DE202018000753U1

DE202018000753U1 - Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen

Info

Publication number: DE202018000753U1
Application number: DE202018000753.6U
Authority: DE
Original assignee: Matrix Industries Inc
Current assignee: Matrix Industries Inc
Priority date: 2018-02-14
Filing date: 2018-02-14
Publication date: 2019-05-16
Anticipated expiration: 2028-02-15
Also published as: JP2024014936A; US20210028689A1; WO2019160992A2; WO2019160992A3; EP3753096A2; KR20210080278A; US11606024B2; JP2021513834A; CN112567615A; EP3753096A4

Abstract

Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen für eine Energiequelle mit einem ersten und einem zweiten Potential der Eingangsspannung, insbesondere für thermoelektrische Generatoren mit
einem Ladekondensator (207, 307, 407, 507), welcher eine erste und eine zweite Seite aufweist,
einem ersten und einem zweiten Transformator (203, 303, 403, 503, 253, 353, 453, 553), welche jeweils eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung mit einem Wicklungsanfang und einem Wicklungsende aufweisen,
einem ersten und einem zweiten Starttransistor (204, 304, 404, 504, 254, 354, 454, 554),
einer ersten und einer zweiten Diode (206, 306, 406, 506, 256, 356, 456, 556) sowie einem ersten und einem zweiten Stopptransistor (222, 322, 422, 522, 272, 372, 472, 572),
wobei der erste Starttransistor (204, 304, 404, 504) mit seinem Gate-Anschluss mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) gekoppelt ist und mit seinem Drain-Anschluss mit dem Wicklungsende der Primärwicklung des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) verbunden ist,
wobei zumindest mittels des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) und des ersten Starttransistors (204, 304, 404, 504) ein erster Oszillator ausgebildet ist, wobei die erste Diode (206, 306, 406, 506) zwischen dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) und dem Ladekondensator (207, 307, 407, 507) vorgesehen ist,
wobei die Anode der ersten Diode (206, 306, 406, 506) mit der zweiten Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) verbunden ist,
wobei der Source-Anschluss des ersten Starttransistors (204, 304, 404, 504) mit dem zweiten Potential der Eingangsspannung gekoppelt ist,
wobei die erste Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) auf dem ersten Potential der Eingangsspannung liegt,
wobei der zweite Starttransistor (254, 354, 454, 554) mit seinem Gate-Anschluss mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) gekoppelt ist und mit seinem Drain-Anschluss mit dem Wicklungsende der Primärwicklung des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) verbunden ist,
wobei zumindest mittels des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) und des zweiten Starttransistors (254, 354, 454, 554) ein zweiter Oszillator ausgebildet ist,
wobei die zweite Diode (256, 356, 456, 556) zwischen dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) und dem Ladekondensator (207, 307, 407, 507) vorgesehen ist,
wobei die Anode der zweiten Diode (256, 356, 456, 556) mit der zweiten Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) verbunden ist und
wobei der Source-Anschluss des zweiten Starttransistors (254, 354, 454, 554) mit dem ersten Potential der Eingangsspannung gekoppelt ist,
wobei an der zweiten Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) eine Spannung erzeugt wird, welche unter dem ersten sowie unter dem zweiten Potential der Eingangsspannung liegt und zum Abschalten des ersten Oszillators mittels des ersten Stopptransistors (222, 322, 422, 522) und zum Abschalten des zweiten Oszillators mittels des zweiten Stopptransistors (272, 372, 472, 572) verwendbar ist
dadurch gekennzeichnet ,
dass eine Teilschaltung vorgesehen ist, welche das oszillierende Signal des ersten oder zweiten Oszillators verwendet, um den anderen Oszillator zu deaktivieren.

Description

Die Erfindung betrifft eine Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen für eine Energiequelle mit einem ersten und einem zweiten Potential der Eingangsspannung. Insbesondere kann als Energiequelle ein thermoelektrischer Generator verwendet werden.
Derartige Startschaltungen weisen einen Ladekondensator mit einer ersten und zweiten Seite sowie einen ersten und einen zweiten Transformator auf, welche jeweils eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung mit Wicklungsanfang und Wicklungsende besitzen. Zudem sind ein erster und ein zweiter Starttransistor, eine erste und eine zweite Diode sowie ein erster und ein zweiter Stopptransistor vorgesehen.
Hierbei ist der erste Starttransistor mit seinem Gate-Anschluss mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des ersten Transformators gekoppelt und mit seinem Drain-Anschluss mit dem Wicklungsende der Primärwicklung des ersten Transformators verbunden. Zumindest mittels des ersten Transformators und des ersten Starttransistors wird ein erster Oszillator ausgebildet. Die erste Diode ist zwischen dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des ersten Transformators und dem Ladekondensator vorgesehen, wobei die Anode der ersten Diode mit der zweiten Seite des Ladekondensators verbunden ist. Der Source-Anschluss des ersten Starttransistors ist mit dem zweiten Potential der Eingangsspannung gekoppelt, wobei die erste Seite des Ladekondensators auf dem ersten Potential der Eingangsspannung liegt.
Weiter ist der zweite Starttransistor mit seinem Gate-Anschluss mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators gekoppelt und mit seinem Drain-Anschluss mit dem Wicklungsende der Primärwicklung des zweiten Transformators verbunden. Auch hier wird zumindest mittels des zweiten Transformators und des zweiten Starttransistors ein zweiter Oszillator ausgebildet. Die zweite Diode ist zwischen dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators und dem Ladekondensator vorgesehen, wobei die Anode der zweiten Diode mit der zweiten Seite des Ladekondensators verbunden ist. Der Source-Anschluss des zweiten Starttransistors ist mit dem ersten Potential der Eingangsspannung gekoppelt. Ferner wird an der zweiten Seite des Ladekondensators eine Spannung erzeugt, welche unter dem ersten sowie unter dem zweiten Potential der Eingangsspannung liegt und zum Abschalten des ersten Oszillators mittels des ersten Starttransistors und zum Abschalten des zweiten Oszillators mittels des zweiten Stopptransistors verwendbar ist. Daher kann die zweite Seite des Ladekondensators auch als negative Seite und die erste Seite als positive Seite bezeichnet werden.
Im Rahmen der Erfindung kann unter Primärwicklung oder Primärseite eines Transformators die Wicklung verstanden werden, an der die Eingangsspannung anliegt, und unter Sekundärwicklung bzw. Sekundärseite die Wicklung des Transformators, an der die Ausgangsspannung erzeugt wird. Gekoppelt kann im Rahmen der Erfindung als direkte Verbindung, wie auch als Verbindung über ein oder mehrere Bauelemente verstanden werden.
Eine gattungsgemäße Startschaltung für eine Energiequelle mit einem definierten Verhalten des ersten Potentials zum zweiten Potential der Eingangsspannung ist beispielsweise aus der DE 11 2013 005 027 B4 bekannt. Anders ausgedrückt muss die Polarität der Eingangsspannung bekannt sein. Hierbei wird die Startschaltung zum Starten eines Flyback-Converters verwendet und weist eine Doppelnutzung der notwendigen Bauteile für den Flyback-Converter auf. Dies ist ebenfalls in der Erfindung der Fall.
Ein Flyback-Converter wird auch als Sperrwandler oder Hoch-Tiefsetzsteller bezeichnet. Er stellt eine bestimmte Form eines Gleichwandlers dar.
Ein einfacher prinzipieller Aufbau eines Flyback-Converter wird nun unter Bezugnahme auf 6 beschrieben.
Der Flyback-Converter aus 6 weist eine Spannungsquelle 601, einen Transformator 603, eine Diode 606, einen Ladekondensator 607 sowie einen Schalter 620 auf. Zusätzlich ist parallel zur Spannungsquelle 601 noch ein Kondensator 602 vorgesehen, der aber für den Betrieb als Flyback-Converter nicht notwendig ist. Hierbei zeigen die beiden Punkte am Transformator 603 den Wicklungssinn an. Wenn im Rahmen der Beschreibung auf Wicklungsanfang und -ende bezuggenommen wird, dient dies nur zum leichteren Verständnis. Grundsätzlich ist es auch möglich die Anschlüsse bei einem Transformator zu vertauschen, solange die Verschaltung der Spulen des Transformators, gegensinnig oder gleichsinnig, beibehalten wird.
Im Folgenden wird die prinzipielle Funktionsweise des Flyback-Converters beschrieben. Grundsätzlich wechseln sich bei einem Flyback-Converter zwei Betriebsweisen, die Leitphase und die Sperrphase, miteinander ab. Welche Betriebsart gerade aktiv ist, wird durch den Schalter 620 bestimmt. Ist der Schalter 620 geschlossen, befindet sich der Flyback-Converter in der Leitphase. Ist der Schalter 620 offen, befindet er sich in der Sperrphase.
In der Leitphase fließt bedingt durch die Spannungsquelle 601 ein Strom durch die Primärwicklung des Transformators 603. Da die Diode 606 einen Stromfluss durch die Sekundärwicklung des Transformators 603 sperrt, ist diese stromlos. Hierdurch baut sich im Luftspalt des Transformators 603 eine magnetische Spannung auf.
Wird nun der Schalter 620 geöffnet, endet der Stromfluss durch die Primärwicklung oder -seite des Transformators 603. Da der Stromfluss durch die Primärseite des Transformators 603 sehr schnell gestoppt wird, nimmt der Strom durch die Sekundärseite des Transformators 603 zu. Der Strom fließt durch die Diode 606, sodass der Ladekondensator 607 aufgeladen wird. Anschließend wird der Schalter 620 wieder geschlossen, und ein neuer Zyklus bestehend aus der Leitphase und der Sperrphase wird begonnen.
Über die Taktung des Schalters 620 kann die Leistung, die den Kondensator 607 lädt, eingestellt werden. Damit kann zum Beispiel eine am Ladekondensator 607 anliegende Last mit einer bestimmten Ausgangsspannung versorgt werden oder ein Energiespeicher, insbesondere ein Akkumulator mit einem bestimmten Strom geladen werden. In der hier dargestellten Ausführung eines Flyback-Converters sind der Eingang und Ausgang jeweils galvanisch getrennt. Dies ist zwar vorteilhaft, jedoch nicht zwingend erforderlich, und es kann durch eine entsprechende zusätzliche Verschaltung auch ein Betrieb ohne galvanische Trennung ermöglicht werden. Bei dem hier gezeigten Flyback-Converter kann die Eingangsspannung sowohl größer als auch kleiner als die Ausgangsspannung sein. Dies hängt maßgeblich von der Steuerung des Schalters 620, der bevorzugt als Halbleiterschalter ausgeführt ist, ab. Man spricht von einer Buck- oder Boost-Betriebsweise.
Der Flyback-Converter kann im lückenden oder nichtlückenden Betrieb arbeiten. Beim nichtlückenden Betrieb ist die Induktivität beim Einschalten des Halbleiterschalters noch stromführend. Im Unterschied zu einem Boost-Converter kann beim Flyback-Converter mit einem entsprechenden Wicklungsverhältnis auch bei einem sehr großen Verhältnis von Ausgangsspannung zu Eingangsspannung mit praktisch realisierbarem Tastverhältnis im nichtlückenden Betrieb gearbeitet werden. Mit dem hier gezeigten Flyback-Converter ist dies beispielsweise, bei einer Eingangsspannung von 20 mV und bei einem Tastverhältnis von 75% bis zu einer Ausgangsspannung von 6 V möglich. Dies errechnet sich bei Vernachlässigung der vorhandenen Verluste entsprechend der Formel: $\frac{U_{o u t}}{U_{i n}} = \frac{τ_{L e i t p h a s e}}{τ_{S p e r r p h a s e}} \times N$
wobei zu berücksichtigen ist, dass das Tastverhältnis wie folgt definiert ist: $T a s v e r h ä l t n i s = \frac{τ_{L e i t p h a s e}}{τ_{L e i t p h a s e} + τ_{S p e r r p h a s e}}$
Dies bedeutet, dass das Verhältnis von der Leitphase zur Sperrphase 3:1 ist. Zusätzlich gilt die Annahme der Verwendung eines 1:100 Transformators, wobei N die Windungen der Sekundärseite bei einer Windung der Primärseite angibt.
Der lückende Betrieb kann auch als Lückbetrieb bezeichnet werden. In diesem beginnt der Stromfluss durch die Induktivität, also die Primärwicklung des Transformators 603, bei 0 A. Er erreicht bei Vernachlässigung der auftretenden Verluste und einer konstanten Eingangsspannung einen maximalen Stromfluss von I_max, welcher sich wie folgt ergibt: $I_{m a x} = \frac{U_{i n} \times τ_{L e i t p h a s e}}{L (p r i m)}$
wobei U_in die Eingangsspannung und L(prim) die Induktivität der Primärwicklung des Transformators bezeichnen.
Für den Eingangswiderstand ergibt sich dann: $R_{i n} = \frac{2 \times L (p r i m)}{τ_{L e i t p h a s e}^{2} \times f}$
bei einer Schaltfrequenz f $f < \frac{1}{τ_{L e i t p h a s e} + τ_{S p e r r p h a s e}}$
Demnach ist der Eingangswiderstand unabhängig von der Spannungsquelle. Dies ermöglicht bei thermoelektrischen Generatoren, die einen konstanten und von der Ausgangsspannung unabhängigen Ausgangswiderstand besitzen, eine sehr einfache Leistungsanpassung.
Der Kondensator 602, der parallel zur Spannungsquelle 601 geschaltet ist, ist, wie vorher angemerkt, nicht zwingend notwendig. Er wird jedoch hier eingesetzt, da die Spannungsquelle 601 einen Ausgangswiderstand von größer Null besitzt. Hierdurch bildet der Ausgangswiderstand der Spannungsquelle 601 zusammen mit dem Kondensator 602 einen Tiefpass aus. Dies hat die Folge, dass die Eingangsspannung in der Leitphase nicht zu sehr einbricht.
Die in Bezug auf 6 dargestellte Version eines Flyback-Converters stellt eine allgemeine Ausführungsform dar, bei der angenommen wird, dass der Schalter 620 über eine externe Regelung angesteuert wird. Es existieren auch integrierte Flyback-Converter-Schaltungen bei denen sowohl der Halbleiterschalter 620 als auch die Regelung vorgesehen sind, da dies die Gesamtlösung kleiner und günstiger macht. In den gängigen Flyback-Converter-Schaltungen wird für diese Regelung keine weitere Energieversorgung benötigt.
Eine etwas modifizierte Version eines Flyback-Converters ist in 7 dargestellt. In dieser Ausgestaltung eines Flyback-Converters sind ein zusätzlicher Kondensator 727 und eine weitere Diode 726 vorgesehen. Durch diesen Aufbau des Flyback-Converters kann eine Gleichrichtung der Ausgangsspannung mittels einer Greinacher-Schaltung erfolgen.
Hierbei wird in der Leitphase der Kondensator 727 über die Diode 726 auf die induzierte Spannung der Sekundärwicklung minus einer Diodenspannung geladen. Der Vorteil gegenüber dem in 6 dargestellten Flyback-Converter liegt darin, dass die Diode 706 hier nur V_out plus eine Diodenspannung aushalten muss.
In der Sperrphase wird der Ladekondensator 707 über Diode 706 und den Kondensator 727 geladen. Die Diode 726 ist hierbei wiederum nur Vout plus einer Diodenspannung ausgesetzt. Die Diode 726 kann beispielsweise als Schottky-Diode ausgeführt sein.
Die aus der DE 11 2013 005 027 B4 bekannte Schaltung kann, wie bereits ausgeführt, jedoch nur verwendet werden, wenn bei der Konstruktion der Schaltung bekannt ist, welches von beiden Eingangspotentialen der Eingangsspannung das höhere ist. Um dies zu lösen, wird beispielsweise in der US 2010/0208498 A1 eine antiparallele Schaltung zweier DC/DC Konverter für kleine positive und negative Eingangsspannungen vorgeschlagen.
Dies ist grundsätzlich mit der aus DE 11 2013 005 027 B4 bekannten Schaltung auch möglich, würde aber dadurch, dass jeweils nur ein DC/DC Wandler, also ein Zweig verwendet wird, das Problem aufwerfen, dass durch vorhandene selbstleitende Transistoren des nicht verwendeten Zweiges ein Strom fließt. Dies erhöht die Kaltstartspannung, vermindert den Wirkungsgrad und reduziert den Eingangswiderstand der Schaltung.
Ein weiteres Problem ist, dass durch die vorhandene parasitäre Bulk-Drain-Diode ein Strom fließt, der mit dem Steigen der Eingangsspannung exponentiell zunimmt. Dies vermindert ebenfalls den Wirkungsgrad und reduziert den Eingangswiderstand der Schaltung.
Um einen Teil dieser Probleme zu lösen wird in US 2010/0195360 A1 vorgeschlagen, jeweils zwei selbstleitende Transistoren beziehungsweise Halbleiterschalter in Serie zu schalten. Dadurch wird immer eine der parasitären Dioden in Sperrrichtung betrieben und es fließt kein Strom. Jedoch löst dies das Problem durch den nicht-verwendeten selbstleitenden Transistor nicht. Des Weiteren hat eine derartige Schaltung den Nachteil, dass bei gleicher Größe der Halbleiterschalter sich die ohmschen Verluste, die Eingangskapazitäten und auch der Flächenbedarf verdoppeln.
Daher ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen anzugeben, welche günstig zu realisieren ist, geringe Startspannungen benötigt und für thermoelektrische Generatoren mit kleiner positiver oder negativer Temperaturdifferenz einsetzbar ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung und in den Figuren und deren Beschreibung angegeben.
Gemäß Anspruch 1 wird eine gattungsgemäße Startschaltung für Energy Harvesting Schaltung dadurch weitergebildet, dass eine Teilschaltung vorgesehen ist, welche das oszillierende Signal des ersten oder zweiten Oszillators verwendet, um den jeweils anderen Oszillator zu deaktivieren.
Ein Grundgedanke der Erfindung kann darin gesehen werden, Mittel in der Startschaltung vorzusehen, den nicht aktiven Oszillator zu deaktivieren.
Durch eine derartige Ausführung der Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen kann erreicht werden, dass die Schaltung verwendet werden kann, unabhängig davon, ob das erste Potential oder das zweite Potential der Eingangsspannung der Energiequelle größer ist. Anders ausgedrückt müsste also die Polarität der Energiequelle nicht bekannt sein. Hiermit eignet sich diese Schaltung beispielsweise zur Verwendung mit thermoelektrischen Generatoren, welche sowohl mit positiven als auch mit negativen Temperaturdifferenzen verwendet werden können.
Ist das erste Potential größer als das zweite Potential der Eingangsspannung, so wird mittels des ersten Oszillators der Ladekondensator geladen. Ist wiederum das zweite Potential der Eingangsspannung höher als das erste, so wird der Ladekondensator über den zweiten Oszillator geladen.
Wird wie entsprechend vorgeschlagen eine Startschaltung mit zwei Zweigen, für eine positive Eingangsspannung und für eine negative Eingangsspannung vorgesehen, so ergibt sich das grundsätzliche Problem, dass der nicht genutzte Zweig ebenfalls mit Spannung versorgt wird und ein Strom fließt beziehungsweise dass sich die notwendige Kaltstartspannung erhöht.
Wird entsprechend einer klassischen Bauweise ein Komparator vorgesehen, der feststellt welches der beiden Potentiale der Eingangsspannung höher ist, und somit welche Polarität die Spannungsquelle hat, kann diese Information beispielsweise dazu verwendet werden, um den nicht-genutzten Zweig der Startschaltung, das heißt, den Zweig mit den Bauteilen, die durchwegs mit „ersten“ oder beziehungsweise „zweiten“ bezeichnet sind, entsprechend abzuschalten. Ist beispielsweise das erste Potential der Eingangsspannung höher als das zweite Potential, so wird der zweite Zweig nicht genutzt und kann abgeschaltet werden, um keine Energie zu verbrauchen oder andere nachteilige Eigenschaften auf die Startschaltung zu haben. Es würde jedoch eine ausreichend hohe Betriebsspannung für den Komparator benötigt. Dies bedeutet, bis die Betriebsspannung vorliegt, würden beide Zweige der Startschaltung betrieben.
Entsprechend der Erfindung wurde erkannt, dass es nicht notwendig ist einen derartigen Komparator vorzusehen, sondern dass es ausreicht zu detektieren, welcher von beiden Zweigen einen funktionierenden Oszillator aufweist. Dies begründet sich dadurch, dass in dem funktionierenden Zweig eine Mitkopplung vorhanden ist, das heißt sich die Spannung erhöht wenn der Oszillator schwingt, wohingegen im nicht aktiven Zweig eine Gegenkopplung vorhanden ist und so lediglich ein Strom fließt, jedoch der Oszillator nicht schwingt.
Vorteilhafterweise kann das Erkennen, welcher Oszillator schwingt, beispielsweise durch eine Teilschaltung realisiert werden, die eine erste und eine zweite Abschaltdiode sowie einen ersten und einen zweiten Abschalttransistor aufweist. Hierbei kann die erste Abschaltdiode mit ihrer Kathode mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des zweiten Transformators verbunden sein und die zweite Abschaltdiode mit ihrer Kathode mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des ersten Transformators verbunden sein.
Als Abschalttransistoren können selbstsperrende NMOS FETs verwendet werden, wobei es vorteilhaft ist, wenn der erste Abschalttransistor mit dem Source-Anschluss mit der Anode der ersten Abschaltdiode und der zweite Abschalttransistor mit seinem Source-Anschluss mit der Anode der zweiten Abschaltdiode verbunden ist. In einer diesbezüglichen Ausführung kann der erste Abschalttransistor mit seinem Gate-Anschluss auf dem ersten Potential der Eingangsspannung liegen und der zweite Abschalttransistor mit seinem Gate-Anschluss auf dem Potential der zweiten Eingangsspannung.
Durch eine derartige Anordnung wird erreicht, dass beim Schwingen des entsprechenden aktiven Oszillators, welcher zum Laden des Ladekondensators verwendet wird, der Source-Anschluss des jeweiligen anderen Abschalttransistors auf Ground liegt, was die Folge hat, dass dieser bedingt durch die weitere Verschaltung den entsprechenden Starttransistor abschaltet. Diesbezüglich ist zu verstehen, dass die erste Abschaltdiode und der erste Abschalttransistor ihre Energieversorgung und ihre Triggersignale aus dem zweiten Zweig mit dem zweiten Oszillator erhalten wohingegen die zweite Abschaltdiode und der zweite Abschalttransistor ihre Signale und Energieversorgung aus dem ersten Zweig mit dem ersten Oszillator erhalten. Hierdurch wird erreicht, dass durch die Signale des jeweils anderen Oszillators der Zweig, welcher nicht aktiv zum Laden des Ladekondensators verwendet wird, abgeschaltet werden kann.
Des Weiteren kann der erste Starttransistor über einen ersten Koppelkondensator mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des ersten Transformators und der zweite Starttransistor über einen zweiten Koppelkondensator mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des zweiten Transformators gekoppelt sein. Mit einer derartigen Ausführung mit Koppelkondensator und einem zusätzlich in der Schaltung vorgesehenen Widerstand wird erreicht, dass eine lange RC-Konstante vorhanden ist, so dass das relativ schnelle Schwingen des jeweils aktiven Oszillators ausreicht, um den Starttransistor des jeweils anderen Zweiges nicht wieder zu aktivieren.
In einer alternativen Ausführungsform hierzu kann die Teilschaltung, welche den Oszillator detektiert und das Abschaltsignal für den anderen Oszillator auslöst mittels Flip-Flops insbesondere D-Flip-Flops aufgebaut sein. Vorteilhaft gegenüber der zuvor beschriebenen Schaltung ist hierbei, dass auf die Abschaltdioden verzichtet werden kann, welche für relativ hohe Spannungen ausgelegt sein müssen und daher bei integrierten Schaltungen oft extern ausgeführt werden müssen. Dies verteuert und erschwert die Produktion.
Ferner betrifft die Erfindung eine duale Flyback-Converter-Schaltung, welche eine erfindungsgemäße Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung aufweist.
Hierbei ist die Flyback-Converter-Schaltung ein Beispiel für eine Energy Harvesting Schaltung. Zusätzlich ist zum Betrieb der Flyback-Converter-Schaltung ein erster und ein zweiter Halbleiterschalter vorgesehen, wobei der erste Halbleiterschalter zwischen dem Wicklungsende der Primärwicklung des ersten Transformators und dem zweiten Potential der Eingangsspannung vorgesehen ist. Analog hierzu ist der zweite Halbleiterschalter zwischen dem Wicklungsende der Primärwicklung des zweiten Transformators und dem ersten Potential der Eingangsspannung vorgesehen. Für den Betrieb der Flyback-Converter-Schaltung ist ferner eine Regelung vorgesehen, welche durch den Ladekondensator mit Energie versorgt wird.
Insgesamt bilden der erste Transformator, der Ladekondensator, die erste Diode, der erste Halbleiterschalter und die Regelung einen ersten Flyback-Converter und der zweite Transformator, der Ladekondensator, die zweite Diode, der zweite Halbleiterschalter und die Regelung einen zweiten Flyback-Converter aus. Hierbei ist die Regelung ausgelegt, um sowohl den ersten als auch den zweiten Halbleiterschalter zum Start und Betrieb des Flyback-Converters zu steuern.
Die grundsätzliche Funktionsweise eines Flyback-Converters wurde bereits mit Bezug auf die 6 und 7 näher erläutert. Durch das Vorsehen einer erfindungsgemäßen Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung kann die duale Flyback-Converter-Schaltung zum Starten mit ausreichender Energie versorgt werden, um mittels der Regelung den entsprechenden Flyback-Converter zu starten.
Entsprechend diesen Ausführungen sind grundsätzlich zwei Flyback-Converter-Schaltungen vorgesehen, wobei jeweils nur eine eingesetzt wird. Welche Flyback-Converter-Schaltung verwendet wird, hängt von dem Verhältnis des ersten und des zweiten Potentials der Eingangsspannung zueinander ab. Insgesamt sind die Flyback-Converter-Schaltungen so aufgebaut, dass sie jeweils mit einer positiven Spannung betrieben werden sollten. Um dies zu gewährleisten sind sie entsprechend alternativ zu dem ersten und dem zweiten Potential verschaltet.
Anders ausgedrückt, wird durch die Schaltung sichergestellt, dass lediglich der Flyback-Converter betrieben wird, an dem eine positive Eingangsspannung anliegt.
Die Bulk-Anschlüsse des ersten und zweiten Halbleiterschalters können auf das Potential der zweiten Seite des Ladekondensators gelegt sein, um einen Strom durch die parasitären Dioden der entsprechenden Halbleiterschalter des nicht-verwendeten Flyback-Converters zu verhindern. Durch die vorhandene positive Source-Bulk-Spannung tritt allerdings ein Bodyeffekt auf. Hierfür können beispielsweise die Bulk-Anschlüsse und die zweite Seite des Ladekondensators auf Ground gelegt werden.
In einer weiteren Ausführungsform können aber die Bulk-Anschlüsse des ersten und zweiten Halbleiterschalters auf das niedrigere Potential des ersten und des zweiten Potentials der Eingangsspannung geschaltet werden. Durch diese Verschaltung wird verhindert, dass durch die parasitären Dioden der entsprechenden Halbleiterschalter des nicht-verwendeten Flyback-Converters Ströme fließen, außerdem tritt kein Bodyeffekt auf und die beiden Halbleitschalter müssen nur für den Betrag der Differenz der Eingangsspannungspotentiale ausgelegt sein.
Um dies zu detektieren und zu realisieren kann beispielsweise das Ergebnis des Komparators verwendet werden. Um die Schaltung entsprechend zu realisieren, können hierzu zwei PMOS FETs verwendet werden, die die Bulk-Anschüsse des ersten und zweiten Halbleiterschalters jeweils auf das niedrigere des ersten und des zweiten Potentials der Eingangsspannung schalten können.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen und schematischen Zeichnungen näher erläutert. In diesen Zeichnungen zeigen:

1 eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen;
2 eine zweite Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen;
3 eine dritte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen;
4 eine erfindungsgemäße duale Flyback-Converter-Schaltung;
5 eine erfindungsgemäße duale Flyback-Converter-Schaltung;
6 ein Beispiel für einen Flyback-Converter; und
7 ein weiteres Beispiel für einen Flyback-Converter.

In den Figuren werden gleiche beziehungsweise ähnliche Bauteile mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, wobei jeweils die erste Ziffer unterschiedlich ist und die Figur anzeigt. Hierbei wird zur Vermeidung von Wiederholungen auf Bauteile mit derselben Funktion nicht zwingend erneut eingegangen.
In 1 ist eine Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen dargestellt, welche jeweils zwei Zweige aufweist. Dies ermöglicht es, unabhängig vom Verhältnis der beiden Potentiale der Eingangsspannung einer Energiequelle 101 zueinander, dass die Startschaltung funktioniert und einen Ladekondensator 107 auflädt. In der Darstellung von 1 ist auch der Innenwiderstand Ri der Gleichspannungsquelle 101 eingezeichnet. Bei der Gleichspannungsquelle 101 kann es sich beispielsweise um einen thermoelektrischen Generator handeln, welcher mit positiven und negativen Temperaturdifferenzen arbeiten kann. Dies hat zur Folge, dass, wie beschrieben und auch in 1 verdeutlicht, die Polarität der Spannungsquelle 101 unterschiedlich sein kann. Parallel zur Spannungsquelle 101 befindet sich ein Kondensator 102. Dieser hat dieselbe Wirkung wie zuvor mit Bezug auf 6 beschrieben. Der erste Zweig der Schaltung wird durch einen ersten Transformator 103, einen ersten Starttransistor 104, eine erste Diode 106, einen ersten Koppelkondensator 108, einen ersten Widerstand 109 und einen ersten Stopptransistor 122 ausgebildet.
Der zweite Zweig ist in analoger Weise durch einen zweiten Transformator 153, einen zweiten Starttransistor 154, eine zweite Diode 156, einen zweiten Koppelkondensator 158, einen zweiten Widerstand 159 sowie einen zweiten Stopptransistor 172 ausgebildet.
Zusätzlich sind eine Spannungs-Überwachungsschaltung 111, ein Komparator 130, zwei Odergatter 132, 182 und ein Inverter 131 vorgesehen.
Im Folgenden wird die Funktion der Startschaltung näher erläutert.
Der wesentliche Unterschied der Verschaltung in beiden Zweigen ist, dass im oberen Zweig das Wicklungsende der Sekundärwicklung des ersten Transformators 103 auf demselben Potential wie der Wicklungsanfang der Primärseite, nämlich auf Vin1 liegt, wohingegen das Wicklungsende der Sekundärwicklung des zweiten Transformators 153 auf dem gegensätzlichen Potential wie der Wicklungsanfang der Primärseite liegt. Der Source-Anschluss des ersten Starttransistors 106 liegt auf Vin2, wohingegen der Source-Anschluss des zweiten Starttransistors 154 auf Vin1 liegt. Anders ausgedrückt liegt das Wicklungsende der Sekundärwicklung des jeweiligen Transformators 103, 153 jeweils auf dem gleichen Potential wie der entsprechende Source-Anschluss des Starttransistors 104, 154.
In den beiden Zweigen werden die jeweils zwei Oszillatoren zum Starten ausgebildet. Im ersten Zweig ist dies durch den ersten Transformator 103 und den ersten Starttransistor 104 realisiert, im zweiten Zweig durch den zweiten Transformator 153 und den zweiten Starttransistor 154.
Die Frequenz (f) des Oszillators bestimmt sich entsprechend: $f = \frac{1}{2 \times π \times \sqrt{L (s e c) \times C}}$
wobei hierbei C die Summe der Eingangskapazität des jeweiligen Starttransistors 104, 154 und der Kapazität der Sekundärseite des jeweiligen Transformators 103, 153 und L (sec) die Induktivität der Sekundärseite des jeweiligen Transformators 103, 153 ist.
Im Folgenden wird kurz auf die Funktionsweise der Startschaltung eingegangen, wobei zunächst angenommen wird, dass an der Spannungsquelle 101 eine positive Spannung liegt und demnach Vin1 größer als Vin2 ist.
Sobald an der Spannungsquelle 101 die Spannung ansteigt, steigt der Strom in der Primärwicklung des ersten Transformators 103 und gleichzeitig wird in der Sekundärwicklung des ersten Transformators 103 eine Spannung induziert, welche die Gatespannung am ersten Starttransistor 104 erhöht. Dadurch wird der erste Starttransistor 104 niederohmiger und der Strom kann weiter ansteigen. Durch die ohmschen Spannungsabfälle verkleinert sich die an der Primärwicklung anliegende Spannung, dadurch sinkt die Spannung am Gate des ersten Starttransistors 104, dieser wird hochohmiger und dies bewirkt eine weitere Abnahme der Spannung an der Primärwicklung. Dies führt in weiterer Folge zu einer negativen Gatespannung am ersten Starttransistor 104, welcher bei seiner Schwellenspannung abschaltet. Der Strom kann dann nur mehr, wie bereits beim Flyback-Converter beschrieben, in der Sekundärseite des ersten Transformators 103 weiterfließen. Dies bewirkt, dass der Ladekondensator 107 auf eine geringe Spannung aufgeladen wird. Dieses Aufladen findet über die erste Diode 106 statt, so dass die in den Kondensator 107 geladene Energie nicht mehr abfließen kann. Der Strom in der Sekundärwicklung des ersten Transformators 103 geht nun gegen Null, die Gatespannung am ersten Starttransistor 104 wird ebenfalls 0 V und der Strom in der Primärwicklung des ersten Transformators 103 beginnt wieder zu steigen. Die periodischen Strompulse laden den Ladekondensator 107 auf eine immer höhere Spannung.
Zusammengefasst weist der Zweig mit einer positiven Eingangsspannung mittels eines Oszillators eine Mitkopplung auf und beginnt bereits bei sehr kleinen Eingangsspannungen von weniger als 10 mV zu oszillieren. Durch die gegensätzliche Verschaltung ist in dem anderen Zweig, in dem eine negative Eingangsspannung anliegt, eine Gegenkopplung vorhanden, wodurch sich ein konstanter Strom durch die jeweilige Primärwicklung des Transformators 103, 153 einstellt. Dies ist ungewollt und wird, wie später detaillierter beschrieben, verhindert.
Abhängig von der jeweiligen Polarität der Spannungsquelle 101 wird über die erste Diode 106 oder die zweite Diode 156 das negative Potential auf den Ladekondensator 107 auf eine Spannung unterhalb von Vin1 geladen. Da die Ausgangsspannung - Vin1 gegenüber Ground - nach Anlauf der Schaltung betragsmäßig größer ist als die Eingangsspannung - der Betrag von Vin1 minus Vin2 - liegt Ground auch unabhängig von der jeweiligen Polarität immer unterhalb von Vin1. Daher kann Ground verwendet werden, um die jeweiligen Starttransistoren 104, 154 abzuschalten, und damit den jeweiligen Oszillator zu stoppen.
Um eben jenen Zweig, der wie oben beschrieben, in einer Gegenkopplung läuft und einen ungewollten konstanten Strom durch die Primärwicklung seines jeweiligen Transformators 103, 153 aufweist, mittels eines Abschaltens der Starttransistoren 104, 154 zu deaktivieren, ist der Komparator 130 vorgesehen.
Dieser detektiert, ob Vin1 größer als Vin2 ist. Ist dies der Fall, legt er das Signal Vin1_high auf Vin1, anderenfalls auf Ground. Im ersten Fall, also dass Vin1 größer als Vin2 ist, wird der Ausgang des Odergatters 182 logisch 1 und schaltet Vin1 auf den Stopptransistor 172 durch. Hierdurch wird dieser niederohmig und damit das Gate des zweiten Starttransistors 154 auf Groundpotential geschaltet, wodurch der zweite Starttransistor 154 hochohmig wird.
Im gegensätzlichen Fall, das heißt, dass Vin2 größer als Vin1 ist, wird Vin1_high auf Ground geschaltet, so dass bedingt durch den Inverter 131 der Ausgang des Odergatters 132 auf logisch 1, das heißt Vin1 schaltet und entsprechend in analoger Weise den ersten Starttransistor 104 über den ersten Stopptransistor 122 abschaltet. Durch diese Funktionalität wird verhindert, dass durch den nicht-verwendeten Transformator 103, 153 des nicht-verwendeten Zweiges Strom fließt.
Um den verwendeten Zweig, das heißt den dort vorhandenen Oszillator beim Erreichen einer gewünschten Spannung am Ladekondensator 107 abzuschalten, ist die Spannungs-Überwachungsschaltung 111 vorhanden. Diese kann beispielsweise aus einer Referenzspannungsquelle, einem Widerstandsteiler und einem Komparator bestehen. Wesentlich hierbei ist jedoch, dass sie in der Ausführung nach 1 einer Spannung von 1,8 V am Ladekondensator 107 feststellt. Dies führt dazu, dass sie über die beiden Odergatter 132, 182 den Stopptransistor 122, 172 des verwendeten Zweiges entsprechend ansteuert, um nun auch den Starttransistor 104, 154 des jeweiligen Zweiges abzuschalten.
Wesentlich bei dieser Ausführungsform ist, dass die Bulk-Anschlüsse der Starttransistoren 104, 154 auf Groundpotential liegen. Wie im Folgenden beschrieben, wird dadurch verhindert, dass durch die parasitäre Bulk-Drain-Diode ein Strom fließen kann. Wie zuvor beschrieben, liegt während des Betriebes Ground unterhalb von Vin1 beziehungsweise Vin2. Somit kann durch die beiden zuvor beschriebenen parasitären Bulk-Drain-Dioden an den beiden Starttransistoren 104, 154 kein Strom fließen. Dies erhöht den Wirkungsgrad der Schaltung deutlich, ohne dass weitere Bauteile benötigt werden.
Zwar ergibt sich durch die Verbindung der Bulk-Anschlüsse mit Ground ein formaler Nachteil, der darin zu sehen ist, dass ein Bodyeffekt auftritt. Ein Bodyeffekt ist die Erhöhung der Schwellenspannung bei einer positiven Source-Bulk-Spannung. Dieser wirkt sich bei den hier vorhandenen kleinen Ausgangsspannungen nur gering aus, so dass die Schaltung gut geeignet ist, den Ladekondensator 107 entsprechend zu laden und somit eine nachgeschaltete Energy Harvesting Schaltung mit ausreichend Energie zum Starten zu versorgen.
Mit Bezugnahme auf die 2 und 3 wird nun eine Weiterentwicklung der 1 dargestellt und beschrieben. Hierbei ist zu beachten, dass, obwohl die Bulk-Anschlüsse der Starttransistoren 204, 304, 254, 354 jeweils auf Ground liegen, dies zwar den Wirkungsgrad der Schaltung erhöht, wie zuvor mit Bezug auf 1 beschrieben, jedoch nicht zwingend erforderlich ist.
Der Komparator 130 aus 1 funktioniert erst oberhalb einer Schwellenspannung der für ihn verwendeten Transistoren. Dies hat zur Folge, dass grundsätzlich eine weitere Spannungs-Überwachungsschaltung beispielsweise für eine Spannung von 1 V notwendig wäre, welche sicherstellt, dass zuvor die Ausgänge des Komparators 130 sowie des Inverters 131 auf dem Groundpotential bleiben und außerdem wird hierdurch die Kaltstartspannung der gesamten Schaltung erhöht, weil bis zum Erreichen der Schwellenspannung, beispielsweise von 1 V, im nicht-benutzten Transformator 103, 153 Strom fließt.
Dies wird in der Ausführungsform nach den 2 und 3 verbessert. Hierbei wird in beiden Fällen das oszillierende Signal des schwingenden beziehungsweise arbeitenden Zweiges verwendet, um den nicht-arbeitenden Zweig möglichst früh zu deaktivieren. Als arbeitender Zweig wird der Zweig bezeichnet, in dem der Oszillator wie gewünscht funktioniert und eine Mitkopplung vorhanden ist.
In 2 ist anstelle des Komparators 130, der Odergatter 132, 182 und des Inverters 133 für jeden Zweig eine Abschaltdiode 233, 283 und ein Abschalttransistor 234, 284 vorgesehen. Hierbei ist die erste Abschaltdiode 233 mit ihrer Kathode mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des zweiten Transformators 253 verbunden. Die zweite Abschaltdiode 283 ist in analoger Weise mit dem ersten Transformator 203 verbunden. Als Abschaltdioden 233, 283 werden bevorzugt Schottky-Dioden verwendet.
Im Folgenden wird die Ausführungsform nach 2 wie auch später nach 3 unter der Annahme, dass Vin2 größer als Vin1 ist, beschrieben. Dies bedeutet, dass der zweite Zweig der Startschaltung arbeitet, welcher im unteren Bereich der Figuren dargestellt ist. Unter Arbeiten in diesem Zusammenhang kann verstanden werden, dass der zweite Oszillator, welcher durch den zweiten Transformator 253 und den Starttransistor 254 ausgebildet ist, schwingt. Demnach wird der Ladekondensator 207 durch die Energie, welche sich in der Sekundärwicklung des zweiten Transformators 253 befindet über die zweite Diode 256 aufgeladen. Dies geschieht immer zu dem Zeitpunkt, in dem die Spannung am Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators 253 mehr als die Durchlassspannung der zweiten Diode 256 unterhalb des Groundpotentials liegt.
Die Durchlassspannung der zweiten Diode 256, welche als Schottky-Diode ausgeführt ist, wird im Folgenden mit 300 mV angenommen.
Während der zweite Oszillator schwingt, liegt in der jeweiligen wiederkehrenden Phase, in der die Kathode der zweiten Diode 256 bei einem Wert von 300 mV unter dem Groundpotential liegt, auch die Kathode der zweiten Abschaltdiode 233 auf diesem Potential. Daraus folgt, dass der Source-Anschluss des Abschalttransistors 234 bei einem angenommenen gleichen Spannungsabfall über die Abschaltdiode 233 und die zweite Diode 256 ebenfalls auf Ground liegt. Ist der Widerstand 409 hochohmig, beispielsweise im Bereich von ≥ 10 MΩ, ist der Strom durch die Abschaltdiode 233 geringer als der Strom durch die zweite Diode 456. Daraus folgt, dass der Spannungsabfall über die Abschaltdiode 233, sofern die Abschaltdiode 233 und die zweite Diode 256 gleich ausgeführt sind, geringer ist als über die zweite Diode 233. Der Source-Anschluss des Abschalttransistors 234 liegt daher sogar unter dem Groundpotential.
Sobald die Gate-Source-Spannung des Abschalttransistors 234 seine Schwellenspannung erreicht, wird dieser niederohmig. Dies hat zur Folge, dass die Gatespannung des Starttransistors 204 auf beziehungsweise, je nach exakter Ausführung, unterhalb des Groundpotentials gezogen wird. Hierauf wird der Starttransistor 204 hochohmig, wodurch der Oszillator des nicht-verwendeten Zweigs abgeschaltet wird.
Dieser Effekt funktioniert in der Praxis auch schon unterhalb der Schwellenspannung nämlich in der schwachen Inversion des Abschalttransistors 243, da dieser lediglich im Vergleich zum Widerstand 209 niederohmig sein muss.
Während der Oszillation des durch den zweiten Transformator 253 und den zweiten Starttransistor 254 ausgebildeten Oszillators wird die Gatespannung des ersten Starttransistors 204 kurz nach unten gezogen, also verringert. Durch die lange Zeitkonstante des RC-Gliedes, welches durch den Widerstand 209 und den Koppelkondensator 208 aufgebaut ist, verbleibt die Spannung jedoch während des Betriebs des zweiten Zweiges immer niedrig genug, damit der erste Starttransistor 204 ausgeschaltet bleibt. Die RC-Zeitkonstante beträgt üblicherweise deutlich mehr als eine Periode des schwingenden Oszillators.
Die Arbeitsweise dieser Schaltung, wenn Vin1 größer als Vin2 ist, ist die analoge Funktionsweise, wobei der Oszillator im ersten Zweig, welcher durch den ersten Transformator 203 und den ersten Starttransistor 204 gebildet ist, oszilliert wohingegen der zweite Zweig abgeschaltet wird.
Ein Vorteil dieser Schaltung gegenüber der zuvor beschriebenen Schaltung ist, dass der nicht-verwendete Zweig bereits deutlich unter der Schwellenspannung eines NMOS FETs deaktiviert werden kann. So können Kaltstartspannungen erreicht werden, welche kleiner als 20 mV sind.
Entsprechend der Ausführungsform der Startschaltung, welche in 3 beschrieben ist, kann auf die Abschaltdioden 333, 383 verzichtet werden, was positiv ist, da diese in ihrer Dimensionierung auf die maximal mögliche höchste Spannung ausgelegt werden müssen. Zudem funktioniert der Abschaltmechanimus entsprechend 2 nur, solange der andere Zweig noch aktiv ist.
In der Startschaltung nach 3 sind anstelle des Komparators 130 aus 1 zwei D-Flip-Flops mit asynchronen Low-active-Reset-Eingang 335, 385 sowie ein Inverter 386 vorgesehen. Diese bilden ein flankengetriggertes Set-Reset-Flip-Flop aus.
Hierbei ist wesentlich, dass der Ausgang des ersten Flip-Flops 335 mittels einer positiven Flanke an seinem Clock-Eingang auf logisch 1 gesetzt werden kann. Dies ist entsprechend den Ausführungen nach 3 gleich Vin1. Ferner kann er durch eine positive Flanke am Clock-Eingang des zweiten D-Flip-Flops 385 wiederum zurückgesetzt werden. Das heißt auf logisch 0, was entsprechend der Ausführungsform nach 3 Ground ist. Grundsätzlich sind natürlich auch andere Verschaltungen von Logikgattern möglich, die diese Funktionalität aufweisen.
Im Folgenden wird wieder angenommen, dass Vin2 größer als Vin1 ist. Bei der hier dargestellten Ausführungsform oszilliert die Gatespannung am zweiten Starttransistor 354 wohingegen die Gatespannung am ersten Starttransistor 304 bedingt durch den Widerstand 309 auf Vin1 liegt. Die Gatespannung am zweiten Starttransistor 354, welche auch am Clock-Eingang des zweiten D-Flip-Flops 385 liegt, hat eine Amplitude, welche normalerweise über die Versorgungsspannungsgrenzen dieses zweiten D-Flip-Flops 385 hinausgeht. Daher ist diese Spannung dazu geeignet, das oszillierende Signal zu detektieren.
Beim Start dieser Startschaltung sind bedingt durch den unbestimmten Zustand der D-Flip-Flops 335, 385 grundsätzlich zwei Szenarien zu beachten.
Vin1_high liegt nach dem Start der Startschaltung auf logisch 1. Dies bedeutet, dass die Spannung dort Vin1 beträgt. Sobald die Versorgungsspannung für die gezeigte Kombination der D-Flip-Flops 335, 385 ausreichend ist, wird bei einer steigenden Flanke am Clock-Eingang des zweiten D-Flip-Flops 385 der Q-Ausgang auf logisch 1 gesetzt. Diese steigende Flanke wird durch den zweiten Oszillator, welcher im unteren Zweig schwingt, erzeugt. Das Setzen des Q-Ausgangs des zweiten D-Flip-Flops 385 hat die Folge, dass über den Inverter 386 logisch 0 am RN-Eingang des ersten D-Flip-Flops 335 anliegt. Daher wird der Q-Ausgang dieses ersten Flip-Flops 335 ebenfalls logisch 0, was nun Vin1_high entspricht. Daher liegt am RN-Eingang des zweiten D-Flip-Flips 385 ebenfalls logisch 0 an, wodurch der Q-Ausgang dieses Flip-Flops auch auf logisch 0 geschaltet wird. Aufgrund des Inverters 386 liegt nun sowohl am D-Eingang als auch am RN-Eingang des ersten D-Flip-Flops 335 logisch 1 an, so dass ein stabiler Zustand erreicht ist.
Die zweite Alternative ist, dass Vin1_high nach dem Start der Startschaltung auf logisch 0, was Ground entspricht, ist. Dies ist bereits der richtige Zustand, so dass sich nichts mehr ändert.
Über den Inverter 331 und das Odergatter 332 wird nun mittels des ersten Stopptransistors 322 das Gate des ersten Starttransistors 304 auf Ground gesetzt, wodurch der erste Oszillator so früh wie möglich deaktiviert werden kann.
Sollte Vin1 größer als Vin2 sein, tritt dieselbe Regelung analog für den zweiten Zweig der Startschaltung in Kraft.
Vorteilhaft an dieser Ausführungsform ist, da die Flip-Flops keine statische Last antreiben müssen und auch die jeweiligen Stopptransistoren 322, 372 durch den jeweils vorgeschalteten hochohmigen Widerstand 309, 359 nur sehr kleinen Strom führen, dass diese Schaltung den nicht-verwendeten Zweig wiederum deutlich unter der Schwellenspannung eines NMOS FETs deaktivieren kann. Somit kann ebenfalls eine Kaltstartspannung erreicht werden, welche unter 20 mV liegt.
Ein weiterer Vorteil dieser Ausführungsform ist, dass die verwendeten Signalleitungen mit den Gates der Starttransistoren 304, 354 verbunden sind und daher bereits ein Überspannungsschutz vorhanden ist. Sobald die Startschaltung nicht mehr läuft und beide Oszillatoren abgeschaltet sind, sind die entsprechenden Eingänge der D-Flip-Flops 355, 385 im Normalbetrieb über die beiden Stopptransistoren 322, 372 mit Ground verbunden und somit auch vor hohen Spannungen geschützt.
Vorteilhaft an der hier gezeigten Ausführung und der Verschaltung der zwei D-Flip-Flops 335, 385 mit dem Inverter 386 ist, dass der Zustand von Vin1_high auch bei einem Abschalten beider Zweige im ersten D-Flip-Flop 335 gespeichert ist.
In 4 ist nun die bereits beschriebene Startschaltung aus 1 in Verbindung mit zwei Flyback-Converter-Schaltungen dargestellt, wobei die Flyback-Converter-Schaltungen in den jeweiligen Zweigen ähnlich wie in der zuvor bereits beschriebenen DE 11 2013 005 027 B4 aufgebaut sind. Im Detail ist hierzu für den ersten, oberen Zweig zusätzlich ein Halbleiterschalter 420, ein Widerstand 421, eine Diode 419 sowie ein Koppelkondensator 418 vorgesehen.
Dieselben Bauteile, ein zweiter Halbleiterschalter 470, ein zweiter Widerstand 471, eine zweite Diode 469 und ein zweiter Koppelkondensator 468 sind auch im zweiten Zweig vorgesehen.
Auf die grundlegende Funktionalität eines Flyback-Converters wird auf die vorige Beschreibung mit Bezug auf die 6 und 7 verwiesen.
Zusätzlich ist in dieser Schaltung ein Controller 416 zur Steuerung beider Flyback-Converter vorgesehen, wobei, wie im Folgenden beschrieben, jeweils ein Flyback-Converter aktiv betrieben wird und der andere abgeschaltet bleibt. Bei dem Komparator 430 zum Erkennen, welche der beiden Eingangspolaritäten der Eingangsspannung höher ist, kann es sich beispielsweise um den Komparator 130 aus 1 oder die Schaltung wie sie in 3 beschrieben ist, handeln. Die Spannungs-Überwachung 411 dient dem Abschalten des noch aktiven Startoszillators und auch dazu, den Controller 416 erst in Betrieb zu nehmen, wenn eine ausreichend hohe Spannung vorhanden ist.
Wie es möglich ist, jeweils nur einen der beiden Startoszillatoren zu betreiben und anschließend den zweiten abzuschalten, wenn eine ausreichend hohe Spannung am Ladekondensator 407 anliegt, wurde bereits zuvor beschrieben. In Verbindung mit dem Signal des Komparators 430 und den beiden Treibern 417 und 467 betreibt der Controller 416 jeweils nur jenen Flyback-Converter, welcher mit einer positiven Eingangsspannung betrieben werden kann. Wird beispielsweise durch den Komparator festgestellt, dass Vin1 größer als Vin2 ist, so ist der erste Treibe 417 aktiv wohingegen der zweite Treiber 467 nicht aktiv ist und so die Signale des Controllers 416 nicht an dem im zweiten - im unteren - Zweig vorhandenen Flyback-Converter weitergeleitet werden. Somit wird dieser nicht betrieben.
In dieser Schaltung fließen keine Ströme durch die parasitären Dioden der beiden Halbleiterschaltern 420, 470, da deren Bulk-Anschlüsse auf Ground liegen.
Die Ausführungsform entsprechend 5 basiert auf der zuvor beschriebenen dualen Flyback-Converter-Schaltung aus 4. In 4 sind die Bulk-Anschlüsse der beiden Halbleiterschalter 420, 470 mit Ground verbunden, um einen Strom durch die parasitäre Diode des entsprechenden Halbleiterschalter 420, 470 des nicht-verwendeten Flyback-Converters zu verhindern. Durch die vorhandene positive Source-Bulk-Spannung tritt allerdings ein Bodyeffekt auf.
In dieser Schaltung werden die Bulk-Anschlüsse der Halbleiterschalter 520, 570 jeweils auf das niedrigere Potential der beiden Eingangsspannungspotentiale, das als Vin_min bezeichnet wird, geschaltet. Hierzu wird entsprechend der Schaltung aus 5 das höhere Eingangsspannungspotential wiederum durch den Komparator 530 detektiert. Durch jenes Signal Vin1_high oder Vin2 high, welches auf Groundpotential liegt, also anzeigt, dass es sich hierbei um das niedrigere Eingangspotential handelt, wird einer der beiden vorgesehenen PMOS FETs 537, 538 geschaltet und legt wiederum Vin_min auf das kleinere Potential.
Zusätzlich ist für die Gate-Ansteuerung des Transistors 537 ein Levelshifter 536 notwendig, da die Logikgatter durch Vin1 und Ground versorgt werden. Der Levelshifer 536 hat den Sinn, dass bei abgeschaltetem Transistor 537 kein Strom fließen kann. Es ist auch unproblematisch, dass die Schaltung erst ab ca. 1 V betrieben werden kann, da auch erst zu diesem Zeitpunkt die Flyback-Converter aktiv geregelt werden und anlaufen können.
Vorteilhaft an dieser Schaltung ist, dass keine Ströme durch die parasitären Dioden fließen und außerdem tritt kein Bodyeffekt auf. Ferner müssen die beiden Halbleiterschalter 520, 570 nur für den Betrag der Differenz der Eingangsspannungspotentiale der Spannungsquelle 501 ausgelegt sein.
Grundsätzlich kann diese Schaltung auch für kleine Wechselspannungen mit einer niedrigen Frequenz im Bereich von maximal 1 kHz verwendet werden. Dies ist möglich, solange die Schaltfrequenz des Controllers 516 deutlich höher als die Frequenz der Wechselspannung ist.
Mit der hier beschriebenen Lösung ist es möglich, eine Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung anzugeben, welche günstig zu realisieren ist, geringe Startspannung benötigt und für thermoelektrische Generatoren mit einer kleinen positiven oder negativen Temperaturdifferenz einsetzbar ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

DE 112013005027 B4 [0006, 0024, 0025, 0095]
US 2010/0208498 A1 [0024]
US 2010/0195360 A1 [0027]

Claims

Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen für eine Energiequelle mit einem ersten und einem zweiten Potential der Eingangsspannung, insbesondere für thermoelektrische Generatoren mit einem Ladekondensator (207, 307, 407, 507), welcher eine erste und eine zweite Seite aufweist, einem ersten und einem zweiten Transformator (203, 303, 403, 503, 253, 353, 453, 553), welche jeweils eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung mit einem Wicklungsanfang und einem Wicklungsende aufweisen, einem ersten und einem zweiten Starttransistor (204, 304, 404, 504, 254, 354, 454, 554), einer ersten und einer zweiten Diode (206, 306, 406, 506, 256, 356, 456, 556) sowie einem ersten und einem zweiten Stopptransistor (222, 322, 422, 522, 272, 372, 472, 572), wobei der erste Starttransistor (204, 304, 404, 504) mit seinem Gate-Anschluss mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) gekoppelt ist und mit seinem Drain-Anschluss mit dem Wicklungsende der Primärwicklung des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) verbunden ist, wobei zumindest mittels des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) und des ersten Starttransistors (204, 304, 404, 504) ein erster Oszillator ausgebildet ist, wobei die erste Diode (206, 306, 406, 506) zwischen dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des ersten Transformators (203, 303, 403, 503) und dem Ladekondensator (207, 307, 407, 507) vorgesehen ist, wobei die Anode der ersten Diode (206, 306, 406, 506) mit der zweiten Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) verbunden ist, wobei der Source-Anschluss des ersten Starttransistors (204, 304, 404, 504) mit dem zweiten Potential der Eingangsspannung gekoppelt ist, wobei die erste Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) auf dem ersten Potential der Eingangsspannung liegt, wobei der zweite Starttransistor (254, 354, 454, 554) mit seinem Gate-Anschluss mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) gekoppelt ist und mit seinem Drain-Anschluss mit dem Wicklungsende der Primärwicklung des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) verbunden ist, wobei zumindest mittels des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) und des zweiten Starttransistors (254, 354, 454, 554) ein zweiter Oszillator ausgebildet ist, wobei die zweite Diode (256, 356, 456, 556) zwischen dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators (253, 353, 453, 553) und dem Ladekondensator (207, 307, 407, 507) vorgesehen ist, wobei die Anode der zweiten Diode (256, 356, 456, 556) mit der zweiten Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) verbunden ist und wobei der Source-Anschluss des zweiten Starttransistors (254, 354, 454, 554) mit dem ersten Potential der Eingangsspannung gekoppelt ist, wobei an der zweiten Seite des Ladekondensators (207, 307, 407, 507) eine Spannung erzeugt wird, welche unter dem ersten sowie unter dem zweiten Potential der Eingangsspannung liegt und zum Abschalten des ersten Oszillators mittels des ersten Stopptransistors (222, 322, 422, 522) und zum Abschalten des zweiten Oszillators mittels des zweiten Stopptransistors (272, 372, 472, 572) verwendbar ist dadurch gekennzeichnet , dass eine Teilschaltung vorgesehen ist, welche das oszillierende Signal des ersten oder zweiten Oszillators verwendet, um den anderen Oszillator zu deaktivieren.
Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , dass die Teilschaltung eine erste und eine zweite Abschaltdiode (233, 283) sowie einen ersten und einen zweiten Abschalttransistor (234, 284) aufweist.
Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , dass die erste Abschaltdiode (233) mit ihrer Kathode mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des zweiten Transformators (253) verbunden ist und dass die zweite Abschaltdiode (283) mit ihrer Kathode mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des ersten Transformators (203) verbunden ist.
Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , dass als Abschalttransistoren (234, 284) selbstsperrende NMOS FETs verwendet werden und dass der erste Abschalttransistor (234) mit seinem Source-Anschluss mit der Anode der ersten Abschaltdiode (233) und der zweite Abschalttransistor (284) mit seinem Source-Anschuss mit der Anode der zweiten Abschaltdiode (283) verbunden ist.
Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung nach Anspruch 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet , dass der erste Abschalttransistor (234) mit seinem Gate-Anschluss auf dem ersten Potential der Eingangsspannung liegt und dass der zweite Abschalttransistor (284) mit seinem Gate-Anschluss auf dem zweiten Potential der Eingangsspannung liegt.
Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet , dass der erste Starttransistor (204) über einen ersten Koppelkondensator (208) mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des ersten Transformators (203) gekoppelt ist und dass der zweite Starttransistor (254) über einen zweiten Koppelkondensator (258) mit dem Wicklungsanfang der Sekundärseite des zweiten Transformators (253) gekoppelt ist.
Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , dass die Teilschaltung mittels Flip-Flops (335, 385) insbesondere D-Flip-Flops ausgeführt ist.
Duale Flyback Converterschaltung gekennzeichnet durch eine Startschaltung für eine Energy Harvesting Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, mit einem ersten und einem zweiten Halbleiterschalter (420, 520, 470, 570), wobei der erste Halbleiterschalter (420, 520) zwischen dem Wicklungsende der Primärwicklung des ersten Transformators (403, 503) und dem zweiten Potential der Eingangsspannung vorgesehen ist, wobei der zweite Halbleiterschalter (470, 570) zwischen dem Wicklungsende der Primärwicklung des zweiten Transformators (453, 553) und dem ersten Potential der Eingangsspannung vorgesehen ist, wobei eine Regelung (416, 516) vorgesehen ist, die der Ladekondensator (407, 507) mit Energie versorgt, wobei der erste Transformator (403, 503), der Ladekondensator (407, 507), die erste Diode (406, 506), der erste Halbleiterschalter und die Regelung (416, 516) einen ersten Flyback-Converter ausbilden, wobei der zweite Transformator (453, 553), der Ladekondensator (407, 507), die zweite Diode (456, 556), der zweite Halbleiterschalter (470, 570) und die Regelung (416, 516) einen zweiten Flyback-Converter ausbilden, und wobei die Regelung (416, 516) ausgebildet ist, den ersten und den zweiten Halbleiterschalter (420, 520, 470, 570) nach dem Start des Flyback-Converters zu steuern.
Duale Flyback-Converter-Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Treiber (417, 517) und ein zweiter Treiber (467, 567) vorgesehen sind, wobei mittels des Ergebnisses des Komparators (430, 530) sowie des ersten und des zweiten Treibers (417, 517, 467, 567) nur der Flyback-Converter betreibbar ist, bei dem der Beginn der Primärwicklung des Transformators (403, 503, 453, 553) mit dem positiveren Potential des ersten und des zweiten Potentials der Eingangsspannung verbunden ist.
Duale Flyback-Converter-Schaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Bulk-Anschluss des ersten und des zweiten Halbleiterschalters (420, 520, 470, 570) auf das niedrigere Potential des ersten und des zweiten Potentials der Eingangsspannung oder auf das Potential der zweiten Seite des Ladekondensators (407, 507) gelegt ist.
Duale Flyback Converter-Schaltung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass mittels des Ergebnisses des Komparators (530) und zweier PMOS FETs (537, 538) die Bulk-Anschlüsse des ersten und des zweiten Halbleiterschalters (520, 570) auf das niedrigere Potential des ersten und des zweiten Potentials der Eingangsspannung schaltbar sind.