D)에 나타낸 전류(Iq1)가 3차 코일(N3), 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2), 제 1 병렬 다이오드(Dq1), 및 1차 코일(N1)의 경로로 흐른다. 또, 도 4(D)의 전류(Iq1)는, 메인 스위치(Q1)의 드레인·소스 사이의 전류와 병렬 다이오드(Dq1)의 전류의 합계로 나타내어진다. 여기서는 설명을 간략화하기 위하여 전류(Iq1)를 메인 스위치(Q1)의 전류라 부르기로 한다. 또, t2∼t3기간에는, 4차 코일(N4)의 인덕턴스의 축적 에너지 방출에 근거하여, 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2), 및 제 2 보조 다이오드(Db)로 이루어지는 경로에도 도 4(L)로 나타낸 전류(Idb)가 흐른다. 제 2 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)는, 도 4(F)에 도시된 바와 같이 t2시점으로부터 서서히 저하된다. 그 결과, 제 1 병렬 다이오드(Dq1)를 흐르는 전류, 즉 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 t3시점에서 제로가 된다. 제 1 병렬 다이오드(Dq1)는 도 4의 t2∼t3 기간에 온 상태이므로, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)은 t2∼t3기간에 대략 제로로 유지되고 있다. 따라서, t2∼t3기간에 메인 스위치(Q1)를 온 제어하면, 메인 스위치(Q1)의 ZVS가 달성된다. 도 4(A)에서는 설명을 용이하게 하기 위하여 메인 스위치(Q1)의 제어신호(Vg1)가 t2시점에서 저레벨에서 고레벨로 전환된다. 그러나, 메인스위치(Q1)의 턴 온 제어의 편차를 고려할 때, t2∼t3 기간의 중간에 메인 스위치(Q1)의 온 제어를 개시하는 것이 바람직하다.
단, 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시시점이 그 전압(Vq1)이 제로가 되는 t2보다 이전이어도, 상기 전압(Vq1)이 t1시점으로부터 저하되기 시작한 후라면, 상기 전압(Vq1)이 저하되어 있는 만큼 스위칭 손실의 저감효과를 얻을 수 있다. 또, 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시 시점이, t3 보다 약간 이후라 하더라도 스위칭 손실 저감효과를 얻을 수 있다. 즉, 만일, t3에서 메인 스위치(Q1)가 온 되지 않도록, 공진용 콘덴서(Cq1)의 충전이 개시되어도, 상기 콘덴서(Cq1)의 전압이 t1 이전의 메인 스위치(Q1)의 오프기간 전압(Vq1)보다 낮은 범위라면, 그 낮은 정도만큼 스위칭 손실이 저감된다. 따라서, 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시가 가능한 시점은, 보조 스위치(Q2)를 온 제어한 시점(t1)보다 이후이며, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 t1 이전으로 나타내어지는 오프 기간에서의 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)보다 낮은 기간중의 임의의 시점이 된다.
도 4는 도 3의 t1∼t6 기간중의 상태를 나타내는 것으로서, 도 4의 t2시점에 제 1 병렬 다이오드(Dq1)가 도통상태가 되면, 접속점(10)의 전위가 저하되고, 제 1 인덕턴스 코일(L1)을 통과하는 전류(IL1)가 도 4(H)로 나타낸 바와 같이 서서히 증대되기 시작한다. 이 전류(IL1)는, 제 2 정류출력도체(44), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2) 및 제 3 정류출력도체(45)의 경로로 흐른다. t2∼t3기간에 있어서, 제 2 인덕턴스 코일(L2)의전류(IL2)는, t1∼t2기간에 이어서 흐르며, 서서히 저하되어 t3시점에서 제로가 된다.
[t3∼t4 기간]
t3 시점에 있어서 제 1 병렬 다이오드(Dq1)의 온 상태를 유지할 수 없게 되면, 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 제로가 되며, 그 후, 상기 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 정방향(正方向)으로 흐른다. 즉, t3∼t4 기간에는, 제 1 교류입력단자(1), 필터(3), 제 5 다이오드(D5), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1), 메인 스위치(Q1), 제 4 다이오드(D4), 필터(3) 및 제 2 교류입력단자(2)로 이루어지는 제 1 경로와, 평활용 콘덴서(C1), 1차 코일(N1) 및 메인 스위치(Q1)로 이루어지는 제 2 경로에 의해, 도 4(D)에 나타낸 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)가 흐른다.
본 실시형태에서는, 4차 코일(N4)의 축적 에너지의 방출이 t3 시점에서 종료되지 않고 t4 시점에서 종료된다. 이로 인해, t3∼t4기간에 있어서, 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2), 평활용 콘덴서(C1), 3차 코일(N3)의 경로로 도 4(F)에 도시된 전류(Iq2)가 흐른다.
도 4의 t3∼t4 및 t4∼t5로 나타낸 바와 같이 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)가 정방향으로 흐르고 있을 때에는, 트랜스포머(5)의 2차 코일(N2)에 다이오드(Do)를 역 바이어스하는 전압이 발생하여, 다이오드(Do)의 전류(Ido)는 도 4(M)로 나타낸 바와 같이 제로로 유지된다.
[t4∼t5 기간]
t4∼t5 기간에는, 도 4(F)에 도시된 바와 같이 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)는 제로로 유지되고, 도 4(D)와 같이 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)가 흐른다. t4∼t5 기간에는, t3∼t4기간과 마찬가지로, 제 1 교류입력단자(1), 필터(3), 제 5 다이오드(D5), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1), 메인 스위치(Q1), 제 4 다이오드(D4), 필터(3) 및 제 2 교류입력단자(2)로 이루어지는 제 1 경로의 전류와, 평활용 콘덴서(C1)와 1차 코일(N1)과 메인 스위치(Q1)로 이루어지는 제 2 경로의 전류가 흐른다. 상기 제 1 경로의 전류는 도 4(H)에 나타낸 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 전류(IL1)와 동일하다. 상기 제 2 경로의 전류는 도 4(K)의 t4∼t5 기간에 나타낸 평활용 콘덴서(C1)의 전류(Ic1)와 동일하다. 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는, 상기 제 1 경로의 전류와 상기 제 2 경로의 전류의 합이다. 상기 t4∼t5 기간에는, 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전자 결합된 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 제 1 및 제 3 다이오드(D1, D3)를 역 바이어스하는 전압이 발생하므로, 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 전류가 흐르지 않는다.
도 4의 t4∼t5 기간에는, 도 4(E)로 나타낸 바와 같이 보조 스위치(Q2)의 전압(Vq2)이 제로이고, 도 4(F)와 같이 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)가 제로이다. 따라서, 도 4의 t4∼t5 기간중 임의의 시점에서 보조 스위치(Q2)를 턴 오프 제어하면, ZVS 및 제로 전류 스위칭(ZCS)이 달성된다. 본 실시형태에서는 보조 스위치(Q2)의 온 제어 종료시점이 메인 스위치(Q1)의 온 제어 종료시점과 동일한t5 시점으로 되어 있다. 따라서, 보조 스위치(Q2)의 ZVS 및 ZCS의 조건이 만족되어, 보조 스위치(Q2)의 턴 오프 시의 스위칭 손실이 작다. 상기한 바와 같이, 도 4의 t4∼t5 기간중이라면, 보조 스위치(Q2)의 ZVS 및 ZCS가 가능하므로, 도 4(B)에서 점선으로 나타낸 것처럼 보조 스위치(Q2)의 턴 오프 시점을 t4로 이동하거나, 또는 t4∼t5중 임의의 시점으로 이동할 수 있다.
[t5∼t6 기간]
t5 시점에서 메인 스위치(Q1)가 턴 오프 제어되면, 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 도 4(D)와 같이 제로가 되고, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)에 도 4(G)와 같이 전류(Icq1)가 흘러, 이 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)가 충전되며, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 도 4(C)와 같이 경사를 가지고 서서히 높아진다. 따라서, 메인 스위치(Q1)는 ZVS로 턴 오프된다. 또, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 충전전류는, 정류회로(4), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1) 및 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 경로와, 평활용 콘덴서(C1), 1차 코일(N1) 및 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 경로의 양쪽으로 흐른다.
t5시점에서 메인 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2) 모두 오프되고, 그 후, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 전압이 서서히 높아지면, 평활용 콘덴서(C1)에 근거하여 1차 코일(N1)에 대하여 인가되는 전압이 서서히 저하되고, t6시점에서 실질적으로 제로가 된다.
[t6∼t7 기간]
t6 시점에서 메인 스위치(Q1)가 완전히 오프상태가 되면, 트랜스포머(5)의축적 에너지의 방출이 개시되고, 2차 코일(N2)에 다이오드(Do)를 순방향 바이어스하는 전압이 발생하여, 다이오드(Do)의 전류(Ido)가 도 4(M)와 같이 흐르기 시작한다. 3차 코일(N3)은 2차 코일(N2)에 전자 결합되어 있으므로, 메인 스위치(Q1)의 오프 기간에는, 3차 코일(N3)에 도 1에서 상측에서 하측을 향하는 극성을 가지는 전압이 발생한다. 따라서, 메인 스위치(Q1)의 오프 시에는 접속점(10)의 전위가, 평활용 콘덴서(C1)의 전압보다도 3차 코일(N3)의 전압만큼 높아진다. 그 결과, 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 전류(IL1)는 t6 시점부터 감소된다. 제 2 인덕턴스 코일(L2)은 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전자 결합되어 있기 때문에, 메인 스위치(Q1)의 오프 기간에 접속점(10)의 전위가 상승됨에 따라 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 제 1 및 제 3 다이오드(D1,D3)를 순 바이어스하는 방향의 전압이 발생하고, t6 시점부터 제 2 인덕턴스 코일(L2)의 전류(IL2)가 도 4(I)와 같이 흐르기 시작한다.
정류회로(4), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 3차 코일(N3) 및 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 흐르는 도 4(H)의 전류(IL1)는, 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 축적 에너지가 방출됨에 따라 서서히 저하되어, t7 시점에서 제로가 된다. 정류회로(4), 제 2 인덕턴스 코일(L2) 및 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 흐르는 제 2 인덕턴스 코일(L2)의 전류(IL2)는, 도 4(I)에 도시된 바와 같이 t7 시점까지 서서히 증대되며, 그 후, 서서히 저하된다. 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1, L2)의 전류(IL1, IL2)의 합은 도4(K)에 도시된 평활용 콘덴서(C1)의 전류(Ic1)가 된다.
[t7∼t8 기간]
t7∼t8 기간에는, t1 직전의 기간과 동일한 동작이 발생된다. 즉, 이 t7∼t8 기간에는 제 2 인덕턴스 코일(L2)의 축적 에너지가 방출됨에 따라 전류(IL2)가 흐른다. 이 전류(IL2)는 정류회로(4), 제 2 인덕턴스 코일(L2) 및 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 흐른다.
t8 시점에서 다시 보조 스위치(Q2)가 온 제어되면, t1∼t8 기간과 동일한 동작이 반복된다.
본 실시형태에 따르면 다음의 효과가 얻어진다.
(1)메인 스위치(Q1)의 턴 온 시와 턴 오프 시 모두 ZVS되므로, 메인 스위치(Q1)의 스위칭 손실을 저감시켜, 스위칭 전원장치의 효율을 향상시킬 수 있고 노이즈를 저감시킬 수 있다.
(2)보조 스위치(Q2)는 턴 온 시에 제로 전류 스위칭(ZCS)되고, 턴 오프 시에 ZVS 및 ZCS된다. 그 결과, 보조 스위치(Q2)의 스위칭 손실을 낮게 억제할 수 있고 노이즈를 저감시킬 수 있다.
(3)제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)을 통과하는 전류(IL1, IL2)의 피크값은 교류입력전압(Vac)의 진폭을 추종하여 변화하므로, 교류입력의 역률 및 파형이 개선된다. 이러한 역률 개선 및 파형 개선은, 평활용 콘덴서(C1)와 트랜스포머(5)와 메인 스위치(Q1)와 정류평활회로(6)로 이루어지는 DC-DC 컨버터 회로에서의 메인 스위치(Q1)의 도움을 빌어 수행된다. 따라서, 간단한 회로구성으로 역률 개선, 파형 개선, 및 출력전압의 조정을 달성할 수 있다.
(4)메인 스위치(Q1)의 스위칭 손실을 저감시키기 위한 보조회로(7)의 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)은, DC-DC컨버터용 트랜스포머(5)에 일체로 형성되어 있기 때문에, 스위칭 전원장치의 대형화 및 비용 상승을 억제할 수 있다.
(5)제 1 인덕턴스 코일(L1)이 3차 코일(N3)과 4차 코일(N4)의 상호 접속점(10)에 접속되어 있기 때문에, 메인 스위치(Q1)가 온이어도 제 2 정류출력도체(44)의 전위가 접속점(10)의 전위보다 높아지지 않으면, 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 전류(IL1)가 흐르지 않는다. 이로 인해, 도 3의 t0∼t1, t6∼t8, t9∼t10 기간에는 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 전류(IL1)가 흐르지 않아, 파형 및 역률 개선의 측면에서는 불리해진다. 그러나, 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전류가 흐르지 않는 기간에는 여기서의 전력손실도 발생하지 않는다. 따라서, 1차 코일(N1), 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)의 감김 횟수를 조정하고, 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전류가 흐르는 기간을 조정하여, 요구된 파형 및 역률의 개선을 달성할 수 있는 범위 내에서 효율을 높일 수 있는 것이다.
제 2 실시형태
다음으로, 도 6을 참조하여 제 2 실시형태의 스위칭 전원장치를 설명하도록 한다. 단, 도 6에서, 도 1 ∼ 도 5와 실질적으로 동일한 부분에는 동일한 부호를 사용하고 그에 대한 설명은 생략한다.
도 6의 스위칭 전원장치는, 도 1의 정류회로(4)를 변형시킨 정류회로(4a)를 설치하고, 제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11, D12)와 바이패스용 콘덴서(C2)를 설치하며, 그 밖에는 도 1과 동일하게 형성한 것이다. 도 6의 변형된 정류회로(4a)의 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)는 도 1과 동일하게 접속되어 있다. 도 6에 있어서, 제 1 및 제 2 정류출력도체(43,44) 양쪽 모두 제 1 및 제 3 다이오드(D1,D3)의 캐소드의 상호 접속점(40)에 접속되어 있다. 제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11,D12)는 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)에 직렬로 접속되어있다. 상기 제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11,D12)를 도 6에서 점선으로 나타낸 바와 같이 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)의 출력단자측에 접속할 수 있다.
바이패스용 콘덴서(C2)는, 상호 접속점(40)과 제 3 정류출력도체(45)간에 접속되어 있다. 따라서, 메인 스위치(Q1)의 온·오프에 따라 발생하는 고주파 성분은 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)를 흐르지 않고, 바이패스용 콘덴서(C2)로 흐른다. 그 결과, 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)에서의 노이즈 발생이 적어진다. 제 1 ∼제 4 다이오드(D1∼D4)에는 고주파 전류가 흐르지 않기 때문에, 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)를 교류입력전압(Vac)을 정류하기 위한 저주파용 다이오드로 할 수 있다. 또한, 제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11,D12)는 메인 스위치(Q1)의 온·오프 주파수에 응답하는 고주파용 다이오드로 한다.
제 2 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 기본적인 동작은 도 1의 회로 동작과 실질적으로 동일하다. 따라서, 제 2 실시형태를 통해서도 제 1 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
또, 바이패스용 콘덴서(C2)를 접속함으로써, 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)에 고주파 전류가 흐르는 것을 저지하여, 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)에서의 노이즈 발생을 억제할 수 있다.
제 3 실시형태
다음으로, 도 7 및 도 8을 참조하여 제 3 실시형태에 따른 스위칭 전원장치를 설명하도록 한다. 단, 도 7 및 도 8에 있어서, 도 1 및 도 4와 실질적으로 동일한 부분에는 동일한 부호를 사용하고 그에 대한 설명은 생략한다.
도 7에 도시된 제 3 실시형태의 스위칭 전원장치는, 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2), 노이즈 제거 필터(3), 정류회로(4b), 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2), 제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11,D12), 평활용 콘덴서(C1), 트랜스포머(5), 메인 스위치(Q1), 스너버용 또는 ZVS(제로·볼트·스위칭)용 또는 공진용으로도 불리는 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1), 제 1 및 제 2 병렬 다이오드(Dq1,Dq2), 정류평활회로(6), 소프트 스위칭 보조회로(7), 제어회로(8)를 구비한다.
도 7의 스위칭 전원장치는,
(1)변형된 정류회로(4b)를 설치한 점,
(2)제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1, L2)의 접속형식을 변형시킨 점,
(3)제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11,D12)를 설치한 점에서 도 1의 스위칭 전원장치와 상위하며, 그 밖에는 도 1과 동일하게 형성되어 있다.
도 7의 변형된 정류회로(4b)는, 도 1과 마찬가지로 접속된 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)로 이루어지며, 제 1 및 제 2 정류출력도체(43,45)를 가진다. 제 1 및 제 2 정류출력도체(43,45)는, 이들 사이에 양파(兩波)정류출력전압을 얻는 것이다.
도 7에 있어서, 역률 개선 및 파형 개선을 위해 설치되어 있는 인덕터로서의 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)은, 자성체 코어(17)에 감겨져 서로 전자 결합되어있고, 검게 동그라미 표시된 바와 같이 동일 극성으로 설정되어 있다. 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 일단은 제 1 정류출력도체(43)에 접속되고, 그 타단은 제 2 인덕턴스 코일(L2)의 일단에 접속되어 있는 동시에 제 1 역류저지용 다이오드(D11)를 통해 3차 코일(N3)과 4차 코일(N4)의 상호 접속점(10)에 접속되어 있다.
제 2 인덕턴스 코일(L2)은 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 타단과 평활용 콘덴서(C1)의 사이에 제 2 역류저지용 다이오드(D12)를 통해 접속되어 있다. 본 실시형태에서는, 탭(tap ; 40)에 의해 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)이 분할되어 있다.
한편, 제 2 역류저지용 다이오드(D12)를 탭(40)과 제 2 인덕턴스 코일(L2)사이에 접속할 수 있다.
동 작
다음으로, 도 3 및 도 7의 각 부 상태를 나타내는 도 8을 참조하여, 도 7의 스위칭 전원장치의 동작에 대하여 설명한다. 도 7의 스위칭 전원장치의 동작은, 도 1의 스위칭 전원장치의 동작과 실질적으로 동일하다. 즉, 도 7의 메인 스위치(Q1)를 온·오프하면, 도 1의 메인 스위치(Q1)의 온·오프에 따른 역률 개선과 마찬가지로 도 3에 도시된 역률 개선이 달성된다.
도 3(D)에 도시된 예컨대 50Hz의 정현파 교류전압(Vac)이 도 7의 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)사이에 공급되어 있는 상태에서, 메인 스위치(Q1)를 도 3(A)에 개략적으로 나타낸 예컨대 20kHz의 반복 주파수를 가지는 제 1 제어신호(Vg1)로 온·오프 제어하고, 보조 스위치(Q2)도 도 8(B)과 같이 온·오프 제어하면, 도 3(B)에 도시된 정류회로(4)의 입력전류(Iin)의 진폭이 교류전압(Vac)의 진폭에 따라 변화한다. 그 결과, 도 3(C)에 도시된 교류입력전류(Iac)가 정현파와 근사하여, 역률 및 파형이 개선된다. 또한, 제 1 인덕턴스 코일(L1)이 3차 코일(N3)과 4차 코일(N4)의 상호 접속점(10)에 접속되어 있기 때문에, 평활용 콘덴서(C1)의 전압(Vc1)에 의해 부여되는 접속점(10)의 전위보다 제 1 정류출력도체(43)의 전위가 높을 때, 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전류(IL1)가 흐른다. 도 3에서는 t1∼t6 기간 및 t8∼t9 기간에 정류입력전류(Iin) 및 교류입력전류(Iac)가 흐른다.
도 7의 보조회로(7)를 제외한 메인 회로부분의 동작을 더욱 상세히 설명한다. 가령 도 3의 t2∼t3에 나타낸 메인 스위치(Q1)의 온 기간(Ton)에는, 제 1 정류출력도체(43), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 1 역류저지용 다이오드(D11), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1), 및 메인 스위치(Q1)의 경로로 전류가 흐른다. 이와 동시에 평활용 콘덴서(C1)와 1차 코일(N1)과 메인 스위치(Q1)의 경로로도 전류가 흐른다. 이러한 온 기간(Ton)에 2차 코일(N2)에 발생되는 전압은 다이오드(Do)를 역 바이어스하는 방향성을 가지고 있기 때문에, 다이오드(Do)는 비 도통 상태로 유지된다.그 결과, 상기 온 기간(Ton)에 트랜스포머(5)에 에너지가 축적된다. 또, 제 1 인덕턴스 코일(L1)에도 에너지가 축적된다.
도 3의 t3∼t5에 나타낸 오프 기간(Toff)에 있어서 메인 스위치(Q1)가 오프되면, 제 1 인덕턴스 코일(L1) 및 트랜스포머(5)의 축적 에너지가 방출되어, 제 1 정류출력도체(43)와 제 1 인덕턴스 코일(L1)과 제 1 역류저지용 다이오드(D11)와 3차 코일(N3)과 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 전류가 흐르고, 평활용 콘덴서(C1)가 충전된다. 또, 제 1 정류출력도체(43)와 제 1 인덕턴스 코일(L1)과 제 2 인덕턴스 코일(L2)과 제 2 역류저지용 다이오드(D12)와 평활용 콘덴서(C1)의 경로를 통해 충전전류가 평활용 콘덴서(C1)로 흐른다. 오프 기간(Toff)에서의 평활용 콘덴서(C1)의 충전전류는 시간의 경과와 함께 감소된다. 또, 도 3에서는, 평활용 콘덴서(C1)의 충전전류가 오프 기간(Toff) 전체에 있어서 흐르도록 나타내어져 있으나, 오프 기간(Toff)중의 예컨대 t4에서 전류(Iin)가 제로가 되도록, 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1, L2)의 인덕턴스값을 설정할 수 있다.
메인 스위치(Q1)의 오프기간(Toff)에는, 트랜스포머(5)의 축적에너지의 방출에 근거하여 정류평활회로(6)의 다이오드(Do)를 도통시키는 방향의 전압이 2차 코일(N2)로 유기(誘起)되고, 다이오드(Do)를 통해 콘덴서(Co) 및 부하(13)에 전력이 공급된다. 도 3의 t5시점에서 메인 스위치(Q1)가 다시 온 되면, t2∼t5 기간과 동일한 동작이 반복된다.
한편, 도 7의 회로에서 출력전압을 일정하게 제어하는 동작은, 도 1의 회로와 동일하다.
다음으로, 도 8을 참조하여 보조회로(7)에 근거한 메인 스위치(Q1)의 소프트 스위칭 동작을 설명한다.
[t1 이전]
도 8은 도 3의 t1∼t6 기간중의 일부를 나타낸다. 도 8의 t1보다 이전의 기간에는, 메인 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2) 모두 오프이며, 도 3의 t3∼t5기간과 동일한 동작이 발생하여, 다이오드(Do)의 전류(Ido)는 도 8(M)에 나타낸 바와 같이 흘러, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1) 및 보조 스위치(Q2)의 전압(Vq2)은 도 8의 (C),(E)에 나타낸 것처럼 고레벨로 유지된다.
[t1∼t2 기간]
보조 스위치(Q2)가 도 8의 t1 시점에서 온 제어되면, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1), 1차 코일(N1), 3차 코일(N3), 4차 코일(N4), 보조 다이오드(Da) 및 보조 스위치(Q2)로 이루어진 제 1 경로, 및 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1), 1차 코일(N1) 및 평활용 콘덴서(C1)로 이루어진 제 2 경로로 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 방전전류(Icq1)가 도 8(G)에 나타낸 것처럼 흘러, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)은 도 4(C)와 같이 서서히 저하되고, t2 시점에서 실질적으로 제로가 된다. 또한, 보조 스위치(Q2)에 직렬로 되어 있는 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)은 인덕턴스를 가지므로, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 방전전류(Icq1)는, 콘덴서(Cq1)의 캐패시턴스와 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)의 인덕턴스의 공진 동작에 근거하여 흐르며, 그 절대값은 t1으로부터 서서히 증대된다. 도 8(F)에 나타내는 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)는 콘덴서(Cq1)의 전류(Icq1)와 마찬가지로 서서히 증대된다. 따라서,보조 스위치(Q2)는 t1 시점에서 제로 전류 스위칭되어, 보조 스위치(Q2)의 턴 온 시의 스위칭 손실은 작다. 또, t1∼t2 기간에 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)에, 도 8(F)에 도시된 전류(Iq2)가 흐르면, 2차 코일(N2)에 출력 정류 다이오드(Do)를 역 바이어스하는 방향의 전압이 발생하므로, 그 다이오드(Do)는 비 도통으로 전환되어, 도 8(M)에 나타낸 바와 같이 다이오드(Do)의 전류(Ido)는 제로가 된다.
한편, 도 8의 t1∼t2기간에는, 제 1 정류출력도체(43), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 1 역류저지용 다이오드(D11), 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2) 및 제 2 정류출력도체(45)로 이루어진 경로로 도 8(H)에 나타낸 전류(Id11)가 약간 흐르고, 제 1 정류출력도체(43), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 2 인덕턴스 코일(L2), 제 2 역류저지용 다이오드(D12), 평활용 콘덴서(C1) 및 제 2 정류출력도체(45)로 이루어진 경로로도 도 8(I)과 같은 전류(Id12)가 약간 흐른다.
[t2∼t3기간]
t2 시점에서 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 방전이 종료되면, 1차 코일(N1), 3차 코일(N3) 및 4차 코일(N4)의 인덕턴스에 축적된 에너지가 방출되고, 그에 따라 도 8(D)과 같은 전류(Iq1)가 3차 코일(N3), 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2), 제 1 병렬 다이오드(Dq1), 및 1차 코일(N1)의 경로를 통해 흐른다. 또, 도 8(D)의 전류(Iq1)는, 메인 스위치(Q1)의 드레인·소스 사이의 전류와 병렬 다이오드(Dq1)의 전류의 합계로 나타내어진다. 여기서는 설명을간략화하기 위하여 전류(Iq1)를 메인 스위치(Q1)의 전류로 부르기로 한다. 또, t2∼t3 기간에는, 4차 코일(N4)의 인덕턴스의 축적에너지의 방출에 근거하여, 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2) 및 제 2 보조 다이오드(Db)로 이루어진 경로로도 도 8(L)에 나타낸 전류(Idb)가 흐른다. 제 2 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)는, 도 8(F)에 나타낸 바와 같이 t2 시점부터 서서히 저하된다. 그 결과, 제 1 병렬 다이오드(Dq1)를 흐르는 전류, 즉 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 t3 시점에서 제로가 된다. 제 1 병렬 다이오드(Dq1)는 도 8의 t2∼t3 기간에 온 상태이므로, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)은 t2∼t3 기간에 대략 제로로 유지되고 있다. 따라서, t2∼t3 기간에 메인 스위치(Q1)를 온 제어하면, 메인 스위치(Q1)의 ZVS가 달성된다. 도 8(A)에서는 설명을 용이하게 하기 위하여 메인 스위치(Q1)의 제어신호(Vg1)가 t2 시점에서 저레벨에서 고레벨로 전환되어 있다. 그러나, 메인 스위치(Q1)의 턴 온 제어의 편차를 고려하면, t2∼t3 기간의 중간에 메인 스위치(Q1)의 온 제어를 개시하는 것이 바람직하다.
단, 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시시점이 그 전압(Vq1)이 제로가 되는 t2보다 이전이어도, 상기 전압(Vq1)이 t1 시점부터 저하되기 시작한 후라면, 그 전압(Vq1)이 저하되어 있는 만큼 스위칭 손실의 저감효과를 얻을 수 있다. 또, 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시시점이, t3보다 약간 이후여도 스위칭 손실의 저감효과를 얻을 수 있다. 즉, t3에서 메인 스위치(Q1)가 온 되지 않도록, 공진용 콘덴서(Cq1)의 충전이 개시되어도, 그 콘덴서(Cq1)의 전압이 t1이전의 메인 스위치(Q1)의 오프기간의 전압(Vq1)보다 낮은 범위라면, 그 낮은 정도만큼 스위칭 손실이 저감된다. 따라서, 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시가 가능한 시점은, 보조 스위치(Q2)를 온 제어한 시점(t1)보다 이후이고, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 t1이전으로 나타내어지는 오프기간에서 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)보다 낮은 기간중 임의의 시점이 된다.
도 8은 도 3의 t1∼t6 기간중의 상태를 나타내므로, 도 8의 t2 시점에 제 1 병렬 다이오드(Dq1)가 도통 상태가 되면, 접속점(10)의 전위가 저하되고, 제 1 역류저지용 다이오드(D11)를 통과하는 전류(Id11)가 도 8(H)에 나타낸 바와 같이 증대되기 시작한다. 이 전류(Id11)는, 제 1 정류출력도체(43), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 1 역류저지용 다이오드(D11), 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2) 및 제 2 정류출력도체(45)의 경로로 흐른다. t2∼t3 기간에 있어서, 제 2 역류저지용 다이오드(D12)의 전류(Id12)는, t1∼t2 기간에 이어 흐르고 서서히 저하되어 t3 시점에서 제로가 된다.
[t3∼t4 기간]
t3 시점에 있어서 제 1 병렬 다이오드(Dq1)의 온 상태를 유지할 수 없게 되면, 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 제로가 되며, 그 후 상기 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 정방향으로 흐른다. 즉, t3∼t4 기간에는, 제 1 정류출력도체(43), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 1 역류저지용 다이오드(D11), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1), 메인 스위치(Q1) 및 제 2 정류출력도체(45)로 이루어지는 제 1 경로와, 평활용 콘덴서(C1), 1차 코일(N1) 및 메인 스위치(Q1)로 이루어지는 제 2 경로의양방을 통해 도 8(D)에 도시된 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)가 흐른다.
본 실시형태에서는, 4차 코일(N4)의 축적 에너지의 방출이 t3 시점에서 종료되지 않고 t4 시점에서 종료되어 있다. 이로 인해, t3∼t4 기간에 있어서, 4차 코일(N4), 제 1 보조 다이오드(Da), 보조 스위치(Q2), 평활용 콘덴서(C1), 3차 코일(N3)의 경로로 도 8(F)에 도시된 전류(Iq2)가 흐른다.
도 8의 t3∼t4 및 t4∼t5로 나타낸 바와 같이 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)가 정방향으로 흐르고 있을 때에는, 트랜스포머(5)의 2차 코일(N2)에 다이오드(Do)를 역 바이어스하는 전압이 발생하여, 다이오드(Do)의 전류(Ido)는 도 8(M)과 같이 제로로 유지된다.
[t4∼t5 기간]
t4∼t5 기간에는, 도 8(F)에 도시된 바와 같이 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)는 제로로 유지되고, 도 8(D)에 도시된 바와 같이 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)가 흐른다. t4∼t5 기간에는, t3∼t4 기간과 마찬가지로, 제 1 교류입력단자(1), 필터(3), 제 1 다이오드(D1), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 1 역류저지용 다이오드(D11), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1), 메인 스위치(Q1), 제 4 다이오드(D4), 필터(3) 및 제 2 교류입력단자(2)로 이루어지는 제 1 경로의 전류와, 평활용 콘덴서(C1)와 1차 코일(N1)과 메인 스위치(Q1)로 이루어지는 제 2 경로의 전류가 흐른다. 상기 제 1 경로의 전류는 도 8(H)에 나타낸 제 1 역류저지용 다이오드(D11)의 전류(Id11)와 동일하다. 상기 제 2 경로의 전류는 도 8(K)의t4∼t5 기간으로 나타낸 평활용 콘덴서(C1)의 전류(Ic1)와 동일하다. 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는, 상기 제 1 경로의 전류와 상기 제 2 경로의 전류의 합이다. 이 t4∼t5 기간에는, 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전자 결합된 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 제 2 역류저지용 다이오드(D12)를 역 바이어스하는 전압이 발생되고 있기 때문에, 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 전류가 흐르지 않는다.
도 8의 t4∼t5 기간에는, 도 8(E)에 나타낸 바와 같이 보조 스위치(Q2)의 전압(Vq2)이 제로이고, 도 8(F)과 같이 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)가 제로이다. 따라서, 도 8의 t4∼t5 기간중 임의의 시점에서 보조 스위치(Q2)를 턴 오프 제어하면, ZVS 및 제로 전류 스위칭(ZCS)이 달성된다. 본 실시형태에서는 보조 스위치(Q2)의 온 제어의 종료시점이 메인 스위치(Q1)의 온 제어의 종료시점과 동일한 t5시점으로 되어 있다. 따라서, 보조 스위치(Q2)의 ZVS 및 ZCS의 조건이 만족되어, 보조 스위치(Q2)의 턴 오프 시에 있어서 스위칭 손실은 작다. 상기한 바와 같이, 도 8의 t4∼t5 기간중이라면, 보조 스위치(Q2)의 ZVS 및 ZCS가 가능하므로, 도 8(B)에서 점선으로 나타낸 바와 같이 보조 스위치(Q2)의 턴 오프 시점을 t4로 이동하거나, 또는 t4∼t5중의 임의의 시점으로 이동할 수 있다.
[t5∼t6 기간]
t5 시점에서 메인 스위치(Q1)가 턴 오프 제어되면, 메인 스위치(Q1)의 전류(Iq1)는 도 8(D)과 같이 제로가 되고, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)가 충전되어, 메인 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 도 8(C)과 같이 경사져서 서서히 높아진다. 따라서, 메인 스위치(Q1)는 ZVS로 턴 오프된다. 또, 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 충전전류는, 정류회로(4), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 1 역류저지용 다이오드(D11), 3차 코일(N3), 1차 코일(N1) 및 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 경로와, 평활용 콘덴서(C1), 1차 코일(N1) 및 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 경로의 양쪽으로 흐른다.
t5 시점에서 메인 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2) 양쪽이 오프되고, 그 후 소프트 스위칭용 콘덴서(Cq1)의 전압이 서서히 높아지면, 평활용 콘덴서(C1)에 근거하여 1차 코일(N1)에 대하여 인가되는 전압이 서서히 저하되어, t6 시점에서 실질적으로 제로가 된다.
[t6∼t7 기간]
t6 시점에서 메인 스위치(Q1)가 완전히 오프상태가 되면, 트랜스포머(5)의 축적 에너지의 방출이 개시되고, 2차 코일(N2)에 다이오드(Do)를 순방향 바이어스하는 전압이 발생하여, 다이오드(Do)의 전류(Ido)가 도 8(M)과 같이 흐르기 시작한다. 3차 코일(N3)은 2차 코일(N2)에 전자 결합되어 있으므로, 메인 스위치(Q1)의 오프기간에는, 3차 코일(N3)에 도 7에서 상방으로부터 하방을 향하는 극성의 전압이 발생한다. 따라서, 메인 스위치(Q1)의 오프 시에는 접속점(10)의 전위가, 평활용 콘덴서(C1)의 전압보다도 3차 코일(N3)의 전압만큼 높아진다. 그 결과, 제 1 역류저지용 다이오드(D11)의 전류(Id11)는 t6 시점부터 감소된다. 제 2 인덕턴스 코일(L2)은 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전자 결합되어 있기 때문에, 메인 스위치(Q1)의 오프기간에 접속점(10)의 전위의 상승에 동반하여 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 제2 역류저지용 다이오드(D12)를 순 바이어스하는 방향의 전압이 발생하고, 이에 따라 t6 시점부터 제 2 역류저지용 다이오드(D12)의 전류(Id12)가 도 8(I)과 같이 흐르기 시작한다.
정류회로(4), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 1 역류저지용 다이오드(D11), 3차 코일(N3) 및 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 흐르고 있는 도 8(H)의 전류(Id11)는, 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 축적 에너지가 방출됨에 따라 서서히 저하되어, t7 시점에서 제로가 된다. 정류회로(4), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 2 인덕턴스 코일(L2), 제 2 역류저지용 다이오드(D12), 및 평활용 콘덴서(C1)의 경로를 따라 흐르는 제 2 역류저지용 다이오드(D12)의 전류(Id12)는, 도 8(I)에 도시된 바와 같이 t7 시점까지 서서히 증대되고, 그 후 서서히 저하된다. 제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11, D12)의 전류(Id11, Id12)의 합은, 도 8(K)에 나타낸 평활용 콘덴서(C1)의 전류(Ic1)가 된다.
[t7∼t8 기간]
t7∼t8 기간에는, t1직전의 기간과 동일한 동작이 발생한다. 즉, 상기 t7∼t8 기간에는 제 2 인덕턴스 코일(L2)의 축적 에너지가 방출됨에 따라 도 8(I)의 전류(Id12)가 흐른다. 이 전류(Id12)는 정류회로(4), 제 1 인덕턴스 코일(L1), 제 2 인덕턴스 코일(L2), 제 2 역류저지용 다이오드(D12) 및 평활용 콘덴서(C1)의 경로로 흐른다.
t8 시점에서 다시 보조 스위치(Q2)가 온 제어되면, t1∼t8 기간과 동일한 동작이 반복된다.
도 7의 스위칭 전원장치는 도 1의 스위칭 전원장치와 동일한 효과를 갖는다.
제 4 실시형태
다음으로, 도 9를 참조하여 제 4 실시형태의 스위칭 전원장치를 설명하도록 한다. 단, 도 9에 있어서, 도 1 및 도 7과 실질적으로 동일한 부분에는 동일한 부호를 사용하고 그에 대한 설명은 생략한다.
도 9의 스위칭 전원장치는, 바이패스용 콘덴서(C2)를 설치하고, 그 밖에는 도 7과 동일하게 형성한 것이다.
바이패스용 콘덴서(C2)는, 제 1 정류출력도체(43)와 제 2 정류출력도체(45)사이에 접속되어 있다. 따라서, 메인 스위치(Q1)의 온·오프에 의해 발생되는 고주파 성분은 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)를 흐르지 않고, 바이패스용 콘덴서(C2)로 흐른다. 그 결과, 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)에서의 노이즈 발생이 적어진다. 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)에는 고주파 전류가 흐르지 않기 때문에, 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)를 교류입력전압(Vac)을 정류하기 위한 저주파용 다이오드로 할 수 있다. 또, 제 1 및 제 2 역류저지용 다이오드(D11, D12)는 메인 스위치(Q1)의 온·오프 주파수에 응답하는 고주파용 다이오드로 한다.
제 4 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 기본적 동작은 도 1 및 도 7의 회로 동작과 실질적으로 동일하다. 따라서, 제 4 실시형태에 의해서도 제 1 및 제 3 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
변 형 예
본 발명은 상기한 실시형태에 한정되는 것이 아니며, 가령 다음과 같은 변형이 가능한 것이다.
(1)도 1의 회로에 있어서, 제 1 정류출력단자(43)와 제 3 정류출력단자(45)의 사이 및 제 2 정류출력단자(44)와 제 3 정류출력단자(45)사이 중 어느 하나 또는 양쪽 모두에, 도 6의 바이패스용 콘덴서(C2)와 동일한 기능을 가지는 고주파 성분 바이패스용 콘덴서를 접속할 수 있다. 이 경우에는, 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1, L2)에 대하여 역류저지를 위한 고주파 다이오드를 직렬 접속한다.
(2)트랜스포머(5)에 2차 코일(N2)을 설치하는 대신에 주지의 오토 트랜스포머(auto transformer)로 구성할 수 있다. 또, 1차 코일(N1)과 메인 스위치(Q1)의 상호 접속점에 정류평활회로를 접속하여, 승압형 스위칭 전원장치를 구성할 수 있다.
(3)메인 스위치(Q1)를 쌍방향 스위치로 하고, 제 1 병렬 다이오드(Dq1)를 생략할 수 있다.
(4)보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)가 도 4 및 도 8의 t3시점에서 제로가 될 경우에는, 제 2 보조 다이오드(Db)를 생략할 수 있다.
(5)도 6 및 도 9에 있어서, 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 출력측 단자와 그라운드측 단자(45)간에 고주파 필터용 콘덴서를 접속할 수 있다.
(6)보조 스위치(Q2)가 역류저지의 기능을 가질 경우에는 제 1 보조 다이오드(Da)를 생략할 수 있다.
(7)메인 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)를 FET 이외의 트랜지스터, IGBT(절연 게이트형 양극성 트랜지스터) 등의 반도체 스위치로 할 수 있다.
(8)메인 스위치(Q1)의 온 기간에 2차측 다이오드(Do)가 도통되도록 정류평활회로(6)를 변형하고, 2차 코일(N2)의 극성을 변화시킬 수 있다. 즉, 포워드형 스위칭 전원장치에도 본 발명을 적용할 수 있다.
각 청구항의 발명은 다음과 같은 효과를 거둔다.
(1)메인 스위치(Q1)의 온·오프에 응답하여 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)을 통해 전류가 흐르고, 이들 전류의 진폭은 교류전압의 진폭에 비례한다. 따라서, 스위칭 전원장치의 역률 및 파형이 개선된다.
(2)보조 스위치(Q2)가 온 상태가 되면, 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)에 전류가 흐른다. 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)은 메인 코일(N1)에 전자 결합되어 있으므로, 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)에 전류가 흘렀을 때 메인 스위치(Q1)에 병렬로 접속된 소프트 스위칭용 캐패시턴스 수단(Cq1)이 방전되어, 메인 스위치(Q1)의 양 단자간 전압이 저하된다. 메인 스위치(Q1)의 전압이 저하된 상태에서 그 메인 스위치(Q1)를 턴 온 제어하면, 메인 스위치(Q1)의 소프트 스위칭 또는 제로 전압 스위칭(ZVS)이 달성되어, 스위칭 손실 및 노이즈가 저감된다.
(3)메인 스위치(Q1)는 역률 개선 및 파형 개선을 위한 전압의 온·오프와, DC-DC 변환을 위한 전압의 온·오프를 위해 사용된다. 따라서, 역률 개선 및 파형 개선이 가능한 스위칭 전원장치의 소형화 및 저 비용화를 달성할 수 있다.
(4)메인 스위치(Q1)를 소프트 스위칭시키기 위한 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)은 메인 코일(N1)과 함께 트랜스포머(5)에 포함시킬 수 있으므로, 스위칭 전원장치의 소형화가 가능해진다.
또한, 청구범위 제 4항의 발명에 따르면, 정류회로(4a)의 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)에, 메인 스위치(Q1)의 온·오프에 따라 변화하는 고주파 전류가 흐르지 않게 되어, 제 1 ∼ 제 4 다이오드(D1∼D4)에서의 노이즈 발생을 억제할 수 있다.
청구범위 제 6항의 발명에 따르면, 제 2 보조코일(N4)의 인덕턴스에 축적된 에너지를 신속히 방출시킬 수 있다.
청구범위 제 7항의 발명을 통해 나타낸 바와 같이, 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)을 직렬적으로 접속할 경우에도, 청구범위 제 1항과 같이 제 1 및 제 2 인덕턴스 코일(L1,L2)을 병렬적으로 접속하는 경우와 마찬가지로 역률 개선을 달성할 수 있다.

Claims (10)

  1. 교류전원으로부터 공급된 교류전압을 직류전압으로 변환하기 위한 스위칭 전원장치로서,
    교류전압을 공급하기 위한 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)와,
    상기 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)에 접속되고 제 1, 제 2 및 제 3 정류출력도체(43,44,45)를 가지며 상기 제 1 및 제 2 정류출력도체(43,44)는 실질적으로 동일한 전압을 출력하도록 형성되어 있는 정류회로(4 또는 4a)와,
    메인 코일(N1)을 가지는 트랜스포머(5)와,
    상기 메인 코일(N1)의 일단과 상기 제 3 정류출력도체(45)의 사이에 접속된 평활용 콘덴서(C1)와,
    상기 메인 코일(N1)의 타단과 상기 제 3 정류출력도체(45)의 사이에 접속된 메인 스위치(Q1)와,
    직류출력전압을 얻기 위하여 상기 트랜스포머(5)에 접속된 정류평활회로(6)와,
    상기 메인 스위치(Q1)에 병렬로 접속된 콘덴서 또는 기생용량으로 이루어지는 소프트 스위칭용 캐패시턴스 수단(Cq1)과,
    상기 메인 코일(N1)에 전자 결합되고 그 일단이 상기 메인 코일(N1)의 일단 및 상기 평활용 콘덴서(C1)의 일단에 접속된 제 1 보조코일(N3)과,
    상기 메인 코일(N1) 및 상기 제 1 보조 코일(N3)에 전자 결합되고 그 일단이상기 제 1 보조코일(N3)의 타단에 접속된 제 2 보조코일(N4)과,
    상기 메인 코일(N1)과 상기 메인 스위치(Q1)의 직렬회로에 대하여 상기 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)을 통해 병렬로 접속된 보조 스위치(Q2)와,
    상기 제 2 정류출력도체(44)와 상기 제 1 보조코일(N3)의 타단간에 접속된 제 1 인덕턴스 코일(L1)과,
    상기 제 1 정류출력도체(43)와 상기 평활용 콘덴서(C1)의 일단간에 접속되고, 상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전자 결합된 제 2 인덕턴스 코일(L2)과,
    상기 메인 스위치(Q1) 및 상기 보조 스위치(Q2)에 접속되고, 상기 교류입력단자(1,2)에 인가되는 교류전압의 주파수보다 높은 반복 주파수로 상기 메인 스위치(Q1)를 온·오프 제어하는 제 1 기능, 및 상기 메인 스위치(Q1)의 턴 온 시에 상기 메인 스위치(Q1)를 소프트 스위칭시키기 위하여 상기 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시시점(t2)보다 이전의 시점(t1)에서 상기 보조 스위치(Q2)의 온 제어를 개시하고, 상기 메인 스위치(Q1)의 온 종료시점(t5) 또는 그 온 종료시점(t5)보다 이전의 시점(t4)에서 상기 보조 스위치(Q2)의 온 제어를 종료시키는 제 2 기능을 가지는 제어회로(8)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 정류회로(4)는,
    상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 1 다이오드(D1)와,
    상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 2 다이오드(D2)와,
    상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 3 다이오드(D3)와,
    상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 4 다이오드(D4)와,
    상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 정류출력도체(44)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 5 다이오드(D5)와,
    상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 정류출력도체(44)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 6 다이오드(D6)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 직렬로 접속된 제 1 역류저지용 다이오드(D11)와, 상기 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 직렬로 접속된 제 2 역류저지용 다이오드(D12)를 더 포함하며,
    상기 정류회로(4a)는,
    상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43) 및 제 2 정류출력도체(44)에 각각 접속된 제 2 전극을 가지는 제 1 다이오드(D1)와,
    상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 교류입력단자(1)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 2 다이오드(D2)와,
    상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 1 정류출력도체(43) 및 상기 제 2 정류출력도체(44)에 각각 접속된 제 2 전극을 가지는 제 3 다이오드(D3)와,
    상기 제 3 정류출력도체(45)에 접속된 제 1 전극과 상기 제 2 교류입력단자(2)에 접속된 제 2 전극을 가지는 제 4 다이오드(D4)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    역류를 저지하기 위하여 상기 보조 스위치(Q2)에 직렬로 접속된 보조 다이오드(Da)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 보조코일(N4)과 상기 보조 스위치(Q2)의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속되고 상기 평활용 콘덴서(C1)의 전압으로 역 바이어스되어 있는 방향성을 지닌 보조 다이오드(Db)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  6. 제 3항에 있어서,
    상기 제 2 정류출력도체(44)와 상기 제 3 정류출력도체(45)간에 접속되고 상기 평활용 콘덴서(C1)보다 용량이 작은 바이패스 콘덴서(C2)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  7. 교류전원으로부터 공급된 교류전압을 직류전압으로 변환하기 위한 스위칭 전원장치로서,
    교류전압을 공급하기 위한 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)와,
    상기 제 1 및 제 2 교류입력단자(1,2)에 접속된 제 1 및 제 2 교류입력도체(41,42)와 제 1 및 제 2 정류출력도체(43,45)를 가지는 정류회로(4b)와,
    메인 코일(N1)을 가지는 트랜스포머(5)와,
    상기 메인 코일(N1)의 일단과 상기 제 2 정류출력도체(45)간에 접속된 평활용 콘덴서(C1)와,
    상기 메인 코일(N1)의 타단과 상기 제 2 정류출력도체(45)간에 접속된 메인 스위치(Q1)와,
    직류출력전압을 얻기 위하여 상기 트랜스포머(5)에 접속된 정류평활회로(6)와,
    상기 메인 스위치(Q1)에 병렬로 접속된 콘덴서 또는 기생용량으로 이루어진 소프트 스위칭용 캐패시턴스 수단(Cq1)과,
    상기 메인 코일(N1)에 전자 결합되고 그 일단이 상기 메인 코일(N1)의 일단 및 상기 평활용 콘덴서(C1)의 일단에 접속된 제 1 보조코일(N3)과,
    상기 메인 코일(N1) 및 상기 제 1 보조코일(N3)에 전자 결합되고 그 일단이 상기 제 1 보조코일(N3)의 타단에 접속된 제 2 보조코일(N4)과,
    상기 메인 코일(N1)과 상기 메인 스위치(Q1)의 직렬회로에 대하여 상기 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)을 통해 병렬로 접속된 보조 스위치(Q2)와,
    상기 제 1 정류출력도체(43)에 접속된 일단을 가지는 제 1 인덕턴스 코일(L1)과,
    상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 타단과 상기 평활용 콘덴서(C1)의 일단간에 접속되고, 상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)에 전자 결합된 제 2 인덕턴스 코일(L2)과,
    상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 타단과 상기 제 1 및 제 2 보조코일(N3,N4)의 상호접속점(10)의 사이에 접속된 제 1 역류저지용 다이오드(D11)와,
    상기 제 1 인덕턴스 코일(L1)의 타단과 상기 평활용 콘덴서(C1)의 사이에 있어서 상기 제 2 인덕턴스 코일(L2)에 직렬로 접속된 제 2 역류저지용 다이오드(D12)와,
    상기 메인 스위치(Q1) 및 상기 보조 스위치(Q2)에 접속되고, 상기 교류입력단자(1,2)에 인가되는 교류전압의 주파수보다 높은 반복 주파수로 상기 메인 스위치(Q1)를 온·오프 제어하는 제 1 기능, 및 상기 메인 스위치(Q1)의 턴 온 시에 상기 메인 스위치(Q1)를 소프트 스위칭시키기 위하여 상기 메인 스위치(Q1)의 온 제어 개시시점(t2)보다 이전의 시점(t1)에서 상기 보조 스위치(Q2)의 온 제어를 개시하고, 상기 메인 스위치(Q1)의 온 종료시점(t5) 또는 그 온 종료시점(t5)보다 이전의 시점(t4)에서 상기 보조 스위치(Q2)의 온 제어를 종료시키는 제 2 기능을 가지는 제어회로(8)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  8. 제 7항에 있어서,
    역류를 저지하기 위하여 상기 보조 스위치(Q2)에 직렬로 접속된 보조 다이오드(Da)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 제 2 보조코일(N4)과 상기 보조 스위치(Q2)의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속되고 상기 평활용 콘덴서(C1)의 전압으로 역 바이어스되어 있는 방향성을 지닌 보조 다이오드(Db)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 제 1 정류출력도체(43)와 상기 제 2 정류출력도체(45)간에 접속되고 상기 평활용 콘덴서(C1)보다 용량이 작은 바이패스 콘덴서(C2)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
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