DE102011122197B4

DE102011122197B4 - Spannungswandler mit geringer Anlaufspannung

Info

Publication number: DE102011122197B4
Application number: DE102011122197.6A
Authority: DE
Inventors: Prof. Dr. Woias Peter
Original assignee: Albert Ludwigs Universitaet Freiburg
Current assignee: Albert Ludwigs Universitaet Freiburg
Priority date: 2011-12-23
Filing date: 2011-12-23
Publication date: 2018-06-07
Anticipated expiration: 2031-12-24
Also published as: US20130182464A1; DE102011122197A1

Abstract

Spannungswandlerschaltung zum Erzeugen einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung (U), umfassend:einen Transformator (Tr) mit einer ersten Primärwicklung (1), die über einen in Serie geschalteten ersten Transistor (T) mit der Eingangsspannung (U) verbindbar ist, und einer zweiten Primärwicklung (2), die über einen in Serie geschalteten zweiten Transistor (T) mit der Eingangsspannung (U) verbindbar ist,wobei der Transformator (Tr) weiterhin mindestens eine Sekundärwicklung (3, 4) mit einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss aufweist, die eine höhere Windungszahl hat als die erste und die zweite Primärwicklung (1, 2), und deren erster Anschluss mit Steuereingängen des ersten und zweiten Transistors (T, T) sowie mit einem Ausgangsanschluss der Spannungswandlerschaltung zum Ausgeben der Ausgangsspannung (U) verbunden ist,dadurch gekennzeichnet, dassan einem Hochpunkt der mindestens einen Sekundärwicklung (3) und in Serie zu dieser eine RC-Schaltung (R, C) angeordnet ist, wobei der Hochpunkt mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist und der zweite Anschluss der Sekundärwicklung (3) mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Transistors (T, T) verbunden ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schaltung, mit der geringe Eingangsspannungen an einem Eingang der Schaltung in höhere Ausgangsspannungen an einem Ausgang der Schaltung gewandelt werden. Dabei wird die Schaltung aus ihrem Eingang mit elektrischer Energie für den Eigenbetrieb versorgt. Sie ist des Weiteren so gestaltet, dass die Spannungswandlung bereits bei geringen elektrischen Spannungen an ihrem Eingang einsetzt. Zudem werden Überschüsse an Energie aus Spannungspotentialen, die im Inneren der Schaltung erzeugt werden, um die Wandlung intern zu steuern, zum Ausgang geführt, um so eine maximale Effizienz der Spannungswandlung zu erzielen.
Das sogenannte Energy Harvesting ist eine Technik, mit der Mikrosysteme aus ihrer jeweiligen Umgebung und an ihrem jeweiligen Anwendungsort mit Energie versorgt werden. Dafür wird elektrische Energie aus einer anderen, am Anwendungsort vorliegenden Energieform gewonnen, so zum Beispiel aus thermischer, mechanischer, optischer Energie oder aus chemischer Bindungsenergie. Hierfür sind unterschiedlichste Generatoren in Entwicklung oder im Einsatz, so z.B. thermoelektrische Generatoren, mechanoelektrische Generatoren, photovoltaische Generatoren oder Brennstoffzellen.
Verschiedene bekannte Generatoren liefern elektrische Ausgangsspannungen, die deutlich unter dem Spannungsniveau liegen, das für den Betrieb der Elektronik eines eingebetteten Mikrosystems erforderlich ist. Des Weiteren ist die Ausgangsspannung verschiedener Generatoren vom Niveau der zugeführten Eingangsenergie abhängig. Bei variabler Energiezufuhr ist dementsprechend die Ausgangsspannung des Generators variabel.
Bekannte Beispiele derartiger Generatoren sind thermoelektrische Generatoren, die eine elektrische Reihenschaltung von Thermopaaren aus jeweils zwei verschiedenen Materialien aufweisen. Diese Thermopaare sind zwischen zwei - üblicherweise keramischen - Montageplatten in einem Temperaturgradienten angeordnet, dergestalt, dass jeweils eine Montageplatte, damit eine Seite eines Thermopaares, einer höheren Temperatur ausgesetzt ist als die andere Montageplatte bzw. Seite des Thermopaares.
Das bekannte Funktionsprinzip dieses Generators basiert auf dem Seebeck-Effekt. Die Ausgangsspannung eines Thermogenerators berechnet sich damit, ohne Belastung am Generator, nach folgender Gleichung (1): $U = n \cdot S \cdot Δ T$
Dabei bezeichnet n die Anzahl von Thermopaaren des Generators, S den Seebeck-Koeffizienten eines Thermopaares und ΔT die Temperaturdifferenz zwischen der Oberseite und der Unterseite der Thermopaare.
Eine Erhöhung der Ausgangsspannung ist dadurch möglich, dass die Anzahl n der Thermopaare erhöht wird. Da Thermogeneratoren aber häufig durch mechanische Montage von Thermopaaren hergestellt werden, ist die sinnvolle Erhöhung von n mit dieser Fertigungstechnologie nach oben hin begrenzt. Zudem wächst damit die Baugröße des Generators. Ebenso steigt mit einer Erhöhung der Anzahl n der elektrische Innenwiderstand des Generators, somit bei Belastung der innere Verlust. Bei geringen Temperaturgradienten, die in vielen Anwendungen vorliegen, liefern derartige Generatoren somit nur geringe Ausgangsspannungen, z.B. im Bereich einiger mV, die nicht sinnvoll genutzt werden können, um eine elektronische Schaltung mit Energie zu versorgen.
Es besteht die Möglichkeit, Thermogeneratoren in mikrotechnischer Bauweise mit einer wesentlich größeren Anzahl von Thermopaaren herzustellen, entsprechende Systeme werden sowohl wissenschaftlich untersucht als auch kommerziell angeboten. Hierbei sinkt jedoch die Querschnittsfläche der Thermobeine, somit erhöht sich deren Innenwiderstand und damit der Innenwiderstand des gesamten Generators. Es steht zwar eine höhere Leerlaufspannung zur Verfügung, diese bricht aber aufgrund des höheren Innenwiderstandes bei Belastung deutlich stärker ein.
Photovoltaische Zellen sind ein weiteres Beispiel eines Generators mit vergleichsweise niedriger Ausgangsspannung. Photovoltaische Zellen in Siliziumtechnologie tiefem ohne Last am Ausgang typische Ausgangsspannungen von 0,5 V pro Zelle. Bei Belastung sinkt dieses Spannungsniveau, verursacht durch den Innenwiderstand des Generators, weiter ab. Dieses Spannungsniveau ist wiederum zu gering, um Elektronik nach dem heutigen Stand der Technik zu betreiben. Zudem sinkt die Ausgangsspannung auch bei photovoltaischen Generatoren mit einem Absinken der einfallenden Lichtleistung. Im Prinzip können mehrere photovoltaische Zellen elektrisch in Reihe geschaltet werden, um die Ausgangsspannung der Reihenschaltung zu erhöhen. Dadurch steigt jedoch zugleich die benötigte Fläche, ebenso können einzelne Zellen durch lokale Abschattung unterschiedlichen Strahlungsniveaus ausgesetzt sein. Dadurch sinkt wiederum die Ausgangsleistung der gesamten Generatoranordnung.
Bei den beiden genannten Generatoren, aber auch in anderen vergleichbaren Fällen, ist es erforderlich, die niedrige Ausgangsspannung des Generators mit einer Schaltung zur Spannungswandlung so weit zu erhöhen, dass eine elektronische Schaltung mit genügend hoher Spannung versorgt werden kann, wie dies in 1 gezeigt ist. Dazu wird ein elektronischer Spannungswandler zwischen dem Generator und der Elektronik, die im Folgenden als Lastwiderstand R_L bezeichnet wird, angeordnet. Der Ausgang des Generators ist mit dem Eingang des Spannungswandlers verbunden, der Ausgang des Spannungswandlers ist mit der Last verbunden. Am Eingang des Spannungswandlers liegt dadurch die variable Eingangsspannung U_in an, die vom Generator bereitgestellt wird. Im Spannungswandler wird U_in in eine höhere Ausgangsspannung U_out transformiert, die an der Last R_L anliegt.
Das elektronische System am Ausgang des Spannungswandlers kann zusätzlich einen elektrischen Energiespeicher, z.B. eine wiederaufladbare Batterie oder einen elektrischen Kondensator, enthalten. Der Spannungswandler speist in diesem Fall über seinen Ausgang den Energiespeicher und die Last. Falls die Eingangsenergie am Generator zu tief abfällt, um die Elektronik des Spannungswandlers noch zuverlässig zu betreiben, steht Energie aus dem Energiespeicher zur Verfügung, um den Betrieb des Spannungswandlers bei Bedarf durch Speisung aus dem Ausgang oder über einen separaten Speisezugang durchgehend sicherzustellen. Dies würde gleichfalls sicherstellen, dass die Wandlerschaltung sofort wieder funktionsfähig ist und anläuft, wenn dem Generator wieder genügend Eingangsenergie zur Verfügung steht. Wenn jedoch dieser Zwischenspeicher nicht zur Verfügung steht oder zu weit entleert ist, dann besteht die Notwendigkeit, dass der Spannungswandler seine Betriebsenergie vollständig aus seinem Eingang bezieht und bereits bei möglichst geringen Eingangsspannungen die Funktion aufnimmt. Dies ist wesentlicher Inhalt der vorliegenden Erfindung.
Aus dem heutigen Stand der Technik sind verschiedene Schaltungskonzepte bekannt, mit denen niedrige Eingangsspannungen in höhere Ausgangsspannungen transformiert werden können.
Die US 2010 / 0 208 498 A1 offenbart eine Verstärkungsschaltung zum Boosten der Spannung einer Spannungsquelle mit sehr niedrigen Spannungen auf ein höheres Spannungsniveau unter Verwendung von Resonanz. Insbesondere ist ein Transformator mit zwei primärseitigen Wicklungen und einer sekundärseitigen Wicklung vorgesehen, wobei der eine JFET und zwei MOSFETs in Serie mit der ersten beziehensweise zweiten primärseitigen Wicklungen geschaltet sind und über den Stromfluss durch die Sekundärseite angesteuert werden. Die Schaltung beginnt zu oszillieren, wenn Rauschen oder andere zufällige Änderungen die Leitfähigkeit des JFET ändern. Dadurch ändert sich der Strom in der ersten des primärseitigen Wicklungen des Transformators und es erfolgt eine induktive Einkopplung in die Sekundärseitige Wicklung, die wiederum das Gate des JFET ansteuert. Auf diese Weise ist eine positive Rückkopplungsschleife gebildet und die Schwingung läuft an. Wenn die Spannungsschwingungsamplitude die Gateeinschaltspannung des n-Kanal-MOSFET erreicht, beginnt dieser zu leiten und verursacht einen deutlichen Stromfluss durch die erste primärseitige Wicklung des Transformators. Auch dieser Strom koppelt auf die Sekundärseite ein und wenn der MOSFET voll eingeschaltet ist, ist der Stromfluss durch die erste primärseitige Wicklung maximal. Durch Vorsehen eines Push-Pull-Betriebs zweier MOSFETs kann insgesamt an die Last eine Spannung ausgegeben werden, die höher ist als die Spannung der Quelle.
Die US 4 322 724 A bezieht sich auf eine Schaltung zum Wandeln des Ausgangs einer Quelle mit sehr niedriger Spannung in eine höhere Spannung, um beispielsweise einen Brandmelder zu betreiben. Die Schaltung umfasst mindestens einen Transistor und einen Transformator, wobei die primärseitige Wicklung mit den gesteuerten Elektroden des Transistors verbunden ist und die sekundärseitige Wicklung mit dem Steueranschluss des Transistors verbunden ist. Die zu erhöhende Spannung wird an der primärseitigen Wicklung und den gesteuerten Elektroden angelegt und es werden Spannungspulse an den Anschlüssen der sekundärseitigen Wicklung erzeugt, die in einem Kondensator zwischengespeichert werden, um einen Sender intermittierend zu speisen. Im Fall, dass die Spannung an dem Kondensator einen bestimmten Wert überschreitet, leitet außerdem das spannungsgesteuerte Relais CR die Verbindung zu dem Sender E. Wenn sich der Kondensator entsprechend weit entladen hat, öffnet sich der Schalter an dem Relais CR wieder und der Kondensator 34 (beziehungsweise 25) kann wieder aufgeladen werden.
Die JP 2005 - 304 231 A bezieht sich auf einen DC-DC-Wandler mit einem selbsterregten Schwingkreis, der als aktives Element einen Transistor aufweist, der über eine mit der Eingangsseite verbunden Sekundärwicklung gesteuert wird. Ein Gleichrichtungs- und Glättungsschaltkreis führt die Ausgangspannung an den Ausgangsanschluss, um einen Gleichspannungsausgang bereitzustellen. Eine RC-Anordnung ist so ausgeführt, dass der Widerstand 4 zwischen die positive Eingangspannung und einem Anschluss der Rückkopplungswicklung angelegt ist, während der Kondensator 5 von dem Anschluss der Rückkopplungswicklung nach Masse geschaltet ist.
Ein Konzept, das vielfach verwendet wird, ist der sog. induktive Hochsetzsteller, der als integrierte Schaltung in zahlreichen Ausführungsformen verfügbar ist. Eine Beschreibung findet sich in U. Tietze, Ch. Schenk, „Halbleiter-Schaltungstechnik“, Springer-Verlag, 11. Auflage, 1999, Seite 985 und folgende. Die Grundschaltung, die in 2 wiedergegeben ist, umfasst einen Schalttransistor in Bipolar- oder MOS-Technologie, eine Induktivität, eine Diode und einen Kondensator. Des Weiteren ist eine Steuerschaltung ST zur Erzeugung von Rechtecksignalen Usteuer erforderlich, die aus einer Betriebsspannung U_B versorgt wird.
Der Transistor T wird mit Hilfe einer rechteckförmigen Steuerspannung Usteuer im Wechsel eingeschaltet und ausgeschaltet. In der Einschaltphase fließt ein Strom aus der Eingangsspannung U_in durch die Spule L und den leitenden Transistor T nach Masse. Dieser Strom durch die Induktivität L steigt zunächst linear an, zugleich wird ein Magnetfeld in der Spule aufgebaut. Nach dem Ausschalten des Transistors versucht die Induktivität L nach der bekannten Lenz'schen Regel den Stromfluss in der ursprünglichen Richtung beizubehalten. Das Resultat ist eine sprunghafte Erhöhung der elektrischen Spannung am Knotenpunkt zwischen Diode D, Induktivität L und dem Drain-Anschluss des Transistors T, dergestalt, dass die Diode D in Flussrichtung gepolt wird. Dadurch erfolgt eine Fortsetzung des Stromflusses durch die Induktivität L über die Diode D zum Kondensator C und zugleich eine Erhöhung des Eingangsspannungsniveaus U_in auf ein höheres Spannungsniveau U_out am Ausgang. Der Stromfluss klingt ab, sobald das Magnetfeld in der Spule abgebaut ist und die Spannung am Knoten nicht mehr über der Summe der Diodenflussspannung und der Ausgangsspannung liegt.
Die Steuerschaltung ST benötigt eine Betriebsspannung U_B zur Erzeugung von Rechtecksignalen mit genügender Amplitude. Hierin liegt ein gravierendes Problem für Hochsetzsteller, die aus einer geringen Eingangsspannung U_in versorgt werden sollen. Die Anlaufspannung, d.h. die minimal erforderliche Eingangsspannung wird maßgeblich durch die erforderliche Betriebsspannung der Steuerschaltung und die erforderliche Amplitude der Steuerspannung Usteuer bestimmt und kann nicht beliebig reduziert werden. In verschiedenen Schaltungskonzepten werden Hilfsschaltungen zur Unterstützung der Anlaufphase bei niedrigen Spannungen eingesetzt. Dennoch beträgt für eine derartige Beispielschaltung, die integrierte Schaltung TPS 61200 des Herstellers Texas Instruments, die minimal erforderliche Eingangsspannung U_in noch etwa 0,3 V ohne Last am Ausgang U_out und etwa 0,5 V bei belastetem Ausgang.
Beim Hochsetzsteller pendelt das Magnetfeld im Kern der Spule immer um einen Mittelwert, der mit dem Mittelwert des Spulenstroms korreliert ist. Dies führt dazu, dass der Spulenkern immer in einer Richtung vormagnetisiert bleibt. Der Kern der Spule muss dadurch dahingehend ausgelegt werden, dass auch bei einem Pendeln des Magnetfeldes um einen Mittelwert eine verlustbehaftete Sättigung des Kerns nicht eintritt. Dies führt beispielsweise dazu, dass der Kern entsprechend größer ausgelegt werden muss.
Ein alternatives Konzept nach dem Stand der Technik ist der so genannte Durchflusswandler, der einen Transformator durch geeignete Beschaltung so betreibt, dass das Magnetfeld im Mittel zu Null gehalten wird. Diese Konfiguration vermeidet somit den beim Hochsetzsteller vorhandenen Nachteil einer Vormagnetisierung.
3 zeigt eine entsprechende Grundschaltung eines Eintakt-Durchflusswandlers nach dem Stand der Technik.
In dieser Schaltung wird ein Transformator mit drei Wicklungen betrieben. Wicklung 3 stellt im dargestellten Beispiel über einen Vollweggleichrichter aus 4 Dioden die Ausgangsspannung U_out bereit. Wicklung 1 wird über den Transistor T₁ im Wechsel an die Eingangsspannung U_in angelegt und wieder abgetrennt. Wicklung 2 ist über eine Diode D zwischen der Eingangsspannung U_in und Masse angeschlossen. In Wicklung 2 entsteht, wie in Wicklung 3, eine induzierte Wechselspannung. Diese Wechselspannung wird immer dann kurzgeschlossen, wenn an der Kathode der Diode D eine negative Spannung induziert wird. Dies ist durch geeignete Wahl der Wicklungsrichtungen von Wicklung 1 und 2 immer dann der Fall, wenn der Transistor T₁ sperrt. Der entsprechende Stromfluss durch Wicklung 2 und D führt dazu, dass das Magnetfeld im Spulenkern durch einen im Vergleich zu Windung 1 gegenläufigen Entmagnetisierungsstrom seine Polarität umkehrt. Ebenso wird über den in Wicklung 2 fließenden Strom Energie an die Eingangsspannung U_in zurückgeführt. Im Mittel und im Idealfall ist die resultierende Magnetisierung gleich Null, mit dem Vorteil, dass der Kern des Transformators in einer kleineren Bauform gewählt werden kann und die Gefahr der Sättigung des Kerns vermieden werden kann. Nach dem Stand der Technik wie beispielsweise in der Monographie U. Tietze, Ch. Schenk, „Halbleiter-Schaltungstechnik“, Springer-Verlag, 11. Auflage, 1999, Seite 990, beschrieben, wird lediglich eine Diode D verwendet, d.h. der in 3 eingezeichnete Transistor T₂ wird dort z.B. nicht erwähnt.
Es kann jedoch in Ergänzung zur Diode D ein aktiv gesteuerter Transistor T₂ eingesetzt werden, der der Diode D, wie in 3 schematisch dargestellt, parallel geschaltet ist. Als Vorteil entsteht ein kleinerer Spannungsabfall über der Diode D, somit eine Reduzierung der elektrischen Verluste in der Diode. T₂ muss dementsprechend im Wechsel mit Transistor T₁ eingeschaltet und ausgeschaltet werden.
In jedem Fall ist für diesen Wandler wieder eine Steuerschaltung ST erforderlich, die entsprechende Rechtecksignale U_steuer,1 und U_steuer,2 erzeugt und an die Gateanschlüsse eines oder beider Transistoren anlegt. Dadurch entsteht bei diesem Schaltungskonzept dieselbe Problematik wie beim voranstehend beschriebenen Hochsetzsteller. Wenn die gesamte Schaltung aus der Eingangsspannung U_in betrieben werden soll, dann definiert die erforderliche Betriebsspannung U_B der Steuerschaltung ST die minimal mögliche Anlaufspannung.
In dem Artikel DAMASCHKE, JOHN M.: Design of a Low-Input-Voltage Converter for Thermoelectric Generator. In: IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, 1203-1207. wird ein resonantes Schaltwandlerprinzip auf der Basis eines modifizierten Meißner-Oszillators vorgestellt. Die entsprechende Baugruppe wird in der Publikation als „starter circuit“ bezeichnet und ist in 4 dargestellt.
Bei dieser bekannten Schaltung wird die Drain-Source-Strecke eines n-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistors T₁ (n-JFET) mit der Wicklung 1 eines Transformators Tr in Serie geschaltet und über den Eingang U_in der Wandlerschaltung mit elektrischer Spannung beaufschlagt. Eine Wicklung 2 des Transformators Tr mit wesentlich höherer Windungszahl als Wicklung 1 wird als Rückkopplung mit dem Gate des n-JFET T₁ verschaltet. Dies geschieht mit umgekehrtem Wicklungssinn zur Primärwicklung. Dadurch erzeugt eine positive Spannung an der Wicklung 1 eine negative Spannung an der Wicklung 2 und umgekehrt. Der Bezugspunkt der Wicklung 2 wird über eine Parallelschaltung aus einem Kondensator C₃ und einem Widerstand R₁ mit der Bezugsmasse der Schaltung verbunden, während der Hochpunkt mit dem Gate des n-JFET T₁ verbunden ist.
Diese Schaltung wurde für Anlaufspannungen U_in von etwa 300 mV entworfen. Sie nutzt die Tatsache, dass ein n-JFET bereits bei einer Gate-Source-Spannung von 0 V leitend ist. Somit setzt bereits bei geringen Eingangsspannungen ein Stromfluss durch die Wicklung 1 des Transformators Tr und durch den n-JFET T₁ ein und es entsteht eine positive Spannung an der Wicklung 1. Das sich aufbauende Magnetfeld induziert in der Rückkopplungswicklung 2 des Transformators eine negative Spannung, die, abhängig vom Windungsverhältnis beider Wicklungen, größer ist als die Spannung an der Primärwicklung 1. Die Gate-Source-Strecke des n-JFET T₁ stellt eine pn-Diode dar, wobei die Anode am Gate anliegt. Diese Diode begrenzt die Spannung U_GS am Gate von T₁ auf etwa +0,6 V gegen Masse. Die höhere transformierte Spannung an der Wicklung 2 lädt dadurch den Kondensator des RC-Gliedes aus C₃ und R₁ auf negative Spannungen U_RC gegenüber Masse auf.
Sobald der Stromfluss durch Wicklung 1 einen Gleichgewichtszustand erreicht, bricht die in Wicklung 2 induzierte Spannung zusammen. Dadurch greift das am Kondensator C₃ aufgebaute negative Potential U_RC auf das Gate des n-JFET T₁ durch und polt den pn-Übergang in Sperrrichtung. Je mehr diese negative Gatespannung an die negative Klemmspannung des n-JFET herankommt, desto mehr wird der Transistor T₁ gesperrt. Die resultierende Abnahme des Stromes in Wicklung 1 induziert eine positive Spannung in Wicklung 2. Diese positive Spannung an Wicklung 2 addiert sich mit umgekehrter Polarität zur schon bestehenden negativen Gatevorspannung. Im Ergebnis verändert sich U_GS weiter in Richtung negativer Werte, bis der Transistor T₁ zu einem bestimmten Zeitpunkt abrupt gesperrt wird. Das RC-Glied aus C₃ und R₁ entlädt sich nun mit seiner RC-Zeitkonstante, wodurch sich die Gate-Source-Spannung U_GS am Transistor T₁ mit dieser Zeitverzögerung von negativen Werten wieder gegen 0 Volt verändert. Im Ergebnis steigt der Stromfluss durch Wicklung 1 allmählich wieder an, da T₁ wieder leitend wird. Der beschriebene Vorgang wiederholt sich.
In einer Wicklung 3 des Transformators wird durch diese selbstgesteuerte Oszillation eine weitere Wechselspannung induziert, die aufgrund des höheren Windungsverhältnisses um einen einstellbaren Faktor über der Eingangsspannung an Wicklung 1 liegt. Diese Spannung wird mit einer Diode D gleichgerichtet und als hochtransformierte Ausgangsspannung verwendet. Die Kondensatoren C₁ und C₂ puffern jeweils die Spannungen U_in und U_out.
In der veröffentlichten internationalen Anmeldung WO 2009/138180 A1 sowie der Publikation „STEP-UP DC-DC-CONVERTER WITH COUPLED INDUCTOR FOR LOW INPUT VOLTAGES“, Proceedings of PowerMEMS 2008 + microEMS 2008, Sendai, Japan, November 9-12, 2008, pp. 145-148, wird dasselbe Konzept eines Meißner-Oszillators verwendet.
Im Unterschied zu der Schaltung aus dem Artikel DAMASCHKE, JOHN M.: Design of a Low-Input-Voltage Converter for Thermoelectric Generator. In: IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, 1203-1207. wird ein n-Kanal-MOSFET (NMOS) mit niedrigem Kanalwiderstand parallel zum n-JFET geschaltet. Der Gateanschluss des NMOS ist über eine als „regulation loop“ bezeichnete Baugruppe kapazitiv mit dem Hochpunkt der Wicklung 2 verbunden, während das Gate des n-JFET, ebenso wie in IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. 33, NO. 5, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, gezeigt, mit dem Hochpunkt der Wicklung 2 des Transformators verbunden ist. Weiterhin wird ein RC-Glied zwischen den Fußpunkt von Wicklung 2 und die Schaltungsmasse eingefügt.
Die Kombination aus NMOS und Wicklung 1 bildet die Grundschaltung eines Hochsetzstellers, während die Kombination aus n-JFET und Transformator einen Meißner-Oszillator darstellt. Die Ausgangsspannung des Wandlers wird mittels einer Diodengleichrichtung aus dem Hochsetzsteller gewonnen. Damit dient Wicklung 2 lediglich zur Erzeugung der Transistor-Steuersignale und nicht zur Spannungswandlung am Ausgang.
Nach Einschalten der Eingangsspannung erzeugt der Meißner-Oszillator nach dem in DAMASCHKE, JOHN M.: Design of a Low-Input-Voltage Converter for Thermoelectric Generator. In: IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, 1203-1207. beschriebenen Funktionsprinzip zunächst eine erhöhte Wechselspannung in Wicklung 2. Sobald die in Wicklung 2 induzierte Wechselspannung groß genug wird, erfolgt ein periodisches Einschalten und Ausschalten des NMOS-Transistors durch Rückkopplung von Wechselspannung aus der Wicklung 2 und der Gate-Ansteuerschaltung. Dadurch wird die Spannung am RC-Glied von Wicklung 2 zu kontinuierlich negativen Werten erhöht, woraufhin nach Angaben in der „STEP-UP DC-DC-CONVERTER WITH COUPLED INDUCTOR FOR LOW INPUT VOLTAGES“, Proceedings of PowerMEMS 2008 + microEMS 2008, Sendai, Japan, November 9-12, 2008, pp. 145-148, der n-JFET dauerhaft ausgeschaltet wird. Dies kann jedoch nach den in dieser Druckschrift vorliegenden Kurvenformen nicht in allen Betriebspunkten der Fall sein. Stattdessen legen die Kurven der Gatesteuerspannung nahe, dass n-JFET und NMOS zeitweise parallel betrieben werden, somit gleichzeitig ein- und ausgeschaltet werden. Die Anlaufspannung der Schaltung liegt bei 70 mV.
In der Publikation „DC-DC-CONVERTER WITH INPUT POLARITY DETECTOR FOR THERMOGENERATORS“, Proceedings PowerMEMS 2009, Washington DC, USA, December 1-4, 2009, pp. 419-422, wird das Konzept aus „STEP-UP DC-DC-CONVERTER WITH COUPLED INDUCTOR FOR LOW INPUT VOLTAGES“, Proceedings of PowerMEMS 2008 + microEMS 2008, Sendai, Japan, November 9-12, 2008, pp. 145-148, weiter entwickelt, dergestalt, dass der n-JFET durch einen speziellen NMOS-Transistor mit einer Schwellspannung von 0V bei einem Kanalwiderstand von 250 Ohm ersetzt wird. Das Gate dieses Transistors wird über eine pn-Diode mit der Eingangsspannung verbunden, um einen Anlauf der Schaltung bei geringer Eingangsspannung sicherzustellen. Über eine Rückkopplungsschleife aus der Sekundärwicklung 2 des Transformators wird dieser Transistor kapazitiv an den Rückkopplungspfad des Oszillators angekoppelt, ebenso der zweite NMOS-Transistor, der als Leistungstransistor eine höhere Schwellenspannung und einen niedrigeren Kanalwiderstand aufweist.
Das Funktionsprinzip entspricht dem Konzept aus der Veröffentlichung DAMASCHKE, JOHN M.: Design of a Low-Input-Voltage Converter for Thermoelectric Generator. In: IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, 1203-1207. Bei niedrigen Eingangsspannungen beginnt zunächst der Meißner-Oszillator zu arbeiten und erzeugt eine Wechselspannung in der Sekundärwicklung 2 des Transformators. Sobald die Amplitude dieser Wechselspannung groß genug ist, wird der Leistungstransistor als Schalter aktiv und erzeugt, aufgrund seines kleineren Kanalwiderstandes, eine verlustärmere Hochtransformation der Spannung am Ausgang. Die Anlaufspannung dieser Schaltung liegt bei 110 mV.
Nach Datenblättern zu zwei Schaltkreisen der Firma Linear Technology mit der Typenbezeichnung LTC 3108 und LTC 3109 verwenden diese ICs ebenfalls einen Meißner-Oszillator in einer modifizierten Konfiguration. Im Datenblatt des LTC 3108 ist sichtbar, dass ein NMOS-Transistor mit einem Kanalwiderstand von 0,5 Ohm bei einer Gatespannung von 5 V in Serie mit der Primärwicklung 1 eines Transformators an die Eingangsspannung geschaltet wird. Eine Sekundärwicklung mit einer höheren Windungszahl ist über eine kapazitive Rückkopplung, die in Form eines RC-Hochpasses am Gate des NMOS gestaltet ist, mit dem Gate des Transistors verbunden. Ein weiterer Kondensator an der Sekundärwicklung bildet in Verbindung mit zwei Schottky-Dioden eine kapazitive Spannungsverdopplerschaltung und erzeugt eine erhöhte und gleichgerichtete Ausgangsspannung bis zu 5,25 V aus der Wechselspannung, die in der Sekundärwicklung erzeugt wird. Ausgangsspannungen über 5,25 V werden mittels einer Zenerdiode am Ausgang der Wandlerschaltung geklemmt. Das Funktionsprinzip entspricht dem oben beschriebenen Konzept eines Meißner-Oszillators, mit dem Unterschied, dass anstelle des JFET ein Anreicherungs-MOSFET zum Einsatz kommt und die Ausgangsspannung kapazitiv aus derselben Sekundärwicklung abgeleitet wird, die auch zur Rückkopplung der Oszillatorschaltung verwendet wird. Als Anlaufspannung für das IC LTC 3108 wird ein Wert von 20 mV angegeben.
In der Veröffentlichung „ULTRA-LOW INPUT VOLTAGE DC-DC CONVERTER FOR MICRO ENERGY HARVESTING“, Proceedings PowerMEMS 2009, Washington DC, USA, December 1-4, 2009, pp. 265-268, wird wiederum ein Meißner-Oszillator mit einem n-JFET vorgestellt. Hier ist die Sekundärwicklung des Transformators einseitig geerdet, während der Hochpunkt direkt mit dem Gate des Transistors verbunden ist. Die Ausgangsspannung wird sowohl über einfache pn-Dioden als auch über Spannungsverdopplerschaltungen aus der Sekundärwicklung des Transformators gewonnen. Das Funktionsprinzip entspricht dem aus der Publikation DAMASCHKE, JOHN M.: Design of a Low-Input-Voltage Converter for Thermoelectric Generator. In: IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, 1203-1207. mit dem Unterschied, dass der Fußpunkt der Sekundärwicklung 2 direkt mit Masse verbunden ist. Eine dritte Wicklung kommt, im Unterschied zu der Schaltung aus „IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS“, VOL. 33, NO. 5, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, nicht zum Einsatz. Stattdessen wird die Ausgangsspannung aus der Sekundärwicklung 2 gewonnen. Anstelle eines Transformators werden hier allerdings mehrere Transformatoren eingesetzt, die primärseitig parallel und sekundärseitig seriell verschaltet sind. Dies dient einer Erhöhung des effektiven Windungsverhältnisses zwischen Primärseite und Sekundärseite. Als minimale Anlaufspannung werden 6 mV angegeben.
Ein gravierender Nachteil der beiden bekannten Konzepte des Hochsetzstellers und des Durchflusswandlers nach U. Tietze, Ch. Schenk, „Halbleiter-Schaltungstechnik“, Springer-Verlag, 11. Auflage, 1999, Seite 985, besteht darin, dass für die Ansteuerung der Leistungstransistoren eine minimale Steuerspannung erforderlich ist. Diese Spannung wird mit einer Steuerschaltung erzeugt, die wiederum Anforderungen an die verfügbare Betriebsspannung stellt. Dementsprechend beträgt die minimale Anlaufspannung integrierter Niederspannungs-Hochsetzsteller heute etwa 0,6 V. Mit ergänzender Hilfsbeschaltung werden minimale Anlaufspannungen von etwa 0,3 V erreicht. Geringere Anlaufspannungen werden nach dem heutigen Stand der Technik nicht erreicht. Durchflusswandler mit derartig geringen Anlaufspannungen sind bisher nicht bekannt. Zusätzlich entsteht in der Steuerschaltung ein kontinuierlicher interner Leistungsverbrauch, der sich nachteilig auf den Wirkungsgrad der Spannungswandlung auswirkt.
Der Nachteil der aus DAMASCHKE, JOHN M.: Design of a Low-Input-Voltage Converter for Thermoelectric Generator. In: IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, SEPTEMBER/OCTOBER 1997, 1203-1207. bekannten Schaltung besteht darin, dass der verwendete n-JFET bei niedrigen Betriebsspannungen bereits vor dem Anlauf der Schaltung erhebliche Leistung aus dem Eingang der Schaltung entnimmt und damit den angeschlossenen Generator erheblich belasten kann. Dies ist darin begründet, dass in Publikation 2 bewusst ein n-JFET mit geringem Kanalwiderstand verwendet wird, um im Oszillatorbetrieb die Verluste im Transistor gering zu halten. Des Weiteren wird am RC-Glied der Sekundärwicklung 2 eine negative Hilfsspannung periodisch aufgebaut und abgebaut. Somit wird kontinuierlich Energie erzeugt und vernichtet, die damit nicht mehr am Ausgang der Schaltung zur Verfügung steht. Zudem ist die negative Polarität dieser Hilfsspannung nicht einfach mit der positiven Polarität der Systemspannung kombinierbar.
Als nachteilig bei den Anordnungen gemäß „STEP-UP DC-DC-CONVERTER WITH COUPLED INDUCTOR FOR LOW INPUT VOLTAGES“, Proceedings of PowerMEMS 2008 + microEMS 2008, Sendai, Japan, November 9-12, 2008, pp. 145-148, und „DC-DC-CONVERTER WITH INPUT POLARITY DETECTOR FOR THERMOGENERATORS“, Proceedings PowerMEMS 2009, Washington DC, USA, December 1-4, 2009, pp. 419-422, ist anzusehen, dass wiederum im RC-Glied der entsprechenden Schaltung eine negative Hilfsspannung aufgebaut wird, die nicht einfach mit der positiven Polarität der Systemspannung kombinierbar ist, somit nicht einfach nutzbar ist. Über den Widerstand des RC-Gliedes kommt es zudem kontinuierlich zu Energieverlusten. Die „Regulation loop“ verwendet als Schutzbeschaltung für das Gate des Leistungs-NFET Klemmschaltungen und Diodenvervielfacher, die sowohl im Betrieb als auch bei Überlast Energie vernichten und Verluste in den Dioden entstehen lassen. Die Verwendung der relativ kleinen Primärwindung des Transformators als Induktivität eines Hochsetzstellers führt dazu, dass Leistungstransistoren mit sehr geringem Kanalwiderstand und relativ hoher Gate-Schwellspannung eingesetzt werden müssen, um die Verluste des Wandlers gering zu halten.
Die Ausgangsspannung des Wandlers wird gemäß LTC 3108 und LTC 3109 ab einem Wert von 5,25 V geklemmt, was zwar eine Begrenzung der Spannung auf ungefährliche Werte ermöglicht, zugleich aber unnötig Leistung vernichtet. Die Verwendung der Spannungsverdopplerschaltung im Ausgangskreis erzeugt interne Verluste in den entsprechenden Schaltdioden.
Ein wesentlicher Nachteil der Schaltung aus „ULTRA-LOW INPUT VOLTAGE DC-DC CONVERTER FOR MICRO ENERGY HARVESTING“, Proceedings PowerMEMS 2009, Washington DC, USA, December 1-4, 2009, pp. 265-268, besteht darin, dass die Verwendung einer Serien-Parallelschaltung von Transformatoren die Baugröße und die Herstellungskosten der Schaltung erheblich erhöht. Der direkte Anschluss der Sekundärwicklung an die Schaltungsmasse ergibt eine unzweckmäßige Erhöhung der benötigten Anlaufspannung, die hier durch ein sehr hohes Transformationsverhältnis des Transformators kompensiert werden muss.
Die Aufgabe, die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, besteht daher darin, eine Spannungswandlerschaltung anzugeben, welche die Nachteile der bekannten Schaltungen überwindet, bei äußerst geringen Eingangsspannungen anspricht und mit hoher Effizienz arbeitet.
Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Spannungswandlers sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Aus der Analyse des Standes der Technik geht hervor, dass ein selbstanschwingender Oszillator mit interner Transformatorkopplung als Grundschaltung eines Spannungswandlers mit geringer Anlaufspannung als geeignet erscheint. Ebenso erscheint es sinnvoll, einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor (JFET) für ein Anlaufen der Schaltung bei geringen Eingangsspannungen zu verwenden und zusätzlich MOSFETs mit geringem Kanalwiderstand einzusetzen, um ein leistungseffizienteres Hochsetzen der niedrigen Eingangsspannung in eine höhere Ausgangsspannung zu erreichen. Die Anordnung der MOSFETs und JFETs erfolgt jedoch bei allen bekannten Wandlerschaltungen parallel und an einer einzigen gemeinsamen Eingangswicklung eines Transformators. Der verwendete Transformator wird folglich im Wechsel über diese eine Wicklung mit Strom versorgt bzw. wieder von der Stromversorgung abgetrennt. Aus dem entstehenden magnetischen Wechselfeld wird über Sekundärwicklungen eine höhere Ausgangsspannung gewonnen.
Die vorliegende Erfindung basiert daher auf der Idee, die JFETs bzw. MOSFETs an separate Eingangswicklungen eines gemeinsamen Transformators anzuschließen. Durch geeignete Verschaltung der Transformatorrückkopplung kann erreicht werden, dass beide Eingangswicklungen abwechselnd mit Strom versorgt werden.
Dadurch kann im Prinzip ein Durchflusswandler realisiert werden. Von diesem Schaltwandlerprinzip ist bekannt, dass es einen höheren Wirkungsgrad erlaubt als einfachere Transformatorwandler. Ein Nachteil bekannter Durchflusswandler ist jedoch, dass das abwechselnde Einschalten und Ausschalten der Transistoren wiederum einer elektronischen Steuerschaltung bedarf, die kontinuierlich Energie verbraucht. Dies wird in der vorliegenden Erfindung durch geeignete Kopplung von Transistoren an eine gemeinsame Rückkopplung des Transformators vermieden. Es entsteht somit ein selbstanschwingender Durchflusswandler, der bereits bei geringen Eingangsspannungen anläuft.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die Nutzung aller hochgesetzten Spannungen aus der Wandlerschaltung, um maximalen energetischen Nutzen aus ihrem Betrieb zu ziehen und zugleich die Wandlung angemessen zu steuern. Ebenso werden verschiedene Methoden der aktiven Gleichrichtung eingesetzt, um interne Verluste zu minimieren. Auch hierfür werden wiederum alle erforderlichen Steuerspannungen mit geringem technischem Aufwand aus Wicklungen des Transformators gewonnen.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird diese anhand der nachfolgenden Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Dabei werden gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen und gleichen Bauteilbezeichnungen versehen. Weiterhin können auch einzelne Merkmale oder Merkmalskombinationen aus den gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen für sich genommen eigenständige erfinderische oder erfindungsgemäße Lösungen darstellen.
Es zeigen:

1 eine schematische Darstellung der Spannungswandlerschaltung mit angeschlossenem Generator und angeschlossener Last;
2 die Schaltung eines induktiven Hochsetzstellers nach dem Stand der Technik;
3 die Schaltung eines induktiven Durchflusswandlers nach dem Stand der Technik;
4 die Schaltung eines Meißner-Oszillators als Aufwärtswandler nach dem Stand der Technik;
5 eine erste Ausführungsform des erfindungsgemäßen Aufwärts-Spannungswandlers;
6 eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Aufwärts-Spannungswandlers;
7 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers unter Hinzufügung zusätzlicher Transistoren;
8 eine Abwandlung des Aufwärts-Spannungswandlers aus 7, bei dem eine Abschaltung möglich ist;
9 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer hinzugefügten Ableitung von intern erzeugter Energie zum Ausgang;
10 eine Abwandlung der Ausführungsform aus 9;
11 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer hinzugefügten Ableitung von intern erzeugter Energie zum Ausgang;
12 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer hinzugefügten, spannungsgesteuerten Anschaltung der Last am Ausgang;
13 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer hinzugefügten, spannungsgesteuerten Anschaltung der Last am Ausgang;
14 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer aktiven Gleichrichtung der Ausgangsspannung an Wicklung 4 des Transformators;
15 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer aktiven Gleichrichtung der Ausgangsspannung an Wicklung 4 des Transformators;
16 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer aktiven Gleichrichtung der Ausgangsspannung an Wicklung 4 des Transformators;
17 eine weitere Ausführungsform des beschriebenen Aufwärts-Spannungswandlers mit einer aktiven Gleichrichtung der Spannung an der Wicklung 3 des Transformators.

Die Erfindung soll nachfolgend zunächst mit Bezug auf die 5 näher erläutert werden.
5 zeigt in einer ersten Ausführungsform das Grundkonzept eines erfindungsgemäßen Spannungswandlers. Die Schaltung umfasst zwei Transistoren T₁ und T₂, wobei T₁ als p-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor und T₂ als n-Kanal-Anreicherungs-MOS-Feldeffekttransistor ausgeführt ist. Die Spannung U_in an den Eingangsklemmen der Schaltung liegt an einer Serienschaltung aus Transistor T₁ und einer Primärwicklung 1 eines Transformators Tr an. Die Markierungspunkte an den schematisch dargestellten Wicklungen des Transformators zeigen jeweils den Beginn einer Wicklung mit identischem Wicklungssinn an und dienen dazu, die Wicklungsrichtungen der unterschiedlichen Wicklungen zueinander in Beziehung zu setzen. Ein mit einem Punkt versehener Anschluss einer Wicklung wird im Folgenden als „Hochpunkt“ bezeichnet, der zweite Anschluss der Wicklung als „Fußpunkt“.
Die Serienschaltung aus Transistor T₁ und Primärwicklung 1 ist so gestaltet, dass der Source-Anschluss von T₁ mit dem positiven Pol der Eingangsspannung verbunden ist. Der Drain-Anschluss von T₁ ist mit dem Hochpunkt der Primärwicklung 1 verbunden. Der Fußpunkt der Primärwicklung 1 ist mit dem Masseanschluss der Eingangsspannung verbunden, der zugleich das Bezugspotential der gesamten Schaltung darstellt.
Eine zweite Primärwicklung 2 des Transformators ist an ihrem Hochpunkt mit dem Drain-Anschluss des Transistors T₂ verbunden. Der Fußpunkt dieser Wicklung liegt am positiven Anschluss der Eingangsspannung. Der Source-Anschluss des Transistors T₂ ist mit dem Bezugspotential verbunden.
Eine Sekundärwicklung 3 des Transformators weist eine höhere Windungszahl auf als die Primärwicklungen 1 und 2 und dient dazu, die induzierte Spannung mit passender Phasendrehung auf die Gate-Anschlüsse der jeweiligen Transistoren T₁ und T₂ zurückzuführen. Dazu ist der Fußpunkt der Sekundärwicklung 3 mit den Gate-Anschlüssen der Transistoren T₁ und T₂ verbunden. Der Hochpunkt der Sekundärwicklung 3 ist über eine Parallelschaltung aus einem Kondensator C₃ und einem Widerstand R₁ mit dem positiven Pol der Eingangsspannung U_in , mit der Ausgangsspannung U_out oder, wie in 5 dargestellt, mit der Bezugsmasse verbunden. Die Verbindung mit U_in bringt den Vorteil, dass bei höheren Eingangsspannungen ein Anschwingen der Schaltung schneller erfolgt. Bei geringen Eingangsspannungen, z.B. Spannungen um 20 mV, ist dieser Effekt jedoch kaum relevant. Die Verbindung mit U_out bringt den Vorteil mit sich, dass der gleichgerichtete Stromfluss durch das RC-Glied den Ausgangskondensator C₂ auflädt und somit Energie zum Ausgang transferiert wird.
Der p-JFET T₁ weist bereits bei einer Gate-Source-Spannung von 0V einen leitenden Kanal zwischen Source und Drain auf. Bei Anlegen einer Eingangsspannung U_in steigt somit der Strom durch T₁ und die Wicklung 1 des Transformators an. Dies geschieht aufgrund des induktiven Verhaltens der Wicklung 1 nicht instantan. Die daraus resultierende zeitliche Änderung des Eingangsstroms induziert in der Wicklung 3 des Transformators eine Wechselspannung, die zwischen den Gateanschlüssen der Transistoren T₁ und T₂ und einem Anschluss des RC-Gliedes liegt. Diese Wechselspannung ist durch geeignete Anordnung der Wicklungssinne von Wicklung 1 bis Wicklung 3 mit ihren zugehörigen Transistoren mit einer Phasendrehung versehen, die sowohl den Transistor T₁ als auch den Transistor T₂ mit ihren zugehörigen Wicklungen 1 und 2 als selbstanschwingende Oszillatoren definiert. Zugleich wird sichergestellt, dass die Wicklungen 1 und 2 abwechselnd bestromt werden, d.h. die Transistoren T₁ und T₂ werden durch die rückgekoppelte Spannung der Wicklung 3 durch dasselbe Signal abwechselnd vom leitenden in den sperrenden Zustand geschaltet. Die Amplitude der Wechselspannung an Wicklung 3 wird durch die Transformationsverhältnisse zwischen Wicklung 1, 2 und 3 und durch die Eingangswechselspannung an Wicklung 1 und Wicklung 2 bestimmt.
Bei Anlegen eines bestimmten Minimalwertes der Eingangsspannung U_in, im Folgenden als „Anlaufspannung“ bezeichnet, setzt zunächst eine Schwingung des Meißner-Oszillators mit T₁ ein. Die Zunahme der Spannung zwischen Hochpunkt und Massepunkt von Wicklung 1 in positive Richtung führt zur Erzeugung einer Spannung zwischen Hochpunkt und Massepunkt von Wicklung 3 in negative Richtung. Diese in negative Richtung ansteigende Spannung an Wicklung 3 liegt zwischen dem Gateanschluss von Transistor T₁ und dem RC-Glied, das beispielsweise gegen Masse geschaltet ist.
Der Kanalstrom durch den p-JFET T₁ nimmt ab, sobald die Spannung zwischen seinem Gate und Sourceanschluss in Richtung positiver Werte steigt. Bei einer bestimmten Schwellenspannung kommt der Kanalstrom zum Erliegen. Umgekehrt nimmt der Kanalstrom zu, sobald die Spannung zwischen seinem Gate und Sourceanschluss in Richtung negativer Werte steigt. Ab einer Gate-Sourcespannung von etwa -0,6 V beginnt die Diode zwischen Source und Gate zu leiten. Dadurch wird ein weiterer Anstieg der Gate-Source-Spannung in Richtung höherer negativer Werte verhindert. Die Gate-Source-Spannung ist nunmehr durch den ansteigenden Ast der Strom-Spannungs-Kennlinie der Gate-Source-Diode begrenzt.
Bei Eingangsspannungen U_in oberhalb der Anlaufspannung erzeugt das oben beschriebene Verhalten einen Betrieb der Kombination aus Transistor T₁ und Transformator als Meißner-Oszillator. Da nur kleine Änderungen der Gate-Source-Spannung von T₁ um 0V auftreten, bleibt der Transistor T₁ kontinuierlich leitend, wobei allerdings sein Kanalwiderstand entsprechend der Gate-Source-Spannung verändert wird. Bei weiterer Erhöhung der Eingangsspannung U_in erreicht die Amplitude der Wechselspannung an Wicklung 3 Werte, die über der Klemmspannung der Gate-Source-Diode von T₁ liegen. Nunmehr begrenzt, wie beschrieben, die Gate-Source-Diode von T₁ den weiteren Anstieg der Spannung am Gate in negative Richtung, jedoch nicht den Anstieg in positiver Richtung. Ebenso wird die Wechselspannung an Wicklung 3 nunmehr durch die Diodenwirkung der Gate-Source-Strecke von T₁ gleichgerichtet. Dadurch lädt sich der Kondensator des RC-Gliedes in Richtung positiver Spannungswerte auf, d.h. U_RC steigt an. Diese Gleichspannung verschiebt den Arbeitspunkt der Gate-Source-Spannung U_GS in Richtung positiver Werte. Dadurch schaltet der p-JFET T₁ nunmehr während einer Schwingungsamplitude vollständig ein und aus, d.h. sein Kanalwiderstand ändert sich abrupt von kleinen zu sehr großen Werten. Dies erhöht die Amplitude der Wechselspannung an Wicklung 3 im Sinne einer positiven Rückkopplung weiter, da nun durch die größere Variation des Kanalwiderstandes die zeitliche Variation des Stromes durch die Primärwicklung 1 zunimmt. Des Weiteren nimmt der Gleichspannungsanteil der Spannung an den Gateanschlüssen von T₁ und T₂ zu, da der Kondensator des RC-Gliedes auf höhere Gleichspannungswerte aufgeladen wird.
Bei einem weiteren, höheren Wert der Eingangsspannung U_in beginnt auch der Transistor T₂ im Oszillatorbetrieb zu arbeiten, da nun die Summe aus U_RC und der Amplitude der Wechselspannung an Wicklung 3 ein Spannungssignal erzeugt, das den Transistor T₂ im Wechsel ein- und ausschaltet. Dieser Wert von U_in wird im Folgenden als „Umschaltspannung“ bezeichnet.
Nunmehr fließt auch durch die Wicklung 2 des Transformators ein periodisch getakteter Eingangsstrom. Der Wicklungssinn von Wicklung 2 ist gegenüber Wicklung 1 gegensinnig ausgelegt und gegenüber Wicklung 3 gleichsinnig ausgelegt. Diese Kombination von Wicklungen bildet einen zweiten Meißner-Oszillator, der im Verbund mit dem ersten Meißner-Oszillator anschwingt und im Gegentakt zu diesem arbeitet. Die Gesamtverschaltung der Transistoren T₁ und T₂ mit dem Transformator bildet dadurch einen Eintakt-Durchflusswandler in resonanter Rückkopplung. Am Gate beider Transistoren entsteht eine Wechselspannung, deren Extremwerte zwischen der Klemmspannung des p-JFET T₁ bei etwa -0,6 V und einem positiven Wert über der Schwellenspannung des Transistors T₂ liegen. Dadurch werden die Transistoren T₁ und T₂ im Gegentakt, d.h. abwechselnd leitend. Der Transistor T₁ wirkt nun als aktiv geschaltete Diode des Durchflusswandlers, während T₂ den eigentlichen Schalttransistor darstellt.
Im Prinzip kann bereits die Rückkopplungswicklung 3 des Transformators genutzt werden, um aus dem variierenden Magnetfeld im Kern des Transformators eine erhöhte Wechselspannung an den Ausgang U_out der Schaltung zu liefern. Mehrere Ausführungsformen dazu werden nachstehend beschrieben. Eine weitere Wicklung 4 des Transformators wird bei Bedarf genutzt, um wiederum aus dem variierenden Magnetfeld im Kern des Transformators eine erhöhte Wechselspannung zu gewinnen, die an den Ausgang U_out der Schaltung geführt wird. Es versteht sich ebenso, dass mit den Wechselspannungen aus Wicklung 3 und Wicklung 4 zwei unterschiedliche Ausgangsanschlüsse mit unterschiedlichen Ausgangsspannungen erzeugt werden können. Das Transformationsverhältnis kann wiederum durch das Windungsverhältnis zwischen den Wicklungen 1, 2, 3 und 4 eingestellt werden, die Polarität der Ausgangsspannung durch den Wicklungssinn. In 5 ist eine Ausführungsform dargestellt, in der die Wicklungsrichtungen von Wicklung 3 und Wicklung 4 so ausgelegt sind, dass die Wechselspannungen an beiden Wicklungen mit einem Phasenversatz von Null Grad auftreten. Ebenso kann bei Bedarf der Wicklungssinn von Wicklung 4 gegenüber Wicklung 3 so angeordnet werden, dass ein Phasenwinkel von 180 Grad auftritt. Diese Wechselspannungen an Wicklung 3 und Wicklung 4 können mit bekannten Konzepten der Spannungsgleichrichtung, z.B. dem in 4 dargestellten Einweggleichrichter, oder z.B. mit dem in 3 dargestellten Vollweggleichrichter gleichgerichtet werden. Ebenso ist, wie nachstehend in einer weiteren Ausführungsform erläutert, eine aktive Gleichrichtung möglich. Die gleichgerichtete Spannung wird mit einem Stützkondensator C₂ geglättet und dient als Ausgangsspannung U_out der Schaltung. Ebenso kann aber auch die am RC-Glied gewonnene elektrische Leistung bereits ausreichen, um einen Verbraucher an den gemeinsamen Ausgangsklemmen U_out oder wiederum an einem separaten Ausgang zu versorgen. Es werden in der Folge mehrere Schaltungsvarianten erläutert, die es ermöglichen, dafür Energie aus dem RC-Glied an den Ausgang der Schaltung abzuleiten. In diesem Fall könnte Wicklung 4 auch entfallen. Der Vorteil wäre, dass damit ein Transformator mit kleinerer Bauform verwendet werden könnte.
Der Widerstand R₁ wirkt in der Ausführung nach 4 als Last und Entladestrecke für C₃. Er ist erforderlich, da die Spannung U_RC bei Fehlen von R₁ auf positive Werte ansteigen kann, die für die Aufrechterhaltung der Oszillation ungünstig sind, bzw. diese sogar unterbinden. Mit allmählichem Ansteigen von U_RC wächst der Gleichspannungsanteil von U_GS. Die in Wicklung 3 induzierte Wechselspannung wird somit mit einem immer höheren Gleichspannungsanteil überlagert. Dies kann dazu führen, dass der Transistor T₁ dauerhaft ausschaltet, da die Summe aus Gleichspannung und Wechselspannung an seinem Gate zu hoch wird. Ebenso kann der Transistor T₂ bei direkter Kopplung seines Gatepotentials mit Wicklung 3 kontinuierlich leitend bleiben, da die Spannung an seinem Gate nun dauerhaft bei oder über seiner Schwellenspannung liegt. Damit wird die Oszillationsamplitude mit Ansteigen von U_RC allmählich reduziert bzw. im Extremfall wird die Schwingung sogar komplett unterbunden.
Der Einsatz von R₁ ist in der Grundausführung nach 4 erforderlich. In weiteren Ausführungsformen dieser Patentschrift wird der Kondensator C₃ anderweitig belastet. In diesen Ausführungsformen kann R₁ dementsprechend erhöht werden, bzw. ganz entfallen.
Eine vorteilhafte Charakteristik dieser Schaltung besteht darin, dass der Transistor T₂ als MOSFET einen geringeren Kanalwiderstand aufweist als der J-FET T₁. Sobald also die Oszillation des Transistors T₂ einsetzt, wird über Wicklung 2 ein höherer Wechselstrom in den Transformator eingeprägt als über Wicklung 1 und T₁ . Damit wird die Amplitude der in Wicklung 3 insgesamt induzierten Spannung erhöht. Dies führt dazu, dass der Betrieb als Durchflusswandler auch dann erhalten bleibt, wenn die Eingangsspannung U_in unter den Umschaltwert absinkt, der für das Einsetzen der Oszillation von T₂ erforderlich ist. Damit bleibt der Betrieb als Durchflusswandler auch für geringe und variable Eingangsspannungen erhalten.
Die voranstehend mit Bezug auf 5 beschriebene Grundschaltung verwendet zum Ausgeben der Ausgangsspannung U_out eine zweite Sekundärwicklung 4, die aber nicht in jedem Fall erforderlich ist. In 6 ist eine alternative Grundschaltung gezeigt, bei der die Diode D1 mit dem Hochpunkt der ersten Sekundärwicklung 3 verbunden ist. Eine weitere Sekundärwicklung 4 kann dann entfallen.
Die voranstehend mit Bezug auf 5 und 6 beschriebene Grundschaltung kann außerdem durch mehrere Ergänzungen verbessert werden, die im Folgenden beschrieben werden:

Parallelschaltung mehrerer JFET-Transistoren T₁: Eine Charakteristik von JFET-Transistoren besteht darin, dass Transistoren mit betragsmäßig geringer Sperrspannung zugleich einen höheren Kanalwiderstand aufweisen. In der vorliegenden Schaltung ist es wünschenswert, dass T₁ zugleich eine geringe Sperrspannung und einen geringen Kanalwiderstand erreicht. Dies kann dadurch erreicht werden, dass mehrere p-JFET-Transistoren gleichen oder unterschiedlichen Typs parallel miteinander verschaltet werden. Die Parallelschaltung dieser Transistoren bildet dadurch einen Transistor mit den gewünschten Eigenschaften nach.
Parallelschaltung von JFET- und MOSFET-Transistoren T1a und T1b sowie Verwendung von Ansteuerschaltungen: Ebenso können, wie in 7 dargestellt, parallel zu den p-JFET-Transistoren T_1a einer oder mehrere p-MOSFET-Transistoren T_1b geschaltet werden, um den gesamten Widerstand dieser Kombination weiter zu reduzieren. Dazu werden Drain, Source und Gate der Transistoren T_1a und T_1b jeweils miteinander verbunden. Es ist je nach Gestaltung der in 7 dargestellten Ansteuerschaltung AS1 erforderlich, einen MOSFET T_1b zu verwenden, der eine Schwellenspannung aufweist, die in Polarität und Betrag so liegt, dass T_1a und T_1b gleichzeitig ein und ausschalten.

In 7 ist zusätzlich dargestellt, dass die Ansteuersignale für die MOSFETs T_1b und T₂ über eine Ansteuerschaltung AS1 und AS 2 aus der Spannung U_GS,1 gewonnen werden können. AS1 und AS2 sind, wie in 5 und 6 bereits dargestellt, im einfachsten Falle Durchkontaktierungen. Es können auch aktive Schaltungen zur Impulsformung verwendet werden. Ebenso können passive Schaltungen zur Impulsformung verwendet werden, wie z.B. die in 7 dargestellten Hochpass-Schaltungen aus R₄ und C₄ bzw. R₅ und C₅. Ebenso kann für die Transistoren T_1a und T₂ eine gemeinsame Hochpass-Schaltung verwendet werden. Diese Hochpass-Schaltungen dienen der Impulsformung und der Eliminierung des Gleichspannungsanteils von U_GS,1. Insbesondere werden mit Ihnen beide MOSFETS schneller und definierter eingeschaltet und gesperrt, da die differenzierende Wirkung des Hochpasses die Flanken der rückgekoppelten Wechselspannung bevorzugt passieren lässt und zugleich den Gleichspannungsanteil der rückgekoppelten Wechselspannung eliminiert. Auf diese Weise können Schaltverluste in den Transistoren reduziert werden und ein sicheres ein- und Ausschalten gesichert werden. Ebenso kann nun ein MOSFET T_1b verwendet werden, der eine negative Schwellenspannung U_GS aufweist, die betragsmäßig größer ist als die negative Klemmspannung des JFET T_1a. Als Bezugspotential für diese Ansteuerschaltungen AS1 und AS2 kann die Schaltungsmasse, wie dargestellt, verwendet werden, ebenso aber auch die Eingangsspannung U_in oder die Ausgangsspannung U_out. Dies erlaubt den Gleichspannungsanteil der Gate-Source-Spannungen geeignet einzustellen.
Weiterhin kann bei den Schaltungsanordnungen gemäß 7 ein zusätzlicher Steuereingang vorgesehen werden, wie dies in 8 gezeigt ist. An den Fußpunkt der ersten Sekundärwicklung 3 wird hier eine Steuerspannung U_Steuer aus einer Quelle mit ausreichend geringem Innenwiderstand angelegt, die dazu dienen kann, die gesamte dargestellte Wandlerschaltung bei Bedarf stillzulegen. Diese Funktion kann benötigt werden, wenn die vorliegende Wandlerschaltung nur als Starterschaltung für eine weitere Spannungswandlerschaltung betrieben wird, nicht aber für den Dauerbetrieb. Die Steuerspannung U_Steuer muss dann groß genug sein, um den JFET T_1a dauerhaft zu sperren. Durch eine Hochpassfunktion der Ansteuerschaltungen AS1 und AS2 wird gleichzeitig sichergestellt, dass nun weder T_1b noch T₂ mit Gate-Source-Spannungen versehen werden, die ein periodisches Einschalten und Ausschalten dieser Transistoren ermöglichen. Dadurch wird die Oszillation der gesamten Schaltung unterbrochen.
Nutzung der Gleichspannung am RC-Glied des Spannungswandlers: Das RC-Glied an der Sekundärwicklung 3 lädt sich bei der hier beschriebenen Schaltungskonfiguration auf eine positive Gleichspannung U_RC auf. Diese Gleichspannung kann, da sie in gleicher Polarität vorliegt wie die Ausgangsspannung U_out, einfach für den Betrieb einer Last genutzt werden. Ebenso kann das RC-Glied dazu als verbindendes Element zwischen dem Hochpunkt von Wicklung 3 und der Ausgangsspannung U_out angeschlossen werden. Es ist lediglich darauf zu achten, dass diese Nutzung die Einstellung des Arbeitspunktes der Oszillatorschaltung nicht beeinträchtigt. Dies kann durch den Einsatz entsprechender Spannungsüberwachungsschaltungen bewerkstelligt werden. In den 9 bis 11 sind weitere Ausführungsformen beispielhaft und schematisch dargestellt.
In 9 ist schematisch eine Ausführungsform mit einer aktiven Spannungsüberwachungsschaltung SU dargestellt. Für diesen Schaltungsblock, der hier nicht im Detail ausgeführt ist, können eine integrierte oder diskret aufgebaute Schaltung eingesetzt werden. Die Spannungsüberwachungsschaltung SU überwacht kontinuierlich den Wert der Spannung U_RC. Sie kann auch aus dieser Spannung mit Energie versorgt werden. Bei einem gewissen, einstellbaren Schwellwert von U_RC wird der schematisch dargestellte Schalter S₁ geschlossen, so dass Ladung von C₃ zum Ausgangskondensator C₂ fließen kann. Dadurch wird C₃ entladen, d.h. U_RC sinkt. Es ist sinnvoll, diesen Schaltpunkt mit einer Hysterese zu versehen, um ein Öffnen des Schalters bei einer geringeren Schwellenspannung zu erhalten. Dies verhindert einen schnellen Wechsel der Ein- und Auszustände des Schalters S₁ bei einem geringfügigen Pendeln von U_RC.
Es ist in jedem Fall erforderlich, den Schalter S₁ erst bei einem bestimmten Wert der Spannung U_RC zu schließen, Mit dem Wert von U_RC wird der Arbeitspunkt, somit das Schwingungsverhalten und das Anlaufverhalten der gesamten Schaltung eingestellt, d.h. es ist erforderlich, den Wert von U_RC in einem optimalen Bereich zu halten. Dies kann mit der in 9 dargestellten Schaltung vorteilhaft geschehen, wobei gleichzeitig Überschussladung aus C₃ zum Ausgang der Schaltung abgeführt wird.
Zusätzlich oder alternativ kann, wie in 10 gezeigt, eine weitere Spannungsüberwachungsschaltung SU' mit einem Schalter S₁' mit dem Fußpunkt des Sekundärwicklung 3 verbunden werden.
Ebenso kann in der Schaltung aus 9 Ladung aus dem Ausgangskondensator C₂ auf C₃ fließen und so den Arbeitspunkt des Oszillators verändern. Dieser Effekt kann durchaus gewünscht sein, um z.B. eine Regelung der Ausgangsspannung U_out zu erreichen. Eine Erhöhung von U_RC durch Zufluss von Ladung aus U_out wird die mittlere Gatespannung U_GS aus dem eingeschwungenen Zustand erhöhen. Dies wird die Effizienz der Aufwärtstransformation dann verschlechtern, wenn die Transistoren T₁ nicht mehr einschalten bzw. die Transistoren T₂ nicht mehr ausschalten. Dieser Effekt wurde bereits beschrieben. Im Ergebnis sinkt U_out, somit auch U_RC. Im Ergebnis kann es also wünschenswert sein, einen Schalter S₁ zu verwenden, der entweder Stromfluss in beide Richtungen zulässt, um den beschriebenen Regelungsmechanismus zu ermöglichen oder nur einen Stromfluss von C₃ nach C₂ zulässt, um lediglich Überschussladung aus C₃ abzuführen.
Ebenso kann die Nutzung der Spannung U_RC, wie in 11 beispielhaft dargestellt, mit Hilfe einer Diode D₂ erfolgen, die zwischen U_RC und U_out eingefügt wird. Die Anode von D₂ liegt dabei an U_RC, die Kathode an U_out.
Diese Ausführungsform hat den Vorteil, dass Ladung aus C₃ erst dann in nennenswertem Maß abgeführt wird, wenn die Differenz zwischen den Spannungen U_RC und U_out die Knickspannung der Diode D₂ erreicht. Ebenso wird verhindert, dass Ladung aus dem Kondensator C₂ auf C₃ fließen kann. Diese Schaltungsvariante ist somit geeignet, Überschussladung aus C₃ mit einer einfachen Erweiterung des Grundkonzeptes zum Ausgang abzuleiten. Von Nachteil ist, dass die an der Diode D₂ abfallende Spannung zu Verlusten führt. Dieser Spannungsabfall sollte möglichst gering gehalten werden, z.B. durch den Einsatz von Germaniumdioden oder Schottky-Dioden.
Anschalten der Last erst nach Anschwingen des Oszillators: Die ohmsche Last am Ausgang der Schaltung belastet während des Anschwingens den Oszillator. Dies führt dazu, dass eine höhere Anlaufspannung U_in erforderlich ist. Es ist deshalb zweckmäßig, die Last an die Ausgangsspannung U_out erst dann anzuschalten, wenn die Spannungswandlung sicher eingesetzt hat. Hierfür kann die Spannung U_RC als Indikator verwendet werden. U_RC steigt von sehr geringen Werten zu deutlich höheren Werten an, sobald der Oszillator voll angeschwungen ist. 12 und 13 zeigen dazu zwei Ausführungsformen.
In 12 überwacht eine Spannungs-Überwachungsschaltung SU die Gleichspannung U_RC am RC-Glied des Oszillators kontinuierlich. U_RC überschreitet signifikante Werte erst dann, wenn die Gleichrichtung der Wechselspannung an Wicklung 3 über die Gate-Source-Strecke von T₁ einsetzt. Nach Überschreiten eines bestimmten Schwellwertes wird zusätzlich T₂ im Wechsel eingeschaltet und ausgeschaltet. Die Schaltung beginnt nun als Durchflusswandler zu arbeiten und führt nun die Aufwärtstransformation mit deutlich höherem Wirkungsgrad durch. Der entsprechende Anstieg von U_RC kann als Indikator für den Eintritt in diesen Betriebsmodus erkannt werden und zum Anschalten der Last verwendet werden. Die Spannungs-Überwachungsschaltung SU erkennt das Überschreiten einer einstellbaren Spannungsschwelle („Einschaltwert“) von U_RC und schließt daraufhin den Schalter S₂ im Ausgangskreis. Es ist sinnvoll, die Überwachungsschaltung SU mit einer Hysterese zu versehen, d.h. der Schalter S₂ wird erst dann wieder geöffnet, wenn U_RC im Vergleich zum Einschaltwert auf einen geringeren Ausschaltwert gefallen ist. Hiermit kann insgesamt sichergestellt werden, dass die Schaltung am Ausgang nur dann belastet wird, wenn der Oszillator als Durchflusswandler arbeitet. Ebenso wird ein unerwünschter kurzzeitiger Wechsel zwischen einem Anschalten und Abtrennen der Last durch die interne Hysterese der Überwachungsschaltung SU verhindert.
13 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel. Hier verwendet ein n-Kanal-Anreicherungs-MOSFET T₃ die Spannung U_RC als Gate-Source-Steuerspannung, um so die Last R_L einzuschalten bzw. wieder vom Ausgang der Schaltung abzutrennen. Die Schwellspannung des Transistors muss so gewählt werden, dass das Einschalten erst im Durchflusswandler-Modus erfolgt. Der Vorteil dieser Ausführungsform ist ihre Einfachheit. Ein Nachteil kann darin bestehen, dass der Transistor T₃ bei langsamem Übergang von U_RC durch den Bereich seiner Schwellenspannung nicht abrupt, sondern graduell einschaltet bzw. ausschaltet. Dies kann dadurch verhindert werden, dass das Steuersignal für T₃ durch eine Spannungs-Überwachungsschaltung SU mit Hysterese erzeugt wird.
Aktive Gleichrichtung der Ausgangsspannung an Wicklung 4: Die Wechselspannung an Wicklung 3 kann zusätzlich genutzt werden, um einen Schalter S₃ während der Spitzenwert-Phase der Spannung an Wicklung 4 zu schließen und so eine aktive Gleichrichtung der Spannung an Wicklung 4 durchzuführen. Dadurch werden Verluste in der Diode D₁ reduziert, ebenso wird die Ausgangsspannung U_out erhöht. Die Ansteuerung des Schalters S₃ geschieht über eine Ansteuerschaltung AS, die z.B. in Form einer integrierten Schaltung vorliegen kann oder aus passiven und aktiven Komponenten in diskreter Bauweise erstellt werden kann. Vorteilhaft bei der hier vorliegenden Ausführungsform ist, dass das Ansteuersignal für den Schalter S₃ über die Ansteuerschaltung AS direkt aus der Wechselspannung an Wicklung 3 erzeugt werden kann. Dazu kann, je nach Bedarf, durch Anpassung der Wicklungsrichtungen und der Anschlussschemata von Wicklung 3 und 4 eine Phasenverschiebung beider Wechselspannungen von 0° oder 180° erzeugt werden. 14 zeigt eine Ausführungsform, in der die Wechselspannungen an den beiden Fußpunkten von Wicklung 3 und 4 mit gleicher Phasenlage, somit einem Phasenwinkel von 0°, entnommen werden.
Die Ansteuerschaltung AS erkennt den positiven Maximalwert der Wechselspannung an Wicklung 3 und schließt in diesem Zeitraum den Schalter S₃. Der Schalter S₃ überbrückt die Diode D₁ , um den Kondensator C₂ auf den positiven Maximalwert der phasensynchronen Wechselspannung an Wicklung 4 aufzuladen.
Zwei Ausführungsformen dieser Konfiguration mit einer Ansteuerschaltung AS in diskreter Bauweise sind in den 15 und 16 dargestellt. Als Schalter S₃ wird in beiden Fällen ein n-Kanal-Anreicherungs-MOSFET T₄ verwendet. Dieser Transistor ist so angebracht, dass sein Drain-Anschluss mit der Anode der Diode D₁ verbunden ist, sein Source-Anschluss mit der Kathode von D₁ und sein Gate-Anschluss entweder direkt, siehe 15, oder über einen Hochpass, siehe 16, mit dem Fußpunkt von Wicklung 3.
Die Ausführungsform nach 15 setzt voraus, dass der positive Maximalwert der Wechselspannung an Wicklung 3 mindestens um die Schwellenspannung von T₄ höher ist als der positive Maximalwert der Wechselspannung an Wicklung 4. Dies kann durch Einstellung der Wicklungsverhältnisse von Wicklung 3 und 4 erreicht werden. Ebenso fällt die Amplitude der Wechselspannung an Wicklung 4, sobald diese belastet wird, was für die o.g. Anforderung vorteilhaft ist. Die Einschaltdauer von T₄ wird bei dieser Ausführungsform durch die Zeitdauer bestimmt, in der die Spannungsdifferenz zwischen Wicklung 3 und 4 eine positive Spannung U_GS,4 ergibt, die über der Schwellenspannung des Transistors T₄ liegt. Dies kann von Nachteil sein, da z.B. bei sinusförmigen Wechselspannungen an den Wicklungen 3 und 4 der Maximalwert der Wechselspannung an Wicklung 4 bereits überschritten ist, wenn Transistor T₄ wieder ausschaltet. Somit würde der Kondensator C₂ nicht auf den Maximalwert der Wechselspannung an Wicklung 4 geladen.
In einer verbesserten Ausführungsform nach 16 wird ein Hochpass aus R₆ und C₆ als Ansteuerschaltung AS verwendet, um die ansteigende Flanke der Wechselspannung am Fußpunkt der Wicklung 3 in einen kurzen positiven Ansteuerimpuls U_GS,4 am Gate des Transistors T₄ umzuwandeln. Die Zeitkonstante T dieses Hochpasses berechnet sich, wie bekannt, nach der Gleichung (2): $T = R_{6} \cdot C_{6}$
T ist ein Maß für die Dauer des Stromflusses durch R₆, der nach einem sprunghaften Anstieg der Wechselspannung an Wicklung 3 auftritt. Dieser Stromfluss erzeugt, als Spannungsabfall an R₆, die Gate-Source-Spannung U_GS,4 in einer Pulsform und definiert somit die Einschaltdauer des Transistors T₄. Durch geeignete Einstellung von T kann sichergestellt werden, dass der Transistor T₄ mit der schnell ansteigenden Flanke der Wechselspannung an Wicklung 3 einschaltet und kurz nach dem Durchlaufen des Maximalwertes der Spannung an Wicklung 4 wieder ausschaltet. Dadurch wird der Kondensator C₂ , wie gewünscht, auf diesen Maximalwert geladen.
Aktive Gleichrichtung der Rückkopplungsspannung aus Wicklung 3 am Gate des Transistors T₁: Die Gate-Source-Strecke des Transistors T₁ klemmt die Spannung am Fußpunkt von Wicklung 3 durch ihre Diodenwirkung auf Werte um etwa -0,6 V. Durch Anschalten eines Transistors T₅ an den Gateanschluss von T₁ kann diese Diode im Sinne einer aktiven Gleichrichtung überbrückt werden. Dadurch werden Verluste in der Gate-Source-Diode reduziert, ebenso wird die Wechselspannung an Wicklung 3 um den Betrag der Klemmspannung der Diode nach oben verschoben. Beide Effekte erhöhen den Wirkungsgrad der Spannungswandlung.
Als Transistor T₅ wird in der Ausführungsform nach 17 ein n-Kanal-Anreicherungs-MOSFET verwendet. Der Drain-Anschluss von T₅ liegt am Gateanschluss von T₁, der Source-Anschluss kann entweder, wie in 14 dargestellt, mit Masse oder mit dem positiven Pol der Eingangsspannung U_in verbunden werden. Mit dieser Verschaltung liegt die Source-Substrat-Diode von T₅ parallel zur Gate-Source-Diode von T₁ , d.h. das Anlaufverhalten des Meißner-Oszillators mit T₁ wird nicht nachteilig beeinflusst.
Die Gate-Source-Spannung U_GS,5 von T₅ kann direkt aus der Ausgangsspannung an Wicklung 4 abgeleitet werden. Dafür wird beispielsweise der Wicklungssinn von Wicklung 4 so gestaltet, dass die Wechselspannung am Hochpunkt von Wicklung 4 mit 180° Phasenverschiebung zur Spannung U_GS,1 am Fußpunkt von Wicklung 3 liegt. Die Verbindung von Gateelektrode und Wicklung 4 erfolgt wiederum mit einer Ansteuerschaltung AS . Dies ist im einfachsten Fall eine direkte Verbindung, alternativ eine Kombination von passiven und/oder aktiven elektrischen Elementen zur Impulsformung, z.B. der in 14 dargestellte Hochpass aus C₇ und R₇ . Damit schaltet T₅ immer dann ein, wenn die Rückkopplungsspannung an Wicklung 3 negative Werte erreicht, also ohne T₅ durch den JFET T₁ geklemmt würde. Alternativ kann eine aktive elektronische Schaltung AS zur Generierung von U_GS,5 verwendet werden. Diese aktive Schaltung kann ebenso eine passende Phasenverschiebung von U_GS,5 und U_GS,1 herstellen. In diesem Fall kann der Wicklungssinn der Wicklungen 3 und 4 wiederum frei gewählt werden.

Claims

Spannungswandlerschaltung zum Erzeugen einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung (U_in), umfassend: einen Transformator (Tr) mit einer ersten Primärwicklung (1), die über einen in Serie geschalteten ersten Transistor (T₁) mit der Eingangsspannung (U_in) verbindbar ist, und einer zweiten Primärwicklung (2), die über einen in Serie geschalteten zweiten Transistor (T₂) mit der Eingangsspannung (U_in) verbindbar ist, wobei der Transformator (Tr) weiterhin mindestens eine Sekundärwicklung (3, 4) mit einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss aufweist, die eine höhere Windungszahl hat als die erste und die zweite Primärwicklung (1, 2), und deren erster Anschluss mit Steuereingängen des ersten und zweiten Transistors (T₁, T₂) sowie mit einem Ausgangsanschluss der Spannungswandlerschaltung zum Ausgeben der Ausgangsspannung (U_out) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass an einem Hochpunkt der mindestens einen Sekundärwicklung (3) und in Serie zu dieser eine RC-Schaltung (R₁, C₃) angeordnet ist, wobei der Hochpunkt mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist und der zweite Anschluss der Sekundärwicklung (3) mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Transistors (T₁, T₂) verbunden ist.
Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 1, wobei der Transformator (Tr) eine erste Sekundärwicklung (3) aufweist, die mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Transistors (T₁, T₂) verbunden ist, und eine zweite Sekundärwicklung (4) aufweist, die mit dem Ausgangsanschluss der Spannungswandlerschaltung zum Ausgeben der Ausgangsspannung (U_out) verbunden ist.
Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 2, wobei der Wicklungssinn der zweiten Primärwicklung (2) gegenläufig zum Wicklungssinn der ersten Primärwicklung (1) und gleichsinnig zum Wicklungssinn der ersten Sekundärwicklung (3) ist.
Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 2 oder 3, wobei der Wicklungssinn der zweiten Sekundärwicklung (4) gleichsinnig zum Wicklungssinn der ersten Sekundärwicklung (3) ist.
Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Transistor (T₁) mindestens einen Sperrschichtfeldeffekttransistor (JFET) umfasst und der zweite Transistor (T₂) einen Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (MOSFET) umfasst.
Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die RC-Schaltung (R₁, C₃) über eine Spannungsüberwachungsschaltung (SU) oder eine Diode (D₂) mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist
Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei in einem Ausgangskreis der Schaltung ein steuerbarer Schalter (SU, S₁; T₃) vorgesehen ist, der betrieben werden kann, die Ausgangsspannung (U_out) erst dann an eine elektrische Last R_L anzulegen, wenn ein vorbestimmter Einschwingzustand erreicht ist.
Spannungswandlerschaltung nach Anspruch 7, wobei der vorbestimmte Einschwingzustand erreicht ist, wenn ein Spannungsabfall an der RC-Schaltung (R₁, C₃) einen vorbestimmten Schwellenwert überschritten hat.
Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei weiterhin eine aktive Gleichrichterschaltung (AS, S₃; T₄) mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist.
Spannungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei weiterhin ein dritter Transistors (T₅) an dem Steuereingang des ersten Transistors (T₁) angeordnet ist, um eine Gate-Source-Strecke des Transistors (T₁) zur aktiven Gleichrichtung zu überbrücken.