JP2000152610A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 構造が簡素で性能も良いＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実現。 【解決手段】所定周波数で発振して所定幅のパルスＡを
発生する発振回路２３と、直流一次電源１から入力した
電流をパルスＡに対応して断続するスイッチング回路２
４と、このスイッチング回路２４の出力を平滑化した電
圧Ｂに基づいて発振回路２４の発振を停止再開させる帰
還制御手段２５とを備え、帰還制御回路２５が、出力電
圧Ｂに対する定電圧回路（Ｚ１）による溢れ電流Ｃを検
出して発振回路２３の停止制御を行う（Ｄ）。ＰＷＭや
ＶＣＯが不要になるうえ、帰還回路がコンパレータ無し
で出来て、回路が小規模になる。しかも、過電圧は確実
に防止される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、チョッパ方式の
ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、詳しくは、小形化・低価
格化に適したＤＣ−ＤＣコンバータに関する。特に、電
磁リレーや、小型モータ、ＥＬ（Electro-Luminescenc
e）等を電池で駆動するのに好適である。

【０００２】

【従来の技術】チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
は、スイッチング周波数を可変するＰＦＭ（Pulse Freq
uency Modulation）方式のものや、スイッチング制御用
パルスの幅を可変するＰＷＭ（Pulse Width Modulatio
n）方式のもの、それらを組み合わせたもの等が、知ら
れている。これらのうち、スイッチング回路に帰還を掛
けるベーシックなＰＦＭ方式のものは、原理はシンプル
でも、例えば特開平８−１２６３１２号公報の段落００
０３にも開示されているように、制御回路等が複雑であ
り、周波数レンジも広くなる。

【０００３】また、所定周波数の発振回路を設けるＰＷ
Ｍ方式のものは、特開平６−３１９２５９号公報や、上
述した特開平８−１２６３１２号公報の段落０００２及
び図４等に開示されている。これは、ＰＷＭ回路を介在
させてそこに帰還を掛けるようになっているが、そのよ
うなＰＷＭ回路は、三角波を生成するとともに帰還信号
との比較等も行うので、複雑なものとなる。さらに、Ｐ
ＦＭ方式には、例えば特開平１０−１４２１７号公報に
開示されているが、発振周波数の可変な発振回路を設け
て、これに帰還を掛けるものもある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング回
路に帰還を掛けるＰＦＭ方式の場合、回路設計の負担が
重くなりがちなうえ、コストアップにつながる高性能素
子が必要になり、調整作業も面倒である。また、ＰＷＭ
方式の場合、ＰＷＭ回路が複雑なため、小形化や低価格
化に困難が伴う。さらに、周波数可変の発振回路に帰還
を掛けるＰＦＭ方式の場合、複雑なＶＣＯ（電圧制御発
振回路）が必要になるため、やはり小形化や低価格化に
限界がある。

【０００５】そこで、動作特性を所定周波数でのスイッ
チングに適合させるだけで足り、ＰＷＭもＶＣＯも不要
で、小形化・低価格化も可能となるように、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路を工夫することが課題となる。その
際、コンバータとしての性能を犠牲にすることの無いよ
う、むしろ、性能向上も伴うよう、さらなる工夫も要求
される。この発明は、このような課題を解決するために
なされたものであり、構造が簡素で性能も良いＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを実現することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るために発明されたＤＣ−ＤＣコンバータは（、出願当
初の請求項１に記載の如く）、（単独では）所定周波数
で発振して所定幅のパルスを（その所定周波数で繰り返
し）発生する発振回路と、直流一次電源から入力した電
流を前記パルスに対応して断続するスイッチング回路
と、このスイッチング回路の出力を（内蔵の又は外付け
の平滑回路にて）平滑化した電圧に基づいて前記発振回
路の発振を停止再開させる帰還制御手段とを備えたＤＣ
−ＤＣコンバータであって、前記帰還制御回路が、出力
電圧に対する定電圧回路（であって前記帰還制御回路の
一部として設けられた又は別個に設けられた回路）によ
る溢れ電流を検出して前記発振回路の停止制御を行うも
のであることを特徴とする。

【０００７】このような第１の解決手段のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにあっては、帰還を掛けられない単独の状態で
あれば所定周波数で発振して所定幅のパルスをその所定
周波数で繰り返し発生する発振回路に帰還が掛けられ、
その発振信号が変調など施されること無くスイッチング
制御に用いられるとともに、発振回路への帰還が出力平
滑後の電圧に基づいてなされて発振回路の発振が停止再
開させられることから、ＰＷＭやＶＣＯが無くても、ス
イッチングの周波数がＰＦＭに近い状態になるので、出
力は適正状態に維持される。

【０００８】しかも、直流一次電源から入力した電流
は、スイッチング回路によって断続されるが、そのスイ
ッチング制御が上記の発振回路による所定幅のパルスに
対応して行われることから、常にパルス幅に対応した一
定期間で原状復帰するというスイッチングが行われるの
で、ＰＦＭに近いスイッチング方式であっても、スイッ
チング条件は固定される。これにより、スイッチング回
路等の動作特性を適合させるべきスイッチング条件が負
荷条件の決定前にほぼ完全に確定するので、設計が容易
になる。また、ＰＷＭやＶＣＯが不要なので、回路が小
規模になるとともに、その動作が安定する。

【０００９】さらに、スイッチング条件が固定されてい
るため通常の平滑回路では出力電圧が平滑しきれなかっ
たようなときでも、出力側に併置された定電圧回路によ
って余分な電流は溢れさせられるので、スイッチング条
件が固定されていても、確実に出力が適正な状態に保た
れる。しかも、その定電圧回路は簡便で小規模なもので
足り、それによって過剰電流がバイパスされると同時
に、その検出信号が得られる。そして、この検出信号が
帰還制御に利用される。これにより、過電圧が確実に防
止されるうえ、帰還制御のための検出回路がコンパレー
タ無しでも具体化できて簡素になる。したがって、この
発明によれば、構造が簡素で性能も良いＤＣ−ＤＣコン
バータを実現することができる。

【００１０】

【発明の実施の形態】このような解決手段で達成された
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータについて、それを実施す
るための種々の形態を説明する。

【００１１】第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ
は（、出願当初の請求項２に記載の如く）、上述の解決
手段のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記スイッチン
グ回路が（前記発振回路から所定幅の）前記パルスを受
けて（前記平滑回路に向けた）電流出力の一時遮断を行
うものであることを特徴とする。

【００１２】この場合、パルス発生中は、電流出力が停
止されるので、パルス幅が固定されていても、パルス発
生中に過剰電流が生じる虞が無い。これにより、パルス
発生中には発振を止める帰還が掛からないので、発振回
路に対して直接的に帰還を掛けても、発振回路の出すパ
ルスは中途半端に途切れたりしない。したがって、スイ
ッチング条件が確実に固定されることとなる。

【００１３】第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ
は（、出願当初の請求項３に記載の如く）、上述した解
決手段または実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータであっ
て、前記直流一次電源から前記スイッチング回路への電
流入力ラインに対しインダクタンス素子部が直列に介挿
されていることを特徴とする。

【００１４】この場合、スイッチングに伴いインダクタ
ンス素子部に慣性で電流が流れるが、所定周波数でのス
イッチング条件を考慮する程度のことでインダクタンス
素子の選定が可能なので、インダクタンス素子を用いた
昇圧コンバータの設計が容易になる。

【００１５】第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ
は（、出願当初の請求項４に記載の如く）、上記の第２
実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記発振回
路が狭パルスを発生するものであることを特徴とする。

【００１６】この場合、パルス幅が狭いので、デューテ
ィ比が５０％より小さくなり、それに伴って昇圧比が大
きくなるとともに、変換効率も良くなる。

【００１７】第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ
は（、出願当初の請求項５に記載の如く）、上述した実
施形態のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記発振回路
と前記スイッチング回路と前記帰還制御回路とがワンチ
ップのＩＣに集積されたものであり、前記インダクタン
ス素子部がコイル等の個別素子又は個別素子を（直列に
若しくは並列に若しくは網状に接続して）組み合わせた
ものであり、かつ、前記ＩＣ及び前記インダクタンス素
子部が単一のモジュールに搭載されていることを特徴と
する。

【００１８】このようなＤＣ−ＤＣコンバータは、その
主要部が同じハイブリッドモジュールに実装される。こ
れにより、混成部品が単一モジュールに纏められるの
で、ワンチップＩＣではサポートしきれない高い電圧や
電流の供給を、同等の使い勝手でサポートすることがで
きる。

【００１９】このような解決手段または実施形態のＤＣ
−ＤＣコンバータを、以下、実施例により、具体的に説
明する。第１，第２実施例は、何れも、上述した解決手
段および第１〜第４実施形態の総てを具現化したものと
なっている。

【００２０】

【第１実施例】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第１実
施例について、その具体的な構成を、図面を引用して説
明する。図１は、それをモータ駆動に適用したときの回
路図である。

【００２１】この回路は、使い捨ての又は充電可能な電
池等が装着されて例えば３Ｖ程度の電力を供給する直流
一次電源１と、それを例えば１５Ｖに昇圧するチョッパ
方式のＤＣ−ＤＣコンバータを搭載したハイブリッドモ
ジュール２と、そのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｂ
を安定させるための平滑回路３と、その出力を電源とし
て動作するモータ駆動回路４とを具えていて、電池の電
圧そのままやＩＣの内部回路だけで生成可能な１０Ｖ以
下では電動モータ５が動作しないものであっても、電源
電圧を適切な値に変換して、電動モータ５を動作させる
ものとなっている。

【００２２】モータ駆動回路４は、詳細な説明は割愛す
るが、電動モータ５の駆動電流を制御するパワートラン
ジスタ等を具え、その駆動電流生成のためにＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力ライン２７から１５Ｖの電力を受給す
るようになっている。平滑回路３は、モータ駆動回路４
に至るＤＣ−ＤＣコンバータの出力ライン２７に対して
接続されたコンデンサＣ２からなり、このコンデンサＣ
２には、出力ライン２７における出力電圧Ｂを安定させ
るのに足りるだけの大きな容量を持った個別素子の電解
コンデンサ等が用いられる。

【００２３】ハイブリッドモジュール２は、ＤＣ−ＤＣ
コンバータを構成するインダクタンス素子部２１とワン
チップＩＣ２２とが共通の基板に搭載されたものであ
る。インダクタンス素子部２１は、直流一次電源１の電
流出力端子に至る電流入力ライン２６に対し直列に介挿
された例えば４７μＨのコイルＬ１からなり、ワンチッ
プＩＣ２２は、シリコンチップ上にトランジスタ回路等
が集積された半導体装置であり、これらは、別個に製造
され、セラミック等の共通基板上で厚膜技術等を利用し
て配線接続される。これにより、このＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、インダクタンス素子部２１とワンチップＩＣ２
２とが単一のハイブリッドモジュール２に搭載されたも
のとなっている。

【００２４】ワンチップＩＣ２２には、発振回路２３と
スイッチング回路２４と帰還制御回路２５とが設けられ
る。発振回路２３は、構造を簡素化するために３個のＮ
ＯＴゲートＮ１，Ｎ２、Ｎ３と２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３と
が直列接続された発振ループを具えるとともに、抵抗Ｒ
２，Ｒ３間に一端が接続され多端がＮＯＴゲートＮ２，
Ｎ３間に接続されたコンデンサＣ１を有し、このコンデ
ンサＣ１と抵抗Ｒ２との充放電時定数によって発振周波
数が仮に定められる。

【００２５】また、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１との直列
回路も具えられ、これが抵抗Ｒ２に並列接続されること
で、発振周波数が確定するとともに、コンデンサＣ１の
充電時定数と放電時定数とが独立に定められる。それら
の時定数は、ＮＯＴゲートＮ１の発するパルス信号Ａに
ついて見た有意なパルスのデューティ比が、直流一次電
源１の電圧（＝３Ｖ）と出力ライン２７の出力電圧Ｂ
（＝１５Ｖ）との比（＝０．２）よりも少し小さい２０
％弱になるように、設定される。具体的には抵抗Ｒ１，
Ｒ２，コンデンサＣ１が例えば１ｋΩ，１０ｋΩ，４７
ｐＦなどとされる。

【００２６】そして、帰還信号Ｄのラインがフローティ
ング状態（ハイインピーダンス状態）のままで有意にな
らない限り、帰還信号Ｄの影響を受けることなく、デュ
ーティ比５０％未満で一定幅のパルスを一定周期で繰り
返し生成する。これに対し、帰還信号Ｄが有意になって
その電圧値がハイ（High）に変わりと、例えば１００ｋ
Ωの入力保護抵抗Ｒ３を介してＮＯＴゲートＮ１の入力
値が固定されるので、発振が停止する。これにより、発
振回路２３は、単独では所定周波数で継続して発振し、
所定幅の狭いパルスが含まれるパルス信号Ａを発生する
ものとなっている。

【００２７】スイッチング回路２４は、トランジスタＴ
ｒ１とダイオードＤ２とからなり、直流一次電源１から
出てインダクタンス素子部２１を経て電流入力ライン２
６となりそれから出力ライン２７となって平滑回路３お
よびモータ駆動回路４に至る一連の電流供給ラインのう
ち電流入力ライン２６と出力ライン２７との間に設けら
れる。これにより、このＤＣ−ＤＣコンバータは、ハイ
ブリッドモジュール２の内部で、ワンチップＩＣ２２ス
イッチング回路２４への電流入力ライン２６に対しイン
ダクタンス素子部２１が直列に介挿されたものとなって
いる。

【００２８】そのダイオードＤ２は、直流一次電源１か
ら平滑回路３に向けて送給された電流が逆流しないよう
に、アノードが電流入力ライン２６に接続され、カソー
ドが出力ライン２７に接続される。これには、電圧損失
の少ないショットキーダイオードが好んで用いられる。
また、トランジスタＴｒ１には、数百ｍＡ例えば２００
ｍＡの電流をドライブ可能なＭＯＳトランジスタ等が用
いられ、そのソース及びドレインがそれぞれダイオード
Ｄ２のアノード側と接地等の基準ラインとに接続される
とともに、そのゲートがパルス信号Ａのラインに接続さ
れる。

【００２９】そして、トランジスタＴｒ１がオフ状態で
あれば、それが電流入力ライン２６に影響を及ぼすこと
は無いので、直流一次電源１からコイルＬ１及び電流入
力ライン２６を経由して流入した電流はダイオードＤ２
及び出力ライン２７を介して平滑回路３へ流出する。こ
れに対し、パルス信号Ａが有意になると即ちゲートにパ
ルス信号Ａのパルスを受けると、トランジスタＴｒ１が
オフ状態からオン状態に切り替わって、電流入力ライン
２６経由の電流を接地ラインへバイパスする。そして、
パルスが無くなると、オフ状態に戻る。これにより、ス
イッチング回路２４は、直流一次電源１から入力した電
流をパルス信号Ａのパルスに対応して断続するととも
に、その際に、パルス信号Ａのパルスを受けて電流出力
の一時遮断を行うものとなっている。

【００３０】帰還制御回路２５は、発振回路２３の発振
を停止再開させる帰還信号Ｄを、スイッチング回路２４
の出力を平滑回路３で平滑化した電圧すなわち出力電圧
Ｂに基づいて生成するために、カソードが出力ライン２
７に接続されアノードが抵抗Ｒ４を介して接地ラインに
接続されたツェナーダイオードＺ１と、ベース及びエミ
ッタがそれぞれ抵抗Ｒ４の両端に接続されたＮＰＮトラ
ンジスタＴｒ２と、トランジスタＴｒ２のコレクタ電圧
を入力に受けるとともに出力電圧の過剰上昇を防止すべ
くその入力ラインが抵抗Ｒ５を介して直流一次電源１の
出力電圧ＶｉｎにプルアップされたＮＯＴゲートＮ４
と、アノードがＮＯＴゲートＮ４の出力に接続されたダ
イオードＤ３とを具えている。このダイオードＤ３のカ
ソードからの出力が帰還信号Ｄとして発振回路２３に送
出される。

【００３１】ツェナーダイオードＺ１は、出力電圧Ｂの
目標値Ｚ（＝１５Ｖ）に対応したものが用いられ、出力
電圧Ｂがその目標値Ｚを超えると溢れ電流Ｃが流れるよ
うになっている。抵抗Ｒ４には、ツェナーダイオードＺ
１の定電圧回路としの機能を妨げないよう、抵抗値の小
さなものが用いられるが、ツェナーダイオードＺ１から
或程度以上の溢れ電流Ｃが流れて来ると、端子間に１Ｖ
ｆ以上の電圧を発生し、これに応じてトランジスタＴｒ
２がオンするようになっている。そして、ＮＯＴゲート
Ｎ４及びダイオードＤ３によって、トランジスタＴｒ２
がオフのときは、帰還信号Ｄがフローティング状態にな
り、トランジスタＴｒ２がオンのときは、帰還信号Ｄが
ハイ状態になる。これにより、帰還制御回路２５は、出
力電圧Ｂに対する定電圧回路Ｚ１による溢れ電流Ｃを検
出して発振回路２３の停止制御を行うものとなってい
る。

【００３２】この第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータに
ついて、その使用態様及び動作を、図２の波形例を参照
しながら説明する。先ず、直流一次電源１からの電力供
給量とモータ駆動回路４等での電力消費量とがバランス
している定常状態について述べ（図２（ａ），（ｂ）参
照）、次に、電力消費量が減少して電力供給が過剰にな
りかけたときの過渡的な状態についても言及する（図２
（ｃ）〜（ｇ）参照）。

【００３３】先ず、供給と消費がバランスした定常状態
では、発振回路２３は一定の周波数で発振し、パルス信
号Ａは一定周期で一定幅の狭いパルスを含んだものとな
る（図２（ａ）参照）。そして、そのパルスが有る時に
は、直流一次電源１から電流が流出し、この電流が、コ
イルＬ１を経由後、トランジスタＴｒ１によって直ちに
接地ラインそして直流一次電源１へバイパスされて、付
勢される。また、出力電圧Ｂは、目標値Ｚ（＝１５Ｖ）
に一致するか僅かに低いところに来ているが、ダイオー
ドＤ２を介するコンデンサＣ２への充電が無いので、モ
ータ駆動回路４の消費に対応して、少し低下する（図２
（ｂ）参照）。

【００３４】これに対し、そのパルスの無い時には、コ
イルＬ１の慣性電流は、トランジスタＴｒ１を介するバ
イパスが断たれたことで、昇圧し、その電圧が出力電圧
Ｂを超えると、ダイオードＤ２を経由してコンデンサＣ
２に流れ込む。そして、出力電圧Ｂは、その充電量とモ
ータ駆動回路４の消費量との差に対応して緩やかに、少
し上昇する（図２（ｂ）参照）。こうして、この定常状
態では、供給可能な最大電流が消費され、出力電圧Ｂが
目標値Ｚを上回ることが無いので、溢れ電流Ｃは発生せ
ず、帰還信号Ｄが発振回路２３の発振を止めることも無
い。

【００３５】次に、電動モータ５等の負荷が軽くなって
モータ駆動回路４の電力消費が減少すると、そのような
過渡状態では、出力電圧Ｂが脈動しながらも徐々に上昇
して（図２（ｃ）の左半分を参照）、遂にパルス信号Ａ
にパルスの無いタイミングで、出力電圧Ｂが目標値Ｚを
上回りそうになる（図２（ｃ）の中央部分およびそれを
縦に拡大した（ｄ）を参照）。すると、ダイオードＤ２
を介してコンデンサＣ２に流れ込む電流のうち余分な電
流が、ツェナーダイオードＺ１経由でバイパスされて、
溢れ電流Ｃとなる（図２（ｅ）参照）。そして、溢れ電
流Ｃの検出に対応して帰還信号Ｄが有意となり（図２
（ｆ）参照）、その間、発振回路２３の発振が停止する
（図２（ｇ）の中央部分を参照）。また、溢れ電流Ｃの
発生によって、出力電圧Ｂが短期間とは言え目標値Ｚを
大きく上回ることは（図２（ｄ）の波線を参照）、確実
に回避される（図２（ｄ）の実線を参照）。

【００３６】このように電力供給が過剰になりかけたと
きには、発振回路２３の発振およびスイッチング回路２
４のスイッチングが一時的に停止するので、インダクタ
ンス素子部２１の慣性電流が徐々に勢いを弱め、やがて
電力供給が細って来るとともに出力電圧Ｂが目標値Ｚを
下回るようになる（図２（ｄ）参照）。そして、それに
応じて有意の溢れ電流Ｃおよび帰還信号Ｄが失せると
（図２（ｅ），（ｆ）参照）、発振回路２３の発振が再
開される（図２（ｇ）の右半分を参照）。

【００３７】こうして、過渡的な状態を過ぎると、負荷
が軽い場合、出力電圧Ｂが目標値Ｚのところを上下しな
がら、その度に溢れ電流Ｃ及び帰還信号Ｄが変化して、
パルス信号Ａのパルス発生およびトランジスタＴｒ１に
よる電流の断続が停止再開され、それによって、モータ
駆動回路４等での電力消費量に、直流一次電源１からの
電力供給量がバランスすることとなる。そして、出力電
圧Ｂも、僅少な脈動を伴いながら、目標値Ｚの近傍で安
定する。

【００３８】

【第２実施例】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第２実
施例について、その具体的な構成を、図面を引用して説
明する。図３も、モータ駆動に適用したときの回路図で
あり、上述した図１に対応している。

【００３９】この図３のＤＣ−ＤＣコンバータが上述し
た図１のものと相違するのは、発振回路２３においてＮ
ＯＴゲートＮ１が並列接続された３個のＮＯＴゲートＮ
１１，Ｎ１２，Ｎ１３にて置換されている点と、帰還制
御回路２５において抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺ１
とが入れ替わっている点である。

【００４０】この場合、パルス信号Ａが３個のＮＯＴゲ
ートＮ１１，Ｎ１２，Ｎ１３によって生成されるので、
トランジスタＴｒ１の駆動能力が増して、より大きな電
流をスイッチングすることが可能となる。そして、コイ
ルＬ１のインダクタンスや発振回路２３の発振周波数を
適宜な値に変更することで、最大供給電流が所望の値に
セットされる。こうして、要求使用に合わせてスイッチ
ング条件も変えられる。

【００４１】また、抵抗Ｒ４がツェナーダイオードＺ１
よりも出力ライン２７の方に来たことに伴い、トランジ
スタＴｒ２もＮＰＮトランジスタからＰＮＰトランジス
タに変更される。そして、トランジスタＴｒ２のコレク
タ出力が負論理から正論理になるので、ＮＯＴゲートＮ
４は不要となり、帰還制御回路２５から省かれる。

【００４２】繰り返しとなる詳細な説明は割愛するが、
この図３のＤＣ−ＤＣコンバータの場合も、供給電流の
大きさやトランジスタＴｒ２の論理を除いて、その動作
は上述の第１実施例と同様となり、その信号波形も同様
に図２の如くなる。

【００４３】

【変形例】なお、上記の実施例では、トランジスタＴｒ
１，Ｔｒ２がそれぞれ単独のＭＯＳトランジスタ，バイ
ポーラトランジスタであったが、それに限らず、トラン
ジスタのタイプは任意のものが使用可能であり、複数の
トランジスタが並列接続されたものや、ダーリントン接
続されたものでも良い。また、発振回路２３は、ＮＯＴ
ゲートを用いて構成したが、ＮＯＴゲートに限らず、Ｎ
ＡＮＤゲートや、ＮＯＲゲート、あるいは非反転のバッ
ファや、ＡＮＤゲート等を用いても良く、それらを適宜
組み合わせても良い。さらに、出力電圧Ｂは、１５Ｖに
限らず、１２Ｖや１８Ｖ等の高い電圧でも、ツェナーダ
イオードＺ１の交換等にて簡単に設定可能であり、その
場合も適正に動作する。あるいは、それより低くても良
い。

【００４４】また、パルス信号Ａのパルスは、正論理、
負論理、いずれであっても、トランジスタＴｒ１の極性
に合致していれば良い。また、モータ駆動回路４は、個
別回路に限らず、ワンチップＩＣ２２に集積化しても良
く、あるいは別のＩＣに集積化してハイブリッドモジュ
ール２に搭載するようにしても良い。また、平滑回路３
まで纏めてハイブリッドモジュール２に搭載するのも良
い。

【００４５】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の第１の解決手段のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、
スイッチング周波数が変化してもスイッチング条件は固
定されるとともにスイッチング条件が固定されていても
出力は適正状態に保たれるようにしたことにより、ＰＷ
ＭやＶＣＯが不要になるとともに、帰還制御のための検
出回路がコンパレータ無しで出来ることとなり、その結
果、構造が簡素で性能も良いＤＣ−ＤＣコンバータを実
現することができたという有利な効果が有る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第１実施例
について、モータ駆動に適用したときの回路図である。

【図２】 その信号波形例である。

【図３】 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第２実施例
の回路図である。

【符号の説明】

１ 直流一次電源（電池） ２ ハイブリッドモジュール（単一モジュール） ３ 平滑回路（出力電圧平滑化手段） ４ モータ駆動回路（負荷） ５ 電動モータ（負荷） ２１ インダクタンス素子部（慣性電流生成部） ２２ ワンチップＩＣ ２３ 発振回路 ２４ スイッチング回路（チョッパ部） ２５ 帰還制御回路（帰還制御手段） ２６ 電流入力ライン ２７ 出力ライン Ｚ１ ツェナーダイオード（定電圧回路） Ｌ１ コイル（個別素子、インダクタンス素子） Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランジスタ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗 Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４ ＮＯＴゲート Ａ パルス信号（所定幅のパルス） Ｂ 出力電圧（出力を平滑化した電圧） Ｃ 溢れ電流（定電圧回路による電流） Ｄ 帰還信号（発振を停止再開させる制御信号）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G065 BA01 DA07 EA02 HA04 JA01 LA01 MA03 MA10 5H730 AA15 AS01 AS13 BB14 DD04 FD01 FD09 FG04 5J055 AX44 BX16 CX19 CX20 DX22 EY01 EY05 EY10 EY12 EY13 EY17 EZ07 EZ25 EZ28 EZ51 FX04 FX09 FX18 GX01 GX04

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定周波数で発振して所定幅のパルスを発
   生する発振回路と、直流一次電源から入力した電流を前
   記パルスに対応して断続するスイッチング回路と、この
   スイッチング回路の出力を平滑化した電圧に基づいて前
   記発振回路の発振を停止再開させる帰還制御手段とを備
   えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記帰還制御回路
   が、出力電圧に対する定電圧回路による溢れ電流を検出
   して前記発振回路の停止制御を行うものであることを特
   徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】前記スイッチング回路が前記パルスを受け
   て電流出力の一時遮断を行うものであることを特徴とす
   る請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】前記直流一次電源から前記スイッチング回
   路への電流入力ラインに対しインダクタンス素子部が直
   列に介挿されていることを特徴とする請求項１又は請求
   項２に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 【請求項４】前記発振回路が狭パルスを発生するもので
   あることを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバ
   ータ。
5. 【請求項５】前記発振回路と前記スイッチング回路と前
   記帰還制御回路とがワンチップのＩＣに集積されたもの
   であり、前記インダクタンス素子部がコイル等の個別素
   子又は個別素子を組み合わせたものであり、かつ、前記
   ＩＣ及び前記インダクタンス素子部が単一のモジュール
   に搭載されていることを特徴とする請求項３又は請求項
   ４に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータ。