JP2024014936A - エネルギーハーベスティング回路のスタータ回路 - Google Patents

エネルギーハーベスティング回路のスタータ回路 Download PDF

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Abstract

【課題】本開示は、入力電圧の第１及び第２の電位を有するエネルギー源のエネルギーハーベスティング回路、特に熱電発電機のスタータ回路を提供する。【解決手段】このようなスタータ回路は、第１及び第２の側を有する充電用コンデンサだけでなく、それぞれが巻回始め及び巻回終わりを有する一次巻線及び二次巻線を含む第１及び第２の変圧器も含む。加えて、第１及び第２の始動トランジスタ、第１及び第２のダイオード、並びに第１及び第２の停止トランジスタが設けられる。【選択図】図５

Description

関連出願の相互参照
[0001] 本出願は参照のためその全体を本明細書に援用する２０１８年２月１４日出願の独国出願第２０２０１８０００７５３．６号からの優先権を主張する。
背景
[0002] ＤＣ／ＤＣ変換器は電圧源により生成される電圧を増加し得る。ＤＣ／ＤＣ変換器の部品が正しく接続され得るようにこの電圧の極性を知ることが望ましいかもしれない。しかし、いくつかの電圧源は、一組の入力条件が満足されると１つの極性を有する電圧を生成し得るが、第２の異なる組の入力条件が満足されると反対極性を有する電圧を生成し得る。例えば、熱電発電機は、熱電発電機が特定温度勾配を観測すると正電圧を生成し得るが、反対の温度勾配を観測すると負電圧を生成し得る。
概要
[0003] 本発明は入力電圧の第１及び第２の電位を有するエネルギー源のエネルギーハーベスティング回路（energy harvesting circuit）のスタータ回路に関する。特に、熱発電器はエネルギー源として使用され得る。
[0004] このようなスタータ回路は、第１及び第２の側を有する充電用コンデンサだけでなく、それぞれが巻回始め及び巻回終わりを有する一次巻線及び二次巻線を含む第１及び第２の変圧器も含む。加えて、第１及び第２の始動トランジスタ、第１及び第２のダイオード、並びに第１及び第２の停止トランジスタが設けられる。
[0005] この場合、第１の始動トランジスタのゲート端子は第１の変圧器の二次巻線の巻回始めへ結合され、第１の始動トランジスタのドレイン端子は第１の変圧器の一次巻線の巻回終わりへ接続される。第１の発振器が少なくとも第１の変圧器及び第１の始動トランジスタにより形成される。第１のダイオードは第１の変圧器の二次巻線の巻回始めと充電用コンデンサとの間に設けられ、第１のダイオードのアノードは充電用コンデンサの第２の側へ接続される。第１の始動トランジスタのソース端子は入力電圧の第２の電位と結合され、充電用コンデンサの第１の側は入力電圧の第１の電位に在る。
[0006] さらに、第２の始動トランジスタのゲート端子は第２の変圧器の二次巻線の巻回始めと結合され、第２の始動トランジスタのドレイン端子は第２の変圧器の一次巻線の巻回終わりと接続される。また、ここでは、第２の発振器が少なくとも第２の変圧器及び第２の始動トランジスタにより形成される。第２のダイオードは第２の変圧器の二次巻線の巻回始めと充電用コンデンサとの間に設けられ、第２のダイオードのアノードは充電用コンデンサの第２の側と接続される。第２の始動トランジスタのソース端子は入力電圧の第１の電位と結合される。さらに、充電用コンデンサの第２の側では、入力電圧の第１及び第２の電位より低い電圧であって、第１の停止トランジスタにより第１の発振器を切断するためにそして第２の停止トランジスタにより第２の発振器を切断するために使用され得る電圧が生成される。したがって、充電用コンデンサの第２の側は負側とも呼ばれ得、第１の側は正側と呼ばれ得る。
[0007] 本発明の文脈では、変圧器の「一次巻線」又は「一次側」は入力電圧が印加される巻線であると理解され得、二次巻線又は二次側は出力電圧が生成される変圧器の巻線であると理解され得る。本発明の文脈では、「結合される」は直接接続又は１つ又は複数の部品を介した接続であると理解され得る。
[0008] 入力電圧の第２の電位に対し第１の電位の規定された振る舞いを有するエネルギー源の一般的スタータ回路は例えば独国特許出願公開第１１２，０１３，００５，０２７Ｂ４号から知られている。換言すれば、入力電圧の極性は知らされなければならない。この場合、スタータ回路はフライバックコンバータを始動させるために使用され、フライバックコンバータの必要部品は兼用である。これもまた本発明におけるケースである。
[0009] フライバックコンバータはバックブーストコンバータとも呼ばれる。前記コンバータはＤＣ／ＤＣコンバータの特定形態である。
[0010] 次に、フライバックコンバータの単純な基本構造が図６を参照して説明される。
[0011] 図６のフライバックコンバータは電圧源６０１、変圧器６０３、ダイオード６０６、充電用コンデンサ６０７及びスイッチ６２０を含む。加えて、コンデンサ６０２もまた電圧源６０１と並列に設けられるが、前記コンデンサはフライバックコンバータとしての動作には必要とされない。この場合、変圧器６０３上の２つの点が巻回方向を指示する。巻回始め及び巻回終わりが本明細書の文脈で参照されれば、これは純粋に理解を助けるためである。原理的に、変圧器のコイルの配線が反対方向又は同じ方向に保持されるということを前提として変圧器の端子同士を交換することも可能である。
[0012] フライバックコンバータの基本的動作原理について以下に説明する。原理的に、フライバックコンバータの場合、２つの動作モード（導通位相及び遮断位相）が互いに交互に起こる。スイッチ６２０はどのタイプの動作が活性であるかを判断する。スイッチ６２０が閉じられれば、フライバックコンバータは導通位相に在る。スイッチ６２０が開いていれば、前記コンバータは遮断位相に在る。
[0013] 導通位相では、電圧源６０１は電流が変圧器６０３の一次巻線を貫流するようにさせる。ダイオード６０６が変圧器６０３の二次巻線を通る電流流れを阻止するので、前記二次巻線は無電流である。この結果、起磁力が変圧器６０３の空隙内で増強する。
[0014] 次に、スイッチ６２０が開かれれば、変圧器６０３の一次巻線又は一次側を通る電流流れは停止する。変圧器６０３の一次側を通る電流流れは急速に停止されるので、変圧器６０３の二次側を通る電流は増加する。この電流はダイオード６０６を貫流し、この結果、充電用コンデンサ６０７が充電される。その後、スイッチ６２０は再び閉じられ、導通位相及び遮断位相からなる新しいサイクルが開始される。
[0015] スイッチ６２０のパルス動作はコンデンサ６０７を充電する電力を調整することを可能にする。この結果、例えば充電用コンデンサ６０７へ適用される負荷に規定出力電圧が供給されること、又はエネルギー貯蔵器（特に再充電可能電池）が規定電流で充電されることが可能である。ここで示されたフライバックコンバータの実施形態では、入力と出力は何れの場合も電気化学的に絶縁される。これは有利であるが必須ではなく、対応する追加の配線がまた電気化学的絶縁の無い動作を可能にし得る。ここで示されたフライバックコンバータの場合、入力電圧は出力電圧より大きくてもよいし小さくてもよい。これは、半導体スイッチとして好適に形成されるスイッチ６２０の制御に主として依存する。バック動作モード又はブースト動作モードについて言及する。
[0016] フライバックコンバータは不連続電流モード又は連続電流モードで機能し得る。連続電流モードの場合、半導体スイッチがオンにされるとインダクタンスが実際に電流を運び続ける。ブーストコンバータと対照的に、当該巻線比を有するフライバックコンバータの場合、入力電圧対出力電圧の非常に高い比の場合ですら、連続電流モードにおいて、そして実際に達成され得るデューティサイクルで動作することが可能である。ここで示されたフライバックコンバータを使用することにより、これは、例えば２０ｍＶの入力電圧そして７５％のデューティサイクルで６Ｖの出力電圧まで可能である。発生する損失を無視すると、これは次式に従って計算される：
Figure 2024014936000002
 ここで、デューティサイクルは次のように定義されるということに注意すべきである：
Figure 2024014936000003
[0017] これは、遮断位相対導通位相の比が３：１であるということを意味する。１：１００変圧器が使用されるということも想定される。ここで、Ｎは一次側の１巻線数に対する二次側の巻線数を規定する。
[0018] 不連続電流モードは不連続導通モードとも呼ばれ得る。前記モードでは、インダクタンス（すなわち変圧器６０３の一次巻線）を通る電流流れは０Ａで始まる。発生する損失を無視すると、そして一定入力電圧では、前記電流流れは、次の結果となるＩｍａｘの最大電流流れに達する：
Figure 2024014936000004
 ここで、Ｖｉｎは入力電圧を表し、Ｌ（ｐｒｉｍ）は変圧器の一次巻線のインダクタンスを表す。
[0019] 次に、入力抵抗はスイッチング周波数ｆにおいて以下の結果となる：
Figure 2024014936000005
[0020] これによると、入力抵抗は電圧源とは無関係である。これは、出力電圧に無関係な一定出力抵抗を有する熱電発電機の場合に非常に単純なインピーダンスマッチングを可能にする。
[0021] 上に指摘したように、電圧源６０１と並列に接続されたコンデンサ６０２は必須ではない。しかし、コンデンサ６０２は、電圧源６０１が零より大きい出力抵抗を有するのでこの場合使用される。この結果、電圧源６０１の出力抵抗はコンデンサ６０２と共に低域通過フィルタを形成する。この結果は、入力電圧が導通位相中余りに大きく低下しないということである。
[0022] 図６を参照して述べられたフライバックコンバータのバージョンは、スイッチ６２０が外部コントローラにより制御されるということが仮定される一般的な実施形態である。半導体スイッチ６２０とコントローラとの両方が設けられる集積化フライバックコンバータ回路もまた、解決策全体をより小さくし且つ費用効率をより高くするので存在する。従来のフライバックコンバータ回路では、前記コントローラのためのさらなるエネルギー供給は必要とされない。
[0023] フライバックコンバータの若干修正されたバージョンが図７に示される。フライバックコンバータのこの実施形態では、追加コンデンサ７２７と別のダイオード７２６とが設けられる。フライバックコンバータのこの構造はグライナッヘル（Greinacher）回路による出力電圧の整流を可能にする。
[0024] この場合、導通位相中、コンデンサ７２７はダイオード７２６を介し二次巻線の誘起電圧マイナスダイオード電圧へ充電される。図６に示すフライバックコンバータと比較した利点は、この場合、ダイオード７０６がＶｏｕｔプラスダイオード電圧に耐えるだけでよいということである。
[0025] 遮断位相中、充電用コンデンサ７０７はダイオード７０６及びコンデンサ７２７を介し充電される。この場合、ダイオード７２６はＶｏｕｔプラスダイオード電圧に再び晒されるだけである。ダイオード７２６は例えばショットキーダイオードとして形成され得る。
[0026] しかし、既に述べたように独国特許出願公開第１１２０１３００５０２７Ｂ４号から知られる回路は、この回路を構築する際に入力電圧の２つの入力電位のうちのどちらが高いかが知られている場合だけ使用され得る。これを解決するために、米国特許出願公開第２０１０／０２０８４９８Ａ１号は、例えば小さな正及び負入力電圧のための２つのＤＣ／ＤＣ変換器の逆並列接続を提案する。
[0027] これもまた独国特許出願公開第１１２０１３００５０２７Ｂ４号から知られる回路を使用することにより原理的に可能であるが、ただ１つのＤＣ／ＤＣ変換器（すなわち１つのブランチ）が何れの場合も使用されるので、これは使用されていないブランチの既存自己導電トランジスタを貫流する電流の問題を生じるだろう。これはコールドスタート電圧を増加し、効率を低減し、回路の入力抵抗を低減する。
[0028] 別の問題は、入力電圧が増加すると指数関数的に増加する電流が、存在する寄生バルク／ドレインダイオードを貫流するということである。これもまた効率を低減し、回路の入力抵抗を低減する。
[0029] これらの問題のうちのいくつかを解決するために、米国特許出願公開第２０１０／０１９５３６０Ａ１号は２つの自己導電トランジスタ又は半導体スイッチを何れの場合も直列に接続することを提案する。この結果、寄生ダイオードの１つは常に逆方向で作動され、電流は流れない。しかし、これは使用されていない自己導電トランジスタから生じる問題を解決しない。さらに、このタイプの回路は、半導体スイッチのサイズが同じままである一方でオーム損失、入力容量及び必要とされるチップ面積が２倍になるという点で不利である。
[0030] したがって、本発明の目的は、高い費用効率で実現され得るとともに低い始動電圧を必要としそしてより小さい正又は負の温度差を有する熱電発電機に使用され得るエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路を規定することである。
[0031] この目的は、請求項１に記載の特徴を有するエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路により本発明にしたがって達成される。
[0032] 別の好適な実施形態は従属請求項、本明細書、並びに添付図面及びその説明においてに規定される。
[0033] 請求項１によると、第１又は第２の発振器の発振信号を使用して他の発振器をそれぞれ非活性化する部分的回路が設けられるエネルギーハーベスティング回路の一般的スタータ回路が開発される。
[0034] 非活性発振器を非活性化するために手段がスタータ回路内に設けられるという本発明の基本的アイデアが見られ得る。
[0035] エネルギーハーベスティング回路のスタータ回路のこのような構成により、この回路はエネルギー源の入力電圧の第１の電位又は第２の電位がより大きいかに無関係に使用され得る、ということが達成され得る。したがって、換言すれば、エネルギー源の極性は知らされる必要がないだろう。この結果、この回路は、正の温度差と負の温度差との両方と共に使用され得る例えば熱電発電機と共に使用するのに好適である。
[0036] 入力電圧の第１の電位が第２の電位より大きければ充電用コンデンサは第１の発振器により充電される。次に、入力電圧の第２の電位が第１の電位より高ければ充電用コンデンサは第２の発振器を介し充電される。
[0037] それに応じて暗示したように、正の入力電圧及び負の入力電圧のための２つのブランチを有するスタータ回路が設けられれば、使用されていないブランチにも電圧が供給されて電流が流れるという一般的問題又は必要とされるコールドスタート電圧が増加するという一般的問題がそれぞれ存在する。
[0038] 従来構成に従って、入力電圧の２つの電位のどちらがより高いかを識別しそしてしたがって電圧源がどの極性を有するかを識別する比較器が設けられれば、この情報は、例えばスタータ回路の使用されていないブランチ（すなわち「第１」又は「第２」それぞれによりすべて指示される部品を有するブランチ）をそれに応じて切断するために使用され得る。例えば入力電圧の第１の電位が第２の電位より高ければ、第２のブランチは、使用されなく、そしていかなるエネルギーも消費しないように又は他の不利な影響をスタータ回路へ及ぼさないように切断され得る。しかし、比較器のための十分に高い動作電圧が必要とされるだろう。換言すれば、スタータ回路の両方のブランチはこの動作電圧が存在する限り作動されるだろう。
[0039] 本発明によると、このような比較器を設ける必要は無いが、むしろ２つのブランチのうちのどちらが機能する発振器を含むかを検出するために十分であるということが分かった。これは、正のフィードバックが機能ブランチ内に存在するからである（すなわち電圧は発振器が発振していれば増加し、一方、負のフィードバックは非活性ブランチ内に存在し、したがって単に電流が流れるが発振器は発振しない）。
[0040] 有利には、どちらの発振器が発振しているかに関する識別は例えば部分的回路（第１及び第２の切断トランジスタだけでなく第１及び第２の切断ダイオードも含む）により実施され得る。この場合、第１の切断ダイオードのカソードは第２の変圧器の二次側の巻回始めへ接続され得、第２の切断ダイオードのカソードは第１の変圧器の二次側の巻回始めへ接続され得る。
[0041] エンハンスメントＮＭＯＳＦＥＴが切断トランジスタとして使用され得、第１の切断トランジスタのソース端子が第１の切断ダイオードのアノードへ接続され且つ第２の切断トランジスタのソース端子が第２の切断ダイオードのアノードへ接続されれば有利である。対応実施形態では、第１の切断トランジスタのゲート端子は入力電圧の第１の電位に在り得、第２の切断トランジスタのゲート端子は第２の入力電圧の電位に在り得る。
[0042] このような配置は、充電用コンデンサを充電するために使用される対応活性発振器が発振している間、それぞれの他の切断トランジスタのソース端子は接地状態に在り、後者が別の回路系のおかげで対応始動トランジスタを切断する結果となる、ということを達成する。この点に関し、第１の切断ダイオード及び第１の切断トランジスタは第２の発振器により第２のブランチからそれらのエネルギー供給を受けるとともにそれらのトリガ信号を受信し、一方、第２の切断ダイオード及び第２の切断トランジスタは第１の発振器により第１のブランチからそれらの信号を受信するとともにネルギー供給を受けるということを理解すべきである。これにより、充電用コンデンサを充電するために活発に使用されないブランチはそれぞれ他の発振器により切断され得るということが達成される。
[0043] さらに、第１の始動トランジスタは第１の結合コンデンサを介し第１の変圧器の二次側の巻回始めへ結合され得、第２の始動トランジスタは第２の結合コンデンサを介し第２の変圧器の二次側の巻回始めへ結合され得る。回路内に設けられる結合コンデンサ及び追加抵抗器を有するこのような構成により、それぞれ活性発振器の比較的速い発振がそれぞれ他のブランチの始動トランジスタを再活性化しないために十分であるような長いＲＣ定数が存在するということが達成される。
[0044] 代替実施形態では、発振器を検出するとともに他の発振器の切断信号をトリガする部分的回路はフリップフロップ（特にＤフリップフロップ）により実現され得る。この場合、前述の回路と比較した利点は、比較的高い電圧に好適でなければならなくしたがって集積回路ではしばしば外部に構成される必要がある切断ダイオードが省略され得るということである。前述の回路は費用を増加し且つ製造を複雑にする。
[0045] 本発明はさらに、エネルギーハーベスティング回路の本発明によるスタータ回路を含むデュアルフライバックコンバータ回路に関する。この場合、フライバックコンバータ回路はエネルギーハーベスティング回路の一例である。加えて、フライバックコンバータ回路を作動させるための第１及び第２の半導体スイッチが設けられ、第１の半導体スイッチは第１の変圧器の一次巻線の巻回終わりと入力電圧の第２の電位との間に設けられる。これと同様に、第２の半導体スイッチは第２の変圧器の一次巻線の巻回終わりと入力電圧の第１の電位との間に設けられる。フライバックコンバータ回路を作動させるために、充電用コンデンサによりエネルギーが供給されるコントローラがさらに設けられる。
[0046] 全体として、第１の変圧器、充電用コンデンサ、第１のダイオード、第１の半導体スイッチ及びコントローラは第１のフライバックコンバータを形成し、第２の変圧器、充電用コンデンサ、第２のダイオード、第２の半導体スイッチ及びコントローラは第２のフライバックコンバータを形成する。この場合、コントローラは、フライバックコンバータを始動し作動させるために第１及び第２の半導体スイッチの両方とも制御するように設計される。
[0047] フライバックコンバータの基本的動作原理は図６と図７を参照して既に詳細に説明された。エネルギーハーベスティング回路の本発明によるスタータ回路を設けることは、対応フライバックコンバータがコントローラにより始動されるためにデュアルフライバックコンバータ回路が始動のための十分なエネルギーを供給されることを可能にする。
[0048] これらの実施形態によると、原理的に、２つのフライバックコンバータ回路が設けられ、何れの場合も１つだけが使用される。使用されるフライバックコンバータ回路は入力電圧の第１の電位と第２の電位との関係に依存する。全体として、フライバックコンバータ回路はそれぞれが正電圧を使用して作動されなければならないように構築される。したがって、これを保証するために、前記回路は第１の電位と第２の電位とへ交互に接続される。
[0049] 換言すれば、本回路は、正の入力電圧が印加されるフライバックコンバータだけが作動されることを保証する。
[0050] 第１及び第２の半導体スイッチのバルク端子は、使用されていないフライバックコンバータの対応半導体スイッチの寄生ダイオードを通る電流を防止するために充電用コンデンサの第２の側の電位へ接続され得る。しかし、ボディ効果が、存在する正のソース／バルク電圧の結果として発生する。この目的のため、例えば充電用コンデンサのソース端子及び第２の側は接地され得る。
[0051] しかし、別の実施形態では、第１及び第２の半導体スイッチのバルク端子は、入力電圧の第１及び第２の電位のうちの低い電位へ接続され得る。この配線は使用されていないフライバックコンバータの対応半導体スイッチの寄生ダイオードを電流が貫流するのを防止し、さらに、いかなるボディ効果も発生しなく、２つの半導体スイッチは入力電圧電位間の差の絶対値に対してだけ設計される必要がある。これを検出し実現するために、例えば比較器の結果が使用され得る。回路を対応のやり方で実現するために、第１及び第２の半導体スイッチのバルク端子を何れの場合も入力電圧の第１及び第２の電位のうちの低い電位へ接続し得る２つのＰＭＯＳＦＥＴがこの目的のために使用され得る。
本[0052] 開示の追加の態様及び利点は、本開示の例示的実施形態だけが示され説明される以下の詳細説明から当業者に容易に明らかになるだろう。理解されるように、本開示は他の実施形態及び異なる実施形態に対応することが可能であり、そのいくつかの詳細はすべて本開示から逸脱すること無く様々な明白なやり方で修正可能である。したがって、添付図面と明細書は、本来例示的であり、限定的ではないとみなすべきである。
参照による援用
[0053] 本明細書で述べられる全ての刊行物、特許、及び特許出願は、それぞれの個々の刊行物、特許、又は特許出願が参照により援用されるように具体的且つ個々に指示される限りにおいて、参照により本明細書に援用される。参照により援用される刊行物及び特許又は特許出願が本明細書に含まれる開示と矛盾する限りにおいて、本明細書はいかなるこのような矛盾する資料にも取って代わる及び／又は優先する。
図面の簡単な説明
[0054] 本発明の新規な特徴は添付の特許請求の範囲において具体的に示される。本発明の特徴及び利点のさらなる理解は、本発明の原理が利用される例示的実施形態を示す以下の詳細説明と添付図面（本明細書では「図」及び「図群」）とを参照することにより得られることになる。
[0055]エネルギーハーベスティング回路の本発明によるスタータ回路の第１の実施形態を示す。 [0056]エネルギーハーベスティング回路の本発明によるスタータ回路の第２の実施形態を示す。 [0057]エネルギーハーベスティング回路の本発明によるスタータ回路の第３の実施形態を示す。 [0058]本発明によるデュアルフライバックコンバータ回路を示す。 [0059]本発明によるデュアルフライバックコンバータ回路を示す。 [0060]フライバックコンバータの一例を示す。 [0061]フライバックコンバータの別の例を示す。
[0062] 添付図面では、同じ又は同様な部品は何れの場合も同じ参照符号により表され、一番目の数字は何れの場合も異なりそして図番号を指示する。この場合、繰り返しを回避するために、同じ機能を有する部品は必ずしも再び論述されない。
詳細な説明
[0063] 本明細書では本発明の様々な実施形態が示され説明されるが、このような実施形態が単に一例として提供されることは当業者にとって明白である。本発明から逸脱すること無く非常に多くの変形、変更、及び置換が当業者には思い浮かび得る。本明細書に記載の本発明の実施形態の様々な代替案が採用され得るということを理解すべきである。
[0064] 図１は何れの場合も２つのブランチを含むエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路を示す。これは、スタータ回路が機能することと、エネルギー源１０１の入力電圧の２つの電位の互いの比に関係なく充電用コンデンサ１０７を充電することとを可能にする。図１の描画では、ＤＣ電圧源１０１の内部抵抗Ｒｉも示される。ＤＣ電圧源１０１は例えば正及び負の温度差と連動して動作し得る熱電発電機であり得る。この結果、図１に説明されまた示されるように電圧源１０１の極性が異なり得る。コンデンサ１０２は電圧源１０１と並列に設けられる。前記コンデンサの効果は図６を参照して上に説明したものと同じである。この回路の第１のブランチは、第１の変圧器１０３、第１の始動トランジスタ１０４、第１のダイオード１０６、第１の結合コンデンサ１０８、第１の抵抗器１０９及び第１の停止トランジスタ１２２により形成される。
[0065] 第２のブランチは似たやり方で第２の変圧器１５３、第２の始動トランジスタ１５４、第２のダイオード１５６、第２の結合コンデンサ１５８、第２の抵抗器１５９、及び第２の停止トランジスタ１７２により形成される。
[0066] 加えて、電圧監視回路１１１、比較器１３０、２つのＯＲゲート１３２、１８２及びインバータ１３１が設けられる。
[0067] スタータ回路の機能は以下に詳細に説明される。
[0068] ２つのブランチの配線の本質的な差は、上側のブランチでは第１の変圧器１０３の二次巻線の巻回終わりが一次側の巻回始めと同じ電位（具体的にはＶｉｎ１）に在り、一方、第２の変圧器１５３の二次巻線の巻回終わりは一次側の巻回始めとは反対電位に在るということである。第１の始動トランジスタ１０６のソース端子はＶｉｎ２に在り、一方、第２の始動トランジスタ１５４のソース端子はＶｉｎ１に在る。換言すれば、当該変圧器１０３、１５３の二次巻線の巻回終わりは何れの場合も始動トランジスタ１０４、１５４の対応ソース端子と同じ電位に在る。
[0069] ２つの発振器は何れの場合も始動の目的のために２つのブランチ内に形成される。これは、第１の変圧器１０３及び第１の始動トランジスタ１０４により第１のブランチ内にそして第２の変圧器１５３及び第２の始動トランジスタ１５４により第２のブランチ内に実現される。
[0070] 発振器の周波数（ｆ）は次のように判断される：
Figure 2024014936000006
 ここで、この場合、Ｃは当該始動トランジスタ１０４、１５４の入力容量と当該変圧器１０３、１５３の二次側の容量との合計であり、Ｌ（ｓｅｃ）は当該変圧器１０３、１５３の二次側のインダクタンスである。
[0071] スタータ回路の動作原理が以下に簡潔に論述される。ここでは、正電圧が電圧源１０１に印加され、そしてそれにしたがってＶｉｎ１はＶｉｎ２より大きいということが当初仮定される。
[0072] この電圧が電圧源１０１において増加すると直ちに、第１の変圧器１０３の一次巻線の電流が増加し、そして同時に、第１の始動トランジスタ１０４におけるゲート電圧を増加する電圧が第１の変圧器１０３の二次巻線内に誘起される。この結果、第１の始動トランジスタ１０４は低抵抗を有し、電流はさらに増加し得る。一次巻線へ印可される電圧はオーム電圧降下のために減少し、その結果、第１の始動トランジスタ１０４のゲートにおける電圧は減少し、前記始動トランジスタはより高い抵抗になる。これは一次巻線における電圧のさらなる低下を引き起こす。これはその後、その閾値電圧において切断する第１の始動トランジスタ１０４における負ゲート電圧を生じる。フライバックコンバータに関し既に説明したように、このとき電流は第１の変圧器１０３の二次側に流れ込み続け得るだけである。結果として、充電用コンデンサ１０７は低電圧へ充電される。この充電は第１のダイオード１０６を介し発生し、その結果、コンデンサ１０７へ充電されたエネルギーはもはや尽きることがない。第１の変圧器１０３の二次巻線内の電流は今や零まで降下し、第１の始動トランジスタ１０４におけるゲート電圧も０Ｖであり、第１の変圧器１０３の一次巻線の電流は再び増加し始める。周期的電流パルスが充電用コンデンサ１０７をさらに高い電圧まで充電する。
[0073] 要約すると、正の入力電圧を有するブランチは、発振器により正のフィードバックを受け、１０ｍＶ未満の非常に低い入力電圧においてすら発振し始める。反対側の配線は、負入力電圧が印加される他のブランチ内の負のフィードバックを生じ、この負のフィードバックの結果として変圧器１０３、１５３の当該一次巻線を通る定電流が成長する。これは、望ましくなく、そして以下にさらに詳細に述べるように防止される。
[0074] 電圧源１０１の特定極性に依存して、第１のダイオード１０６又は第２のダイオード１５６は充電用コンデンサ１０７上の負電位をＶｉｎ１未満の電圧まで充電する。回路が始動された後、出力電圧（グラウンドに対するＶｉｎ１）は量という意味で入力電圧（Ｖｉｎ１マイナスＶｉｎ２の合計）よりより大きいので、グラウンドは常に、再び当該極性に関係なくＶｉｎ１未満である。この結果、グラウンドは、それぞれの始動トランジスタ１０４、１５４を切断して当該発振器を停止するために使用され得る。
[0075] 比較器１３０は、上述のように負のフィードバックにより動作しそしてその当該変圧器１０３、１５３の一次巻線を通る望ましくない定電流を有するブランチを始動トランジスタ１０４、１５４を切断することにより精密に非活性化するために設けられる。
[0076] 前記比較器はＶｉｎ１がＶｉｎ２より大きいかどうかを検出する。そうであれば、前記比較器は信号Ｖｉｎ１＿ｈｉｇｈをＶｉｎ１へ適用する又はそうでなければグラウンドへ適用する。第１のケースでは、すなわちＶｉｎ１がＶｉｎ２より大きい場合、ＯＲゲート１８２の出力は、論理１であり、Ｖｉｎ１を停止トランジスタ１７２へ接続する。この結果、前記停止トランジスタは低抵抗になり、したがって第２の始動トランジスタ１５４のゲートはグラウンド電位へ接続され、この結果、第２の始動トランジスタ１５４は高抵抗となる。
[0077] 逆のケースでは、すなわちＶｉｎ２がＶｉｎ１より大きければ、Ｖｉｎ１＿ｈｉｇｈはグラウンドへ接続され、したがって、インバータ１３１の結果として、ＯＲゲート１３２の出力は論理１（すなわちＶｉｎ１）へ接続され、したがって、似たやり方で、第１の始動トランジスタ１０４は第１の停止トランジスタ１２２を介し切断される。この機能は、使用されていないブランチの使用されていない変圧器１０３、１５３を電流が貫流するのを防止する。
[0078] 電圧監視回路１１１は、所望電圧が充電用コンデンサ１０７において到達されると使用中のブランチ（すなわち、その中に発振器が存在する）を切断するために設けられる。前記監視回路は例えば基準電圧源、抵抗分割器及び比較器で構成される。しかし、この場合、前記監視回路が図１による実施形態において充電用コンデンサ１０７における１．８Ｖの電圧を識別すべきである、ということが必須である。こ結果、前記監視回路は、当該ブランチの始動トランジスタ１０４、１５４も今や切断するために、２つのＯＲゲート１３２、１８２により、使用されるブランチの停止トランジスタ１２２、１７２をそれにしたがって作動させる。
[0079] この実施形態では、始動トランジスタ１０４、１５４のバルク端子がグラウンド電位に在るということが必須である。以下に説明されるように、これは、電流が寄生バルク／ドレインダイオードを貫流するのを防止する。上述のように、グラウンドは、動作中Ｖｉｎ１及びＶｉｎ２未満である。この結果、いかなる電流も２つの始動トランジスタ１０４、１５４における２つの上述の寄生バルク／ドレインダイオードを貫流し得ない。これは、さらなる部品の必要性無しに回路の効率を著しく増加する。
[0080] しかし、バルク端子をグラウンドへ接続することは、正式に言えばボディ効果が発生するという意味で不利益を生じる。ボディ効果は、正のソース／バルク電圧の場合は閾値電圧の増加である。前記効果の影響はここに存在する小出力電圧の場合は僅かなものに過ぎなく、したがって回路は充電用コンデンサ１０７を充電するのに適切であり、したがって始動するのに十分なエネルギーを下流のエネルギーハーベスティング回路に供給する。
[0081] 次に、図１の発展形態を示し図２と図３を参照して説明する。この場合、始動トランジスタ２０４、３０４、２５４、３５４のバルク端子は何れの場合もグラウンドに在るが、そしてこれは回路の効率を増加するが、図１を参照して上に説明したように、これは必須ではないということに注意すべきである。
[0082] 図１の比較器１３０は、そのために使用されるトランジスタの閾値電圧を越えた電圧においてだけ機能する。この結果、例えば１Ｖの電圧の別の電圧監視回路が原理的に必要となるだろう。この監視回路は、比較器１３０の出力及びインバータ１３１の出力が当初グラウンド電位のままである、ということを保証し、さらに閾値電圧（例えば１Ｖの）に到達されるまで電流が、使用されていない変圧器１０３、１５３に流入するので回路全体のコールドスタート電圧を結果として増加させる。
[0083] これは図２と図３による実施形態において改善される。この場合、両方の状況では、発振又は動作しているブランチの発振信号は動作しないブランチを可能な限り早く非活性化するために使用される。動作中ブランチ（operating branch）と呼ばれるブランチは、発振器が所望通り機能し且つ正のフィードバックが存在するブランチである。
[0084] 図２では、切断ダイオード２３３、２８３及び切断トランジスタ２３４、２８４が比較器１３０、ＯＲゲート１３２、１８２及びインバータ１３３の代わりにブランチ毎に設けられる。この場合、第１の切断ダイオード２３３のカソードは第２の変圧器２５３の二次側の巻回始めへ接続される。第２の切断ダイオード２８３は似たやり方で第１の変圧器２０３へ接続される。ショットキーダイオードが好適には切断ダイオード２３３、２８３として使用される。
[0085] 図２によるそしてまた後の図３による実施形態はＶｉｎ２がＶｉｎ１より大きいという仮定に基づき以下に説明される。これは、スタータ回路の第２のブランチ（同図の下側に示される）が動作中であるということを意味する。この接続では、「動作中」は、第２の変圧器２５３及び始動トランジスタ２５４により形成される第２の発振器が発振しているということを意味するものと理解され得る。したがって、充電用コンデンサ２０７は第２の変圧器２５３の二次巻線内のエネルギーにより第２のダイオード２５６を介し充電される。これは常に、第２の変圧器２５３の二次巻線の巻回始めにおける電圧がグラウンド電位より第２のダイオード２５６の順方向電圧を越える電圧だけ下回る時点で発生する。
[0086] 以下では、ショットキーダイオードとして設計される第２のダイオード２５６の順方向電圧が３００ｍＶであると仮定する。
[0087] 第２の発振器が発振している間、第２のダイオード２５６のカソードがグラウンド電位より３００ｍＶ低い値である当該再帰位相では、第２の切断ダイオード２３３のカソードもまた前記電位に在る。この結果、切断ダイオード２３３及び第２のダイオード２５６の両端の電圧下降が同じであると仮定すると、切断トランジスタ２３４のソース端子もまたグラウンドに在る。抵抗器２０９が高抵抗（例えば≧１０ＭΩの領域）であれば、切断ダイオード２３３を通る電流は第２のダイオード２５６を通る電流より小さい。この結果、切断ダイオード２３３と第２のダイオード２５６とが設計において同一であるという条件で、切断ダイオード２３３の両端の電圧降下は第２のダイオード２５３の両端の電圧降下より小さい。したがって、切断トランジスタ２３４のソース端子はグラウンド電位未満ですらある。
[0088] 切断トランジスタ２３４のゲート／ソース電圧がその閾値電圧に達すると直ちに、前記切断トランジスタは低抵抗になる。この結果、始動トランジスタ２０４のゲート電圧はグラウンド電位へ又は厳密な設計によってはグラウンド電位未満へ引っ張られる。その後すぐに、始動トランジスタ２０４は高抵抗になり、その結果、使用されないブランチの発振器は切断される。
[0089] 実際、この効果は、前記トランジスタが抵抗器２０９だけと比較して低抵抗である必要があるので閾値電圧未満で（すなわち切断トランジスタ２４３の弱反転において）すら働く。
[0090] 第２の変圧器２５３及び第２の始動トランジスタ２５４により形成される発振器が発振している間、第１の始動トランジスタ２０４のゲート電圧は一時的に引き下げられる（すなわち低減される）。しかし、抵抗器２０９及び結合コンデンサ２０８により形成されるＲＣ素子の長い時定数は、このゲート電圧は常に、第２のブランチの動作中に第１の始動トランジスタ２０４が切断されたままであるには十分に低いままである、ということを意味する。ＲＣ時定数は通常、発振する発振器の期間より著しく大きい。
[0091] Ｖｉｎ１がＶｉｎ２より大きい場合の前記回路の動作のモードは、似た動作原理であり、第１の変圧器２０３及び第１の始動トランジスタ２０４により形成される発振器が第１のブランチにおいて発振し、一方、第２のブランチは切断される。
[0092] 上述の回路と比較したこの回路の利点は、使用されないブランチがＮＭＯＳＦＥＴの閾値電圧よりはるかに低い電圧で既に非活性化され得るということである。したがって２０ｍＶ未満のコールドスタート電圧を達成することが可能である。
[0093] 図３に説明されるスタータ回路の実施形態に対応するやり方では、切断ダイオード３３３、３８３は省略され得る。これは、切断ダイオード３３３、３８３の寸法が可能な限りの最高電圧用に設計される必要があるので好ましい。さらに、図２による切断機構は他のブランチが依然として活性である限りにおいてのみ機能する。
[0094] 図３によるスタータ回路では、非同期アクティブローリセット入力３３５、３８５を有する２つのＤフリップフロップ及びインバータ３８６が図１の比較器１３０の代わりに設けられる。前記部品はエッジトリガセット／リセットフリップフロップを形成する。
[0095] この場合、第１のフリップフロップ３３５の出力がそのクロック入力において正のエッジにより論理１へセットされることができることが必須である。これは図３による実施形態によるＶｉｎ１に等しい。さらに、前記フリップフロップは再び、第２のＤフリップフロップ３８５のクロック入力において正のエッジによりリセットされ得る（すなわち図３による実施形態によるとグラウンドである論理０へリセットされ得る）。原理的に、この機能を有する論理ゲートの他の配線構成もまた当然可能である。
[0096] Ｖｉｎ２はＶｉｎ１より大きいということが以下では再び仮定される。ここに示す実施形態では、第２の始動トランジスタ３５４におけるゲート電圧は振動し、一方、第１の始動トランジスタ３０４におけるゲート電圧は抵抗器３０９のおかげでＶｉｎ１に在る。第２の始動トランジスタ３５４におけるゲート電圧（この第２のＤフリップフロップ３８５のクロック入力にも印加される）は、前記第２のＤフリップフロップ３８５の電源電圧限度を通常越える振幅を有する。したがって、前記電圧は発振信号を検出するのに好適である。
[0097] 前記スタータ回路が始動されると、Ｄフリップフロップ３３５、３８５の未規定状態は、２つの状況が原理的に考慮されるべきであるということを意味する。
[0098] スタータ回路が始動した後、Ｖｉｎ１＿ｈｉｇｈは論理１に在る。これは、その中の電圧がＶｉｎ１であるということを意味する。電源電圧が図示のＤフリップフロップ３３５、３８５の組み合わせにとって十分になると直ちに、Ｑ出力は第２のＤフリップフロップ３８５のクロック入力において立上りエッジの論理１へ設定される。前記立上りエッジは下側のブランチにおいて発振する第２の発振器により生成される。第２のＤフリップフロップ３８５のＱ出力を設定することは、論理０がインバータ３８６により第１のＤフリップフロップ３３５のＲＮ入力へ適用されることを生じる。したがって、前記第１のフリップフロップ３３５のＱ出力もまた、今やＶｉｎ１＿ｈｉｇｈに対応する論理０にある。したがって、論理０がまた、第２のＤフリップフロップ３８５のＲＮ入力へ適用され、この結果、前記フリップフロップのＱ出力もまた論理０へ接続される。インバータ３８６のおかげで、論理１は、今や、第１のＤフリップフロップ３３５のＤ入力及びＲＮ入力へ適用され、この結果、安定状態が達成される。
[0099] 第２の代替案は、スタータ回路が始動された後Ｖｉｎ１＿ｈｉｇｈが論理０（グラウンドに対応する）に在ることである。これは既に正しい状態であり、したがって他の何も変わらない。
[0100] インバータ３３１及びＯＲゲート３３２は今や第１の始動トランジスタ３０４のゲートを第１の停止トランジスタ３２２によりグラウンドへ設定し、この結果、第１の発振器は可能な限り早く非活性化され得る。
[0101] Ｖｉｎ１がＶｉｎ２より大きければ、同じ制御システムはスタータ回路の第２のブランチと似たやり方で効力を発揮する。
[0102] この実施形態の利点は、フリップフロップが静的負荷へ給電する必要が無く、そしてそれぞれの停止トランジスタ３２２、３７２が当該の上流の高抵抗抵抗器３０９、３５９を通る非常に小さい電流だけを運ぶので前記回路はひいてはＮＭＯＳＦＥＴの閾値電圧よりはるかに低い電圧で、使用されていないブランチを非活性化するということである。したがって、２０ｍＶ未満のコールドスタート電圧を達成することが同様に可能である。
[0103] 前記実施形態の別の利点は、使用される信号線が始動トランジスタ３０４、３５４のゲートへ接続されしたがってサージ保護が既に設けられているということである。スタータ回路がもはや動作しなく、２つの発振器が切断されると直ちに、Ｄフリップフロップ３５５、３８５の対応入力は、通常動作では２つの停止トランジスタ３２２、３７２を介しグラウンドへ接続され、高電圧からも保護される。
[0104] ここに示された実施形態の利点及び２つのＤフリップフロップ３３５、３８５をインバータ３８６へ接続することの利点はＶｉｎ１＿ｈｉｇｈの状態が両方のブランチの切断のときでさえ第１のＤフリップフロップ３３５内に記憶されるということである。
[0105] 図４は２つのフライバックコンバータ回路と併せた図１の上述のスタータ回路を示し、それぞれのブランチ内のフライバックコンバータ回路は上述の独国特許出願公開１１２０１３００５０２７Ｂ４号と同様なやり方で設計される。詳細には、この目的のために、半導体スイッチ４２０、抵抗器４２１、ダイオード４１９及び結合コンデンサ４１８が第１の上側のブランチのために追加的に設けられる。
[0106] 同じ部品（すなわち第２の半導体スイッチ４７０、第２の抵抗器４７１、第２のダイオード４６９及び第２の結合コンデンサ４６８）がまた第２のブランチ内に設けられる。
[0107] フライバックコンバータの基本的動作原理に関しては、図６と図７を参照して提供された上記説明を参照されたい。
[0108] コントローラ４１６が、２つのフライバックコンバータを制御するためにこの回路内に追加的に設けられ、以下に説明するように、何れの場合も、１つのフライバックコンバータが活発に作動され、他方は切断されたままである。入力電圧の２つの入力極性のどちらがより高いかを識別するための比較器４３０は例えば図１の比較器１３０であってもよいし図３に説明したような回路であってもよい。電圧検出器４１１は、依然として活性状態である始動用発振器を切断するために、そしてまた、十分に高い電圧が存在する場合だけコントローラ４１６を動作させるために使用される。
[0109] 何れの場合も２つの始動用発振器のうちの１つだけを作動し、その後、十分に高い電圧が充電用コンデンサ４０７に印加された場合に他方を切断することが可能であるやり方は、上に既に説明された。比較器４３０の信号及び２つのドライバ４１７、４６７と併せて、コントローラ４１６は、何れの場合も、正の入力電圧を使用して作動され得るフライバックコンバータだけを作動する。例えば、Ｖｉｎ１がＶｉｎ２より大きく、そして第１のドライバ４１７が活性状態であり、一方、第２のドライバ４６７は活性状態でなく、したがってコントローラ４１６の信号が、第２の下側のブランチ内に設けられたフライバックコンバータへ転送されないということを比較器が識別すれば、前記コンバータは作動されない。
[0110] 前記回路では、いかなる電流も、そのバルク端子がグラウンドに在るので２つの半導体スイッチ４２０、４７０の寄生ダイオードを貫流しない。
[0111] 図５による実施形態は図４の上述のデュアルフライバックコンバータ回路に基づく。図４では、２つの半導体スイッチ４２０、４７０のバルク端子は、使用されていないフライバックコンバータの対応半導体スイッチ４２０、４７０の寄生ダイオードを通る電流を防止するためにグラウンドへ接続される。しかし、ボディ効果が、存在する正のソース／バルク電圧の結果として発生する。
[0112] 前記回路では、半導体スイッチ５２０、５７０のバルク端子は何れの場合も２つの入力電圧電位のうちの低い電位（Ｖｉｎ＿ｍｉｎで表される）へ接続される。この目的のため、図５の回路によると、より高い入力電圧電位が比較器５３０により検出される。接地電位に在る（すなわち、これが低入力電位であるということを指示す）信号Ｖｉｎ１＿ｈｉｇｈ又はＶｉｎ２＿ｈｉｇｈは、設けられた２つのＰＭＯＳＦＥＴ５３７、５３８の１つをそして次にＶｉｎ＿ｍｉｎを低電位へ接続する。
[0113] 加えて、論理ゲートにはＶｉｎ１とグラウンドとにより電力が供給されるのでレベルシフタ５３６がトランジスタ５３７のゲート駆動のために必要とされる。レベルシフタ５３６の目的は、トランジスタ５３７が切断されると電流が流れることができないということである。回路が約１Ｖを越えた電圧においてだけ作動され得るということも問題では無い。これは、フライバックコンバータがまたこの点においてだけ活発に制御され始動され得るためである。
[0114] この回路の利点は、電流が寄生ダイオードを貫流しないということとさらにボディ効果が発生しないということである。さらに、２つの半導体スイッチ５２０、５７０は電圧源５０１の入力電圧電位間の差の大きさに対してだけ設計されればよい。
[0115] 原理的に、この回路はまた、せいぜい１ｋＨｚの領域内の低周波数の小さなＡＣ電圧に対し使用され得る。これは、コントローラ５１６のスイッチング周波数がＡＣ電圧の周波数より著しく高いという条件で可能である。
[0116] 本明細書において説明された解決策は、高い費用効率で実現され得、低い始動電圧を必要とし、そして小さな正又は負の温度差を有する熱電発電機に使用され得るエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路を規定することを可能にする。

Claims (11)

  1. 入力電圧の第１及び第２の電位を有するエネルギー源のエネルギーハーベスティング回路、特に熱電発電機のスタータ回路であって、前記スタータ回路は、
    第１及び第２の側を有する充電用コンデンサ（２０７、３０７、４０７、５０７）、
    巻回始め及び巻回終わりを有する一次巻線及び二次巻線をそれぞれ含む第１及び第２の変圧器（２０３、３０３、４０３、５０３、２５３、３５３、４５３、５５３）、
    第１及び第２の始動トランジスタ（２０４、３０４、４０４、５０４、２５４、３５４、４５４、５５４）、
    第１及び第２のダイオード（２０６、３０６、４０６、５０６、２５６、３５６、４５６、５５６）、並びに第１及び第２の停止トランジスタ（２２２、３２２、４２２、５２２、２７２、３７２、４７２、５７２）を有し、
    前記第１の始動トランジスタ（２０４、３０４、４０４、５０４）のゲート端子が前記第１の変圧器（２０３、３０３、４０３、５０３）の前記二次巻線の前記巻回始めと結合されて、前記第１の始動トランジスタのドレイン端子が前記第１の変圧器（２０３、３０３、４０３、５０３）の前記一次巻線の前記巻回終わりへ接続され、
    第１の発振器が少なくとも前記第１の変圧器（２０３、３０３、４０３、５０３）及び前記第１の始動トランジスタ（２０４、３０４、４０４、５０４）により形成され、
    前記第１のダイオード（２０６、３０６、４０６、５０６）は、前記第１の変圧器（２０３、３０３、４０３、５０３）の前記二次巻線の前記巻回始めと前記充電用コンデンサ（２０７、３０７、４０７、５０７）との間に設けられ、
    前記第１のダイオード（２０６、３０６、４０６、５０６）のアノードが前記充電用コンデンサ（２０７、３０７、４０７、５０７）の前記第２の側へ接続され、
    前記第１の始動トランジスタ（２０４、３０４、４０４、５０４）のソース端子が前記入力電圧の前記第２の電位と結合され、
    前記充電用コンデンサ（２０７、３０７、４０７、５０７）の前記第１の側は前記入力電圧の前記第１の電位に在り、
    前記第２の始動トランジスタ（２５４、３５４、４５４、５５４）のゲート端子が前記第２の変圧器（２５３、３５３、４５３、５５３）の前記二次巻線の前記巻回始めと結合され、前記第２の始動トランジスタのドレイン端子が前記第２の変圧器（２５３、３５３、４５３、５５３）の前記一次巻線の前記巻回終わりへ接続され、
    第２の発振器が少なくとも前記第２の変圧器（２５３、３５３、４５３、５５３）及び前記第２の始動トランジスタ（２５４、３５４、４５４、５５４）により形成され、
    前記第２のダイオード（２５６、３５６、４５６、５５６）は前記第２の変圧器（２５３、３５３、４５３、５５３）の前記二次巻線の前記巻回始めと前記充電用コンデンサ（２０７、３０７、４０７、５０７）との間に設けられ、
    前記第２のダイオード（２５６、３５６、４５６、５５６）のアノードが前記充電用コンデンサ（２０７、３０７、４０７、５０７）の前記第２の側へ接続され、
    前記第２の始動トランジスタ（２５４、３５４、４５４、５５４）のソース端子が前記入力電圧の前記第１の電位と結合され、
    前記入力電圧の前記第１の電位及び前記第２の電位未満である電圧であって、前記第１の停止トランジスタ（２２２、３２２、４２２、５２２）により前記第１の発振器を切断するとともに前記第２の停止トランジスタ（２７２、３７２、４７２、５７２）により前記第２の発振器を切断するために使用され得る電圧が、前記充電用コンデンサ（２０７、３０７、４０７、５０７）の前記第２の側で生成される、スタータ回路において、
    前記第１又は第２の発振器の発振信号を使用して他の発振器を非活性化する部分的回路が設けられる、ことを特徴とするスタータ回路。
  2. 前記部分的回路は第１及び第２の切断ダイオード（２３３、２８３）並びに第１及び第２の切断トランジスタ（２３４、２８４）を有することを特徴とする、請求項１に記載のエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路。
  3. 前記第１の切断ダイオード（２３３）のカソードが前記第２の変圧器（２５３）の前記二次巻線の前記巻回始めへ接続され、前記第２の切断ダイオード（２８３）のカソードが前記第１の変圧器（２０３）の前記二次側の前記巻回始めへ接続されることを特徴とする、請求項２に記載のエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路。
  4. エンハンスメントＮＭＯＳＦＥＴが切断トランジスタ（２３４、２８４）として使用されることと、前記第１の切断トランジスタ（２３４）のソース端子が前記第１の切断ダイオード（２３３）のアノードへ接続され、前記第２の切断トランジスタ（２８４）のソース端子が前記第２の切断ダイオード（２８３）のアノードへ接続されることとを特徴とする、請求項２又は３に記載のエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路。
  5. 前記第１の切断トランジスタ（２３４）のゲート端子が前記入力電圧の前記第１の電位に在り、
    前記第２の切断トランジスタ（２８４）のゲート端子が前記入力電圧の前記第２の電位に在ることを特徴とする、請求項２～４のいずれか一項に記載のエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路。
  6. 前記第１の始動トランジスタ（２０４）は前記第１の変圧器（２０３）の前記二次側の前記巻回始めと第１の結合コンデンサ（２０８）を介し結合され、
    前記第２の始動トランジスタ（２５４）は前記第２の変圧器（２５３）の前記二次側の前記巻回始めと第２の結合コンデンサ（２５８）を介し結合されることを特徴とする、請求項１～５のいずれか一項に記載のエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路。
  7. 前記部分的回路はフリップフロップ（３３５、３８５）、特にＤフリップフロップにより実装されることを特徴とする、請求項１に記載のエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路。
  8. 第１及び第２の半導体スイッチ（４２０、５２０、４７０、５７０）を有する請求項１０～１６のいずれか一項に記載のエネルギーハーベスティング回路のスタータ回路を特徴とする、デュアルフライバックコンバータ回路であって、
    前記第１の半導体スイッチ（４２０、５２０）は第１の変圧器（４０３、５０３）の一次巻線の巻回終わりと入力電圧の第２の電位との間に設けられ、
    前記第２の半導体スイッチ（４７０、５７０）は第２の変圧器（４５３、５５３）の一次巻線の巻回終わりと前記入力電圧の第１の電位との間に設けられ、
    充電用コンデンサ（４０７、５０７）によりエネルギーが供給されるコントローラ（４１６、５１６）が設けられ、
    前記第１の変圧器（４０３、５０３）、前記充電用コンデンサ（４０７、５０７）、第１のダイオード（４０６、５０６）、前記第１の半導体スイッチ及び前記コントローラ（４１６、５１６）は第１のフライバックコンバータを形成し、前記第２の変圧器（４５３、５５３）、前記充電用コンデンサ（４０７、５０７）、第２のダイオード（４５６、５５６）、前記第２の半導体スイッチ（４７０、５７０）及び前記コントローラ（４１６、５１６）は第２のフライバックコンバータを形成し、
    前記コントローラ（４１６、５１６）は前記フライバックコンバータの始動後に前記第１及び第２の半導体スイッチ（４２０、５２０、４７０、５７０）を制御するように形成される、デュアルフライバックコンバータ回路。
  9. 第１のドライバ（４１７、５１７）及び第２のドライバ（４６７、５６７）が設けられ、前記フライバックコンバータだけが比較器（４３０、５３０）及び前記第１及び前記第２のドライバ（４１７、５１７、４６７、５６７）の結果により動作可能であり、前記変圧器（４０３、５０３、４５３、５５３）の前記一次巻線の巻回始めは前記入力電圧の前記第１及び前記第２の電位のうちのより高い電位へ接続されることを特徴とする、請求項８に記載のデュアルフライバックコンバータ回路。
  10. 前記第１及び前記第２の半導体スイッチ（４２０、５２０、４７０、５７０）のバルク端子が前記入力電圧の前記第１及び前記第２の電位のうちの低い電位に又は前記充電用コンデンサ（４０７、５０７）の第２の側の電位に在ることを特徴とする、請求項８又は９に記載のデュアルフライバックコンバータ回路。
  11. 前記第１及び前記第２の半導体スイッチ（５２０、５７０）の前記バルク端子は前記比較器（５３０）及び２つのＰＭＯＳＦＥＴ（５３７、５３８）の結果により前記入力電圧の前記第１及び前記第２の電位のうちの低い電位へ切り替え可能であることを特徴とする、請求項８～１０のいずれか一項に記載のデュアルフライバックコンバータ回路。
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