JP5424442B2 - ダイオード導通デューティ・サイクルを調節する装置 - Google Patents

Description

この出願は、「ＭＥＴＨＯＤ ＡＮＤ ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＲＥＧＵＬＡＴＩＮＧ Ａ ＤＩＯＤＥ ＣＯＮＤＵＣＴＩＯＮ ＤＵＴＹ ＣＹＣＬＥ」という名称の２００７年３月２３日に出願された米国特許仮出願第６０／９１９，６９０号の恩典を請求する。

本発明は、全体的に、スイッチ・モード電力コンバータの出力パラメータを調節する制御回路に関し、より具体的には、本発明は、スイッチング・サイクル周期の一部としてダイオード導通時間のデューティ・サイクルを調節する制御回路に関する。

電力コンバータの制御回路は、数多くの目的や用途に使用することができる。制御回路の外側の部品の数を減少させることができる制御回路機能が求められている。この外部部品数の減少は、電力コンバータの小型化を可能にして携帯性を高め、電力コンバータ設計を仕上げるために必要な設計サイクルの数を減少させ、さらに最終製品の信頼性も向上させる。さらに、部品数減少は、電力コンバータの動作時のエネルギー効率改善をもたらし、電力コンバータのコストを下げることができる。部品数減少の可能性のある電力コンバータの一態様は、電力コンバータで出力電流調節を実現するために以前必要とされた外部回路を簡単化するか、無くすることにある。

ＡＣ／ＤＣ電力変換に使用される絶縁フライバック・コンバータでは、出力電流は、一般に、電源出力端子を流れる電流を感知するように結合された一般に抵抗器である感知要素の両端間で測定される。この感知電流は帰還信号を生成するために使用され、この帰還信号は、電源の出力から分離された電源の一次側の制御回路に一般に光結合器を使用して結合される。

昇降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ又はＣｕｋコンバータのような非絶縁電源では、電力コンバータの出力電流を表す帰還信号は、一般に、電源の出力端子を流れる出力電流を表す信号を生成する感知抵抗器のような感知要素を使用して生成される。

絶縁及び非絶縁コンバータの両方の構成において、電力スイッチがオン状態であるとき電流が電源入力から電力スイッチとエネルギー伝達要素を通って流れるように、電力スイッチが、電源入力とエネルギー伝達要素に結合される。制御回路は、フィードバック信号に応答して、電力コンバータの入力から出力に伝達される電力を調節するように電力スイッチのスイッチングを制御する。

本発明の限定しない非網羅的な実施形態及び例は、以下の図を参照して説明され、これらの図では、特に特定されない限り様々な図全体を通して、同様な参照数字は、同様な部品を示す。
米国特許仮出願第６０／９１９，６９０号

電力コンバータの出力パラメータを調節する制御回路を実現する方法と装置が開示される。以下の説明では、本発明を徹底的に理解することができるようにするために多数の特定の詳細が明らかにされる。しかし、当業者には明らかになることであるが、その特定の詳細は本発明を実施するために使用される必要はない。他の例では、よく知られた材料又は方法は、本発明を曖昧にしないために、詳細に説明されていない。

この明細書全体を通して、「一実施形態」、「ひとつの実施形態」、「一例」又は「ひとつの例」の参照は、その実施形態又は例に関連して説明された特定の特徴、構造又は特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。したがって、この明細書全体を通して様々な場所に「一実施形態において」、「ひとつの実施形態において」、「一例」又は「ひとつの例」という句の現れることは、必ずしも全てが同じ実施形態又は例を参照しない。さらに、特定の特徴、構造又は特性は、１つ又は複数の実施形態又は例において、任意の適切な組合せ及び／又は部分組合せで組み合わされてもよい。その上、本明細書に与えられた図は当業者に説明する目的のためのものであり、またそれらの図は必ずしも一定の比例で描かれていないことは理解される。

本発明の教示に従って電力コンバータの出力パラメータを調節する制御回路が、これから説明される。本発明の例は、電力コンバータの１つ又は複数のパラメータを調節する方法及び装置を含む。

図１は、ときには電源と呼ばれることもある電力コンバータ１００の回路図を一般的に示し、この電力コンバータ１００は、本発明の教示に従って電力コンバータの出力パラメータを調節する制御回路を使用している。一例では、電力コンバータ１００は、一次側の接地１０７と二次側帰路１２６が互いに電気的に絶縁されている絶縁フライバック・コンバータである。留意されたいことであるが、他の例では、電力コンバータ１００は、本発明の教示に従って２以上の出力を持ってもよい。

図示のように、制御回路１１５は電力スイッチ１０５に結合される。このスイッチ１０５は、一例では、酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ・トランジスタなどである。電力スイッチ１０５は、エネルギー伝達要素１０９の入力巻線１０３に結合される。このエネルギー伝達要素１０９は、ＤＣ入力電圧１０１と出力電力ダイオード１１７に結合されている。一例では、ＤＣ入力電圧１０１は、図示されないＡＣ電圧の供給源に結合された整流器回路の出力である。電力スイッチ１０５がオン状態であるとき第１と第２の入力端子１９０、１９１、エネルギー伝達要素１０９の巻線１０３、電力スイッチ１０５を流れるスイッチング電流に対して低インピーダンス源を与えるように、コンデンサ１０６が電力コンバータの入力端子１９０、１９１に結合されている。一例では、制御回路１１５とスイッチ１０５は、ハイブリッド又はモノリシック集積回路として製造される集積回路の一部を形成する。制御回路１１５は、帰還信号１１４を受け取るように結合され、この帰還信号１１４は、一例では電圧信号であるが、他の例では、依然として本発明の教示の恩恵を受けながら、また、電流信号又は電力コンバータ出力を表す他の信号である。

図１の例では、制御回路１１５は、電力コンバータ１００の第１と第２の入力端子１９０、１９１から負荷１２１に結合された電力コンバータの出力端子１９２、１９３に伝達される電力を調節するように結合されている。一例では、調節される特定の電力コンバータ出力のパラメータは、ＤＣ出力電流Ｉｏ１２０である。エネルギー伝達要素１０９は、入力巻線１０３と出力巻線１１０を含み、さらに補助巻線１０８を含む。帰還信号１１４は、補助巻線１０８から抵抗器１１１、１１２で形成される抵抗分割器を通って制御回路１１５に結合される。

動作時に、制御回路１１５は、帰還信号１１４に応じて電力スイッチ１０５をスイッチングすることによって、電源１００の出力を調節する。スイッチ１０５がオンであるとき、コンデンサ１０６からのエネルギーが、エネルギー伝達要素１０９の入力巻線１０３に伝達される。スイッチがオフであるとき、入力巻線１０３に蓄えられたエネルギーが出力巻線１１０に伝達される。出力巻線１１０からのエネルギーは、電源１００の出力に伝達されて、電流が、順方向バイアスされた出力電力ダイオード１１７を通ってコンデンサ１１８と出力端子１９２、１９３に結合された負荷１２１に流れる。電流が、スイッチ１０５のオフ期間の間、出力電力ダイオード１１７を通って流れている限りは、出力電力ダイオード１１７の両端間の順方向電圧降下に負荷１２１の両端間の出力電圧Ｖｏ１１９を加えたものが、出力巻線１１０の両端間の電圧に実質的に等しい。

これから述べるように、電流が出力ダイオードを流れて出力巻線１１０の両端間の電圧が出力電圧Ｖｏ１１９を表しているときの電力スイッチのオフ時間のこの部分は、電力スイッチ１０５のオフ時間の帰還部分Ｔ_FBと呼ばれる。いくつかの場合には、電力スイッチ１０５のオフ期間の間に出力巻線１１０から出力電力ダイオード１１７を通って電流が実質的に流れなくなることがある。この場合、出力電力ダイオード１１７は、逆バイアスされ、出力巻線１１０の両端間電圧降下はもはや出力電圧Ｖｏ１１９を表していない。出力電力ダイオード１１７を通して実質的に電流が流れていないときの電力スイッチ１０５のオフ時間のこの部分は、電力スイッチ１０５のオフ時間の無帰還部分と呼ばれることがある。

出力巻線１１０の両端間の電圧は、巻数比に基づいてエネルギー伝達要素の補助巻線１０８に反映される。したがって、補助巻線１０８の両端間の電圧は、電力スイッチ１０５のオフ時間の帰還部分Ｔ_FBの間、電源１００の出力に関する帰還信号１１４を得るために使用できる。この帰還信号１１４は、電源１００の出力を調節するように電力スイッチ１０５のスイッチングを制御する制御回路１１５によって受け取られるように結合されている。

一例では、回路ブロック１９４は、図１に示すように補助巻線１０８に結合されたダイオード１１３を含む。電力スイッチ１０５のオン時間の間、補助巻線ダイオード１１３は、逆バイアスされるので、抵抗器１１１、１１２の電流の流れを妨げる。他の例では、回路ブロック１９４は、依然として本発明の教示の恩恵を受けながら、図示のように実質的な短絡接続１９５を含む。

回路ブロック１９４が実質的な短絡接続１９５を含む例では、電力スイッチ１０５のオン時間の間、信号は制御回路１１５の端子１２３に加えられる。しかし、この信号は、電力コンバータの出力を表すのではなく代わりにコンデンサ１０６の両端間に現れる電源入力電圧を表すフィードフォワード信号である。一例では、制御回路１１５は、電力スイッチ１０５のオン時間の間フィードフォワード信号１１４に応答するように結合されている。他の例では、制御回路１１５は、コンデンサ１０６に直接結合することによって得られるフィードフォワード信号１８８に応答するように結合されている。このようにして、回路ブロック１９４が実質的な短絡接続１９５を含む例では、信号１１４は、したがって、やはり電力スイッチ１０５のオフ時間の帰還部分Ｔ_FBの間の電力コンバータ１００の出力電圧１１９を表す帰還信号に過ぎない。一例では、電力スイッチ１０５のオフ時間のこの帰還部分Ｔ_FBは、電流１９８が出力電力ダイオード１１７を流れている期間であるが、これは、図２に示される例に関連してこれから説明される。

図２は、図１の例の回路の動作を一般的に示すのに役立つ波形の例である。例えば、波形２００は、図１のＶ_FB１１６の電圧波形である。波形２１４は、図１の電力スイッチ１０５を流れるドレイン電流１０４の電流波形である。波形２３０は、図１の電力ダイオード１１７を流れるダイオード電流１９８の電流波形である。波形２４０は、電流が図１の出力電力ダイオード１１７を流れているかどうかを表す帰還制御信号波形である。言い換えると、図示の例の波形２４０は、電力スイッチ１０５がオフである間に、出力電力ダイオード１１７が電流を伝導しているかどうかを示す。図示の例では、電力スイッチ１０５が時間２５０でオンになる前に出力電力ダイオード電流２３２は実質的にゼロであるので、波形２１４、２３０は、不連続な電流波形を示す。したがって、ドレイン電流波形２０９は、電力スイッチ１０５がオンになる度に実質的にゼロの電流２１５から始まる。

各スイッチング・サイクルにおいて、電力スイッチは、オン時間Ｔｏｎ２０４の間オンであり、オフ時間Ｔｏｆｆ２０６の間オフである。電力スイッチのオフ時間Ｔｏｆｆ２０６の帰還部分Ｔ_FB２０５の間、電流２３２は、電力コンバータ１００の出力電力ダイオード１１７を流れており、出力巻線１１０の両端間に現れる電圧は、電力ダイオード１１７の順方向電圧降下に出力電圧１１９を加えたものに実質的に等しい。帰還部分Ｔ_FB２０５は、しばしば反射電圧期間と呼ばれる。

図示の例では、出力電力ダイオード１１７を流れる電流１９８は、出力コンデンサ１１８を流れる電流と負荷１２１を流れる出力電流Ｉｏ１２０の和に実質的に等しい。ダイオード１１７の順方向電圧は製造業者のデータによって実質的に知られているので、したがって、巻線１１０の両端間に現れる電圧は出力電圧１１９を表す。さらに、巻線１０８の両端間に現れる電圧は、巻線１１０と１０８の巻数比を介して巻線１１０の両端間の電圧に関係付けられる。例えば、巻線１１０、１０８が同じ巻数であれば、スイッチのオフ時間の帰還部分Ｔ_FB２０５の間巻線１１０及び巻線１０８の両端間に現れる電圧は、一次のオーダで実質的に等しい。漏れインダクタンス及び巻線間キャパシタンスのような２次のオーダの影響は、本発明の教示を曖昧にしないために、ここでは詳しく述べない。

したがって、スイッチのオフ時間の帰還部分Ｔ_FB２０５の間、巻線１０８の両端間に現れる電圧は、また、出力電圧１１９を表している。一例では、帰還電圧信号２０８を閾値電圧レベル２３６と比較して、帰還電圧信号２０８が閾値電圧レベル２３６よりも大きいとき信号２４２の論理ハイを生成することによって、帰還制御信号Ｄｃｏｎｄ２４１を生成するように波形２４０が生じる。したがって、論理信号２４２がハイである期間は、電流が図１の電力出力ダイオード１１７を流れる期間Ｔ_FB２０５に実質的に等しい。

他の例では、閾値レベル２３６よりも低い値である閾値電圧レベル２８０が、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号２４１を生成するために使用されてもよい。このより低い閾値電圧レベルは、電源出力電圧の大きさに対して、したがって帰還電圧信号２０８の大きさに対して余り敏感でない。例えば、図１の電力コンバータにおいて、出力電圧１１９が高出力電流条件で減少するとき、接地電位２０２に対する帰還電圧信号２０８の大きさも減少する。閾値電圧レベル２３６がＤｃｏｎｄ帰還制御信号２４１を生成するために使用される例では、閾値電圧レベル２３６が帰還電圧信号２０８よりも常に大きくなる程度に帰還電圧信号２０８の大きさが減少することがあり、その結果、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号２４１が常に論理ローのレベルのままになり、それで、このＤｃｏｎｄ帰還制御信号２４１は、出力ダイオード１１７を電流が流れている期間を表示しなくなる。より低い閾値レベル２８０で、この条件が無くなる。

留意されたいことであるが、一例では、より低い閾値電圧レベル２８０で、２つのさらに他の考慮すべきことが生じる。一例では、第１の考慮すべきことは、Ｄｃｏｎｄ信号の期間が時間Ｔｅｒｒ２８２だけ長くなることである。このＴｅｒｒ２８２によってＤｃｏｎｄ２４１波形に誤差が生じる。というのは、そのＤｃｏｎｄ２４１波形は、出力ダイオード１１７を電流が流れる期間をもはや正確に表していないからである。したがって、一例では、制御回路１１５の内部回路は、この誤差を補償する必要がある。

一例では、第２の考慮すべきことは、帰還電圧信号２０８の寄生緩和リンギング波形が、期間Ｔｒｇ２８１の間、このより低い閾値電圧レベル２８０を超えることであり、これによって、制御回路１１５がこの第２の論理ハイ２８３を除去する回路を含まなければ、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号２４１の偽りの論理ハイ２８３が生じることがある。そのような回路は、一例では、周期Ｔ_FB２０５の終端から時間２８４の次の電力スイッチのスイッチング・サイクルの開始までＤｃｏｎｄ２４１の信号をローに維持するように設定されたラッチを含む。

他の例では、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号２４１を生成するために帰還電圧信号２０８と比較されるべき可変電圧閾値レベルを有する制御回路１１５を設計することによって、上述の考慮すべきことの１つ又は両方が回避できることがある。一例では、可変電圧閾値レベルは、帰還電圧信号２０８の大きさに依存して電圧閾値レベル２３６と２８０の間で変化する。一例では、この可変電圧閾値レベルは、時間２７５の電力スイッチのターン・オフに続くＴ_FB２０５期間の間のある一定の時間に帰還信号２０８の大きさをサンプリングし、さらにこのサンプリングされた大きさから一定量を引くことによって得られる。一例では、この一定量は、実質的に０．５ボルトに等しい。

この例ではＶ_FB１１６である帰還信号１１４は、知られている回路ブロック１９４と抵抗器１１１、１１２で形成された抵抗分割器とによって巻線１０８の両端間に現れる電圧に関係付けられるので、帰還信号１１４は、電力スイッチのオフ時間Ｔｏｆｆ２０６の帰還部分Ｔ_FB２０５の間、電源の出力電圧を表している。

留意されたいことであるが、回路ブロック１９４がダイオード１１３を含む場合、又は内部クランプ（図示されない）が端子１２３に結合されている場合、電力スイッチ１０５のオン期間Ｔｏｎ２０４の間、図１の帰還端子１２３に現れる電圧は、接地端子１２４に対して実質的にゼロ・ボルトである。この場合が図２に電圧レベル２１３で示されており、このレベル２１３は実質的に接地電圧２０２に等しい。

図１の制御回路１１５が端子１２３に結合された内部クランプを持たず、かつ回路ブロック１９４が実質的な短絡接続１９５を含む回路構成の例では、帰還端子１２３に現れる電圧は、図２に破線２０３で示される型の特性に従う。いずれの場合にも、図示の例の帰還電圧信号２０８は、電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FB２０５の間の電力コンバータ１００の出力電圧１１９を表しており、この電力スイッチ・オフ時間は、電流Ｉ_DIODE１９８、２３３が出力電力ダイオード１１７を流れている期間に実質的に等しい。

図２の波形から、理解されることであるが、図１の出力端子１９２、１９３を流れる平均出力電流レベルＩ_OUTAVE２３５は、例えば、次の関係に従ってＩ_DIODE２３３の波形から計算することができる。

ここで、Ｔ_FB／Ｔは、電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBのデューティ・サイクルを全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期Ｔの一部として表す項である。Ｉ_DIODEpkは、エネルギー伝達要素１０９のＮｐ１７０とＮｓ１７１の知られている出力巻線に対する入力巻線の巻線比Ｎｐ／Ｎｓを通してＩ_Dpkに関係付けられるので、Ｉ_OUTAVEは、Ｉ_D２１０のピーク値Ｉ_Dpk２０１から次式のように計算することができる。

比Ｎｐ／Ｎｓは一定であるので、式（２）のＩ_Dpkが実質的に一定である場合、電力スイッチのスイッチング・サイクル周期Ｔ２１２の一部としてＴ_FB２０５のデューティ・サイクルを調節することによって、電源の平均出力電流Ｉ_OUTAVE２３５を調節することができることは理解できるであろう。言い換えると、電力スイッチのスイッチング・サイクル周期２１２の一部として出力電力ダイオード導通時間のデューティ・サイクルを調節することによって、Ｉ_OUTAVE２３５を調節することができる。

Ｔ_FB期間２０５は、次式によって決定される。

ここで、一例では、Ｌは、エネルギー伝達要素の他の巻線全てが外部回路につながれていない状態で測定された図１のエネルギー伝達要素の出力巻線１１０のインダクタンスであり、Ｖｏは、図１の出力電圧１１９であり、Ｖ_DIODEは、電流Ｉ_DIODE１９８が流れているときの図１の出力ダイオード１１７の順方向電圧降下である。式（３）のＶ_DIODE及びＬは、与えられた電力コンバータで実質的に一定であるので、したがって、Ｉ_Dpkが一定の値の場合、出力電圧Ｖｏが減少するとＴ_FBが長くなることに留意されたい。この条件は、負荷１２１のインピーダンスが減少するにつれて出力電圧１１９が低くなる電力コンバータの電流調節動作領域に関係している。この動作領域は、後で図５に関連してより詳細に述べられる。

図３Ａは、一例で制御回路３１５の内部回路の一部を形成する回路３００の例の回路図を示し、この制御回路３１５は、一例では、本発明の教示に従った図１の制御回路１１５である。図３Ａに図示された回路は、一例では電流が出力電力ダイオード１１７を流れている期間に実質的に等しい電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBの間電力コンバータの出力電圧を表す帰還信号を受け取るように結合されたとき、本発明の教示に従って全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBのデューティ・サイクルを調節することによって電力コンバータの入力から電力コンバータの出力への電力伝達を調節することができる回路の一例である。

図示の例に示されるように、制御回路３１５は、帰還端子３２３で帰還信号Ｖ_FB３１６を受け取るように結合されている。一例では、制御回路３１５は帰還回路を含み、この帰還回路は、少なくともＤｃｏｎｄ信号発生ブロック３９９、スイッチ３１３、３１４、帰還コンデンサ３６０、電流源３０７、３０８を含む。帰還信号Ｖ_FB３１６は、Ｄｃｏｎｄ信号発生回路ブロック３９９に加えられる。理解されることであるが、他の例では、Ｄｃｏｎｄ信号発生ブロック３９９は、帰還電流信号を受け取るように構成されてもよく、その場合には、外部抵抗器３１２の必要性がなくなり、帰還信号は、抵抗器３１１を通して帰還端子３２３に流れ込む電流を含む。一例では回路ブロック３９９から出力されるＤｃｏｎｄ帰還制御信号３０２は、図２のＤｃｏｎｄ帰還制御信号２４１に等しい。Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号３０２を生成するために、Ｄｃｏｎｄ発生回路ブロック３９９は、図２に関連して上で述べられた技術の１つ又は複数を使用することができる。

一例では、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号３０２はインバータ３０３で反転され、それから、スイッチ３１３のゲートとＡＮＤゲート３０５の１つの入力に結合される。ＡＮＤゲート３０５の出力は、スイッチ３１４のゲートに結合される。ＡＮＤゲート３０５の目的は、図４に関連して以下でさらに説明されるが、しかし目下の説明のために、信号３２８はハイであると想定される。したがって、スイッチ３１４のゲートに加えられる信号３３１は、スイッチ３１３のゲートに加えられる信号３２７に等しい。信号３２８がこの目下の説明ではハイであると想定されているからである。信号３２７がローであり、したがってスイッチ３１３がオン状態であるとき、帰還コンデンサ３６０は、電流源３０８で決定される速度で充電される。信号３２７がハイであり、したがってスイッチ３１４がオン状態であるとき、帰還コンデンサ３６０は、電流源３０７で決定される速度で放電される。

帰還コンデンサ３６０の両端間の電圧Ｖａ３６０の平均値は、したがって、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号３０２のデューティ・サイクルによって決定される。電圧Ｖａ３６０が閾値Ｖｒｅｆ１ ３１７に達したとき、比較器３２５の出力信号３２４はハイになる。一例では、出力信号３２４がハイであるとき、発振回路３３３は、次のクロック信号３３４のハイ・パルスを比較器出力信号がハイである期間だけ遅らせるように結合されている。一例では、発振器クロック信号３３４のハイ・パルスは、電力スイッチ１０５のスイッチング・サイクルのオン期間を開始させる。これから述べられるように、一例では、比較器３２５と発振器３３３は、本発明の教示に従って電力コンバータの出力を調節するように電力スイッチのスイッチングを制御する制御回路３１５の中に、クロック信号発生回路の一部として含まれている。

図３Ａの回路の詳細な動作は、図４の波形と図５の電源の出力電圧対出力電流の特性曲線の例を参照して以下で説明される。図４は、電力コンバータの３つの出力負荷条件を表す３組の波形４００、４３０、４６０を示し、この電力コンバータは、一例では、図１の電力コンバータ１００である。波形の組４００は、例えば図５の負荷点５１２などの低負荷条件でのものである。波形の組４３０は、例えば図５の負荷点５１３などの電圧調節領域５０３から電流調節領域５０７への遷移点の近くに電源がある出力負荷条件でのものである。波形の組４６０は、例えば図５の負荷点５１４などの電流調節領域で電源が動作している出力負荷条件でのものである。留意されたいことであるが、図５の曲線は、理想化されたものであり、動作領域５０３、５０７は、電圧と電流が調節される領域であるが、このことは、電圧と電流は一定であるが出力電圧と電流条件に依存して変化することを意味しない。各組の波形４００、４３０、４６０は、３つの波形を含み、一例では図３Ａの信号３３４に等しいクロック信号波形４０１、一例では図３Ａの信号３０２に等しいＤｃｏｎｄ帰還制御信号波形４０２、及び、一例では図３ＡのＶａ３２０に等しいＶａ波形４０３を示している。

波形４００で図示される軽負荷条件は、スイッチング・サイクル周期Ｔ１ ４１２の発振器クロック信号波形４０７を含む。一例では、クロック信号４０７は、発信器によって生成され、図１の電力スイッチ１０５のような電力スイッチのターン・オン期間を開始させるために図１の制御回路１１５のような制御回路で使用される。波形４００は、また、クロック信号４０７パルスの開始から論理ローから論理ハイへのＤｃｏｎｄ波形４０８遷移までの間の期間である電力スイッチ・オン時間Ｔｏｎ１ ４０５を示す。この例では、Ｄｃｏｎｄ信号４０８は、継続時間Ｔ_FB1４０６の間、論理ハイのレベルである。期間Ｔ_FB1の間、図３Ａの帰還コンデンサ３６０は一定の速度で充電され、Ｖａ４０３は、Ｔ_FB1期間の終わりに最大値まで増加する。Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号４０８がローになるとき、帰還コンデンサ３６０は、より低い電圧レベル４１１まで放電される。図３Ａを参照して、このより低い電圧レベルは、基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３０４である。電圧Ｖａ３２０が基準電圧レベルＶｒｅｆ２ ３０４より下に減少したとき、信号３２８はローになり、これによって、今度は、ＡＮＤゲート出力信号３３１がローに設定されて、帰還コンデンサ３６０のそれ以上の放電を防止する。一例では、Ｖａ電圧のこのより低いクランプ制限は、以下で説明されるように比較器３２５の出力をハイに設定するために必要なＶａ３２０の最大変化を制限することによって制御回路３１５の遷移応答を改善するために、１．２５Ｖに設定される。

例の波形４３０では、クロック信号４３１スイッチング・サイクル周期Ｔ２ ４３４は、実質的にＴ１ ４１２に等しく、一方で、Ｔｏｎ２ ４３２はＴｏｎ１ ４０５よりも長い。スイッチング周期繰返し時間が実質的に等しいために電力スイッチ・オン時間はより長いので、電力スイッチのデューティ・サイクルは、波形４００に比べて増加し、したがって波形４３０は、波形４００に比べて出力電流の増加の負荷条件を示す。留意されたいことであるが、負荷の増加に関係した電力スイッチ・デューティ・サイクルのこの増加を調節するために使用される制御回路は、電圧モード又は電流モード制御のような一般的な電源制御技術を使用することができる。他の例では、負荷の増加につれて電力スイッチ・デューティ・サイクルを増加させるために可変周波数制御方式が使用されてもよいことは理解されるであろうが、ただし、この場合、電力スイッチのスイッチング周期繰返し時間Ｔ２は、波形４００の期間４１２と違っている。使用される制御方式にかかわらず、電力スイッチ・デューティ・サイクルとしばしば呼ばれるスイッチング・サイクル周期の一部としての電力スイッチ・オン時間は、波形４３０で波形４００に比べて長い。

波形４３０に示された特定の負荷条件は、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号４０２のデューティ・サイクルＴ_FB2／Ｔ２が５０％よりも僅かに大きい。図３Ａの電流源３０８、３０７が実質的に等しい例では、波形４３０の負荷条件は、したがって、帰還コンデンサ３６０が放電されるよりも長い間充電されるので、各スイッチング・サイクル周期後に上昇する平均電圧Ｖａ４０３をもたらす。時点４３８で、電圧Ｖａ４０３は上の閾値電圧レベル４３６に達し、この閾値電圧レベルは、一例では、図３ＡのＶｒｅｆ１ ３１７に等しい。点４３８で、信号３２４はハイになり、Ｖａ信号波形４３５が閾値電圧４３６よりも大きい期間の間、発振器停止条件を引き起こす。

波形４６０は、Ｄ_cond論理ハイ期間Ｔ_FB3４６３がＴ_FB2よりも長い負荷条件を示す。電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBのこの増加をもたらす負荷条件の例は、電源が図５の５０７のような電流調節領域で動作しているときである。Ｔ_FBは、電源出力電圧の減少につれてＴ_FBが増加するような出力電圧の関数であることを説明するために、前に式（３）を使用した。

波形４６０に図示されたＴ_FBの増加によって、結果として、図３Ａの帰還コンデンサ３６０はより長い期間にわたって充電されて、電圧Ｖａ３２０が閾値電圧レベル４６６を超えることができる。この閾値電圧レベルは、一例では、実質的に１．７５ボルトに等しい。波形４６０の時点４６９で、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号４０２はローになり、帰還コンデンサ３６０は放電し始める。時点４７０で、電圧Ｖａ４６５は閾値電圧レベル４６６より低くなる。Ｖａ信号４６５が閾値電圧レベル４６６より上である期間はＴ_hold４６８として示されている。一例では、期間Ｔ_hold４６８の間、図３Ａの比較器３２５の出力はハイであり、制御回路発振器３３３は停止されて、次のクロック信号３３４のハイ・パルスを遅らせ、したがって次の電力スイッチ１０５スイッチング・サイクル周期の開始を遅らせる。信号３３４は、したがって、電力スイッチのスイッチングを制御するために使用される。

したがって、図４の例では、Ｔ_FB2４３３がスイッチング・サイクル周期Ｔ２ ４３４の５０％の閾値に達したときに、図３Ａの帰還コンデンサ３６０の両端間の平均電圧は、波形４３０で示されるように増加する。Ｖａ４０３の最大値が閾値電圧レベル４６６に達したとき、発振器クロック信号４３１は遅らされる。Ｔ_FBが値Ｔ_FB3に達したとき、発振器クロック信号４６１は、大きさＴ_hold４６８だけ遅らされる。期間Ｔ_hold４６８において、Ｄｃｏｎｄ帰還制御信号４０２は、この時間の実質的に５０％の間ハイで、この時間の実質的に５０％の間ローであるので、全スイッチング・サイクル周期Ｔ３ ４６４の一部としてのＴ_FB3４６３のデューティ・サイクルは、実質的に一定のままである。理解されることであるが、他の実施例では、図３Ａの電流源３０７、３０８の電流値は、スイッチング・サイクル周期２０６の一部としてのＴ_FB期間２０５が５０％以外の値に調節されるように異なっている。したがって、理解されることであるが、電流源３０７、３０８の相対的な値にかかわらず、制御回路３１５は、デューティ・サイクルが閾値に達したとき、電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBのデューティ・サイクルを全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節するように結合される。留意されたいことであるが、上の説明では、発振器３３３の周期は、コンデンサ３６０の両端間の電圧に応答している。

Ｔ_FB3４６３は、図１の電力ダイオード１１７を電流が流れている期間を表しているので、図４の波形は、したがって、制御回路３１５が、電流が出力電力ダイオードを流れている期間のデューティ・サイクルを全スイッチング・サイクル周期の一部として調節するように電力スイッチのスイッチングを制御することを示している。式（２）を参照して理解できることであるが、Ｉ_Dpkが実質的に一定である場合、電流が電力ダイオードを流れている期間のデューティ・サイクルを全スイッチング・サイクル周期の一部として調節することによって、電源の平均出力電流を調節することができる。

一例では、制御回路３１５は、第１のスイッチ３１４のオフ時間の間第１の電流源３０７の両端間の第１の電圧Ｖ１ ３９３を帰還コンデンサ３６０の両端間に現れる電圧に実質的に等しく維持するように結合された電圧安定化回路３０９をさらに備える。

電圧安定化回路３０９は、さらに、第２のスイッチ３１３のオフ時間の間第２の電流源３０８の両端間の第２の電圧Ｖ２ ３９２を、制御回路供給電圧３５４と帰還コンデンサ３６０の両端間に現れる電圧との差に実質的に等しく維持するように結合される。

この例では、電圧安定化回路ブロック３０９は、回路３１５の精度を高めるのを助けるように使用される。電圧安定化回路３０９が無い場合、電流源３０７、３０８の両端間の電圧は、スイッチ３１３、３１４がオン・オフするときかなり変化することがある。この変化は、次の電力スイッチのスイッチング・サイクル中にスイッチ３１３、３１４が再びオンするとき、実際の電流源回路の充放電電流に初期誤差を生じさせる。この初期電流誤差によって、帰還コンデンサ３６０を流れる充放電電流が確定される精度が低下し、これによって、電力コンバータの出力電流が調節される精度が低下する。

スイッチ３１３、３１４がオンであろうとオフであろうと電圧降下を実質的に一定に維持するために、電圧安定化回路３０９は、スイッチ３１３がオンであるときのノード３１９の電圧に実質的に等しい、スイッチ３１３がオフであるときのノード３１９の電圧を確定する。同様に、回路３０９は、スイッチ３１４がオンであるときのノード３２６の電圧に実質的に等しい、スイッチ３１４がオフであるときのノード３２６の電圧を確定する。この動作は、利得増幅器３０６によって実現され、この増幅器３０６の出力は、接続３２１を通して帰還コンデンサ３６０の両端間の電圧に保たれる。利得増幅器３０６の出力は、信号３２７がローのときノード３２６に結合され、信号３２７がハイのときノード３１９に結合される。このようにして、電流源３０７、３０８は、スイッチ３１３、３１４がコンデンサ３６０を流れる電流の電流経路を実現したとき実質的に直ぐにコンデンサ３６０を流れる調節された電流値を確定する。

図３Ｂは、図３Ａの発振器３３３のような発振回路の一例の一部を示す。図３Ｂの発振器３３３は、発振器停止信号３６２を受け取るように結合され、この信号３６２は、一例では、図３Ａの信号３２４である。以下の説明で参照される電圧は全て、図３Ｂの接地電位３４１を基準にしたものである。発振回路３３３の基本動作は次の通りである。比較器３５５の出力信号３４８がハイであるとき、スイッチ３５７が閉じ、Ｖｌｏｗ３５６電圧が比較器３５５の非反転入力に加えられる。さしあたり、発振器が動作することができるように信号３６２がローであると想定すると、インバータ３４２の出力はハイであり、ＡＮＤゲート３５９の出力もまたハイであり、したがってトランジスタ・スイッチ３５０はオンである。したがって、コンデンサ３５２は、電流源３４５の値で決定される速度で放電される。信号３４８はハイであるので、ＯＲゲート３４４の出力はハイであり、したがってトランジスタ・スイッチ３４９はオフである。コンデンサ３５２の両端間の電圧Ｖｏｓｃ３５１がＶｌｏｗ３５６の閾値まで放電したとき、比較器３５５の出力はローになり、スイッチ３５７はオフになり、スイッチ３５４は、インバータ３６３の出力がハイになるためにオンになり、Ｖｈｉ電圧３５３が比較器３５５の非反転入力に加えられる。比較器の出力３４８はローであるので、ＡＮＤゲート３５９の出力はローであり、トランジスタ・スイッチ３５０はオフになる。発振器停止信号３６２が依然としてローであれば、そのときＯＲゲート３４４の出力がローになり、トランジスタ・スイッチ３４９をオンにする。次に、コンデンサ３５２は、電流源３４６で決定される速度で充電される。一例では、電流源３４６は、電流源３４５よりも小さな電流値を有する。電圧Ｖｏｓｃ３５１がＶｈｉ閾値３５３に達したとき、比較器３５５の出力は再びハイになり、このサイクルが繰り返す。しかし、発振器停止信号３６２がハイになったとき、信号３６２がハイである期間の継続中コンデンサ３５２の電圧Ｖｏｓｃ３５１が実質的に一定に保たれるように、ゲート３４２、３５９、３４４が結合される。コンデンサ３５２がこのとき充電されているか放電されているかにかかわらず、そうである。この機能の一例が波形３６４で示され、発振器停止信号３６２がハイである期間中Ｖｏｓｃ電圧３５１が一定に保たれることを示している。

一例では、インバータ３４７を使用してゲート３４４の出力信号３４３を反転し、これをクロック信号３３４が生成されるようにワン・ショット回路３５８の入力に加えることによって、発振器出力クロック信号３３４が生成されてもよい。理解されることであるが、上述の発振器機能が実現され、図３Ｂに示された例が例として簡単に使用される多くのやり方がある。

図５は、また、出力電圧５０１が小さいとき、電源出力電圧５０１と出力電流５０２が理想的な電流調節特性からどのようにずれることがあるかの例を示す。一例では、出力電圧レベル５０９より下の動作は、領域５０８で示されるように欠陥条件と見なされる。電力コンバータが電池充電器用途で使用される一例では、５０９より低い出力電圧での動作は、放電し切った電池又は同様なものを示す。一例では、特性５０４で示されるようにフォールドバック(foldback)特性をたどることが望ましい。他の例では、直線特性５０５が望ましく、さらに別の例では、電圧５０９より低い電圧で出力電流５０２が増加する特性５０６が受け入れられることがある。

図６は、本発明の教示に従った例の非絶縁電力コンバータの回路図６００を示す。図示の例では、示された例の非絶縁電力コンバータは、昇降圧型コンバータである。理解されることであるが、例えば、昇圧型コンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ又はＣｕｋコンバータなどを含むがこれらに限定されない他の型の非絶縁電源も本発明の教示の恩恵を受ける。図示の例では、制御回路６１５は、動作の多くの態様を上述の制御回路１１５、３１５と共有している。一例では、エネルギー伝達要素に補助巻線が必要でなく、代わりに、電圧値Ｖ_FB６１６を有する帰還信号が、エネルギー伝達要素６０９の主巻線６９４から制御回路６１５に結合される。

動作時に、電力スイッチ６０５がオン状態であるとき、電流６０４が、エネルギー伝達要素６０９と電力スイッチ６０５を通って電源６００の第１の入力端子６９１と第２の入力端子６９２の間に流れる。電力スイッチ６０５がオフになったとき、電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBの間、ノード６９３の電圧は、出力接地レール電圧６０７から出力電力ダイオード６３０の両端間の順方向電圧降下を引いた電圧に実質的に等しい値に下がる。この出力電力ダイオード６３０は、エネルギー伝達要素６０９中の電流の流れを持続させるためにエネルギー伝達要素６０９に結合されている。電力スイッチ６０５オフ時間のうちのこの帰還部分Ｔ_FBの間、出力電力ダイオード６３０が電流を伝導しているとき、エネルギー伝達要素６０９の両端間の電圧は、したがって、ダイオード６３０の両端間の順方向ダイオード電圧降下に出力電圧６１９を加えたものに等しく、したがって、電力スイッチ６０５のオフ時間のうちのこの帰還部分Ｔ_FBの間の出力電圧６１９を表す。出力電力ダイオード６３０を流れる電流は、出力コンデンサ６１８を流れる電流と負荷６２１を流れる出力電流６２０の和に実質的に等しい。この例で示されるように、エネルギー伝達要素巻線６９４の両端間の電圧は、電圧値Ｖ_FB６１６を有する帰還信号として、回路ブロック６１３と抵抗器６１１、６１２で形成された抵抗分割器を通して制御回路６１５の帰還端子６２３に結合される。

図示の例では、帰還信号電圧値Ｖ_FB６１６は、電力スイッチ６０５のオフ時間の間だけエネルギー伝達要素６０９の巻線６９４から制御回路６１５に結合される。一例では、回路ブロック６１３は、エネルギー伝達要素の主巻線６９４に結合されたダイオード６９５を含む。電力スイッチ６０５のオン時間の間、ダイオード６９５は逆バイアスされ、したがって抵抗器６１１、６１２の電流の流れを妨げる。

他の例では、回路ブロック６９５は、依然として本発明の教示の恩恵を受けながら、図示のように実質的な短絡接続６９６を含む。回路ブロック６９５が実質的な短絡接続６９６を含むこの例では、信号は、電力スイッチ６０５のオン時間の間、制御回路６１５の端子６２３に加えられる。しかし、電力スイッチ６０５のオン時間の間のこの信号は、電力コンバータの出力電圧を表していない。したがって、回路ブロック６１３が実質的な短絡接続６９６を備える例では、電圧値Ｖ_FB６１６を有する帰還信号は、依然として、電力スイッチ６０５オフ時間の帰還部分Ｔ_FBの間の電力コンバータ６００の出力電圧６１９を表す帰還信号に過ぎず、この帰還部分Ｔ_FBの間、本発明の教示に従ってダイオード６３０を電流が流れている。図６の非絶縁昇降圧型コンバータ回路の一例では、回路ブロック６１３は、帰還信号６１６が出力電圧６１９を正確に表すことを保証するのに役立つようにダイオード６９５を含む。ダイオード６９５の両端間の順方向電圧降下はダイオード６３０の両端間の順方向電圧降下を打ち消す傾向があるからである。

したがって、一例では、制御回路６１５の動作原理は、上述の制御回路１１５、３１５の動作原理に似ている。ダイオード６３０を流れる電流が実質的にゼロの値まで落ちたとき、電力スイッチ６０５オフの帰還部分Ｔ_FBは終わる。制御回路６１５は、電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBのデューティ・サイクルを全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節するように結合される。一例では、図３Ａに関連して述べられた回路が、この動作を実現するために使用されてもよい。

図７は、本発明に従って電力コンバータの入力から電力コンバータの出力に伝達される電力を調節する方法の一例を説明する流れ図７００を一般的に示す。この例に示されるように、帰還信号はブロック７０１で受け取られる。ブロック７０３で、この帰還信号が電力スイッチ１０５オフ時間の帰還部分Ｔ_FBの範囲内にあるかどうかが決定される。そうであれば、ブロック７０５で、帰還コンデンサ３６０は一定の電流源３０８で充電される。ブロック７３０で、帰還コンデンサ３６０の両端間の電圧Ｖａが閾値Ｖｒｅｆ１より上かどうかが決定される。そうであれば、ブロック７１１で、発振器３３３は発振しないようにされ、そしてブロック７０１で再び帰還信号が受け取られる。帰還コンデンサ３６０の両端間の電圧Ｖａが閾値Ｖｒｅｆ１よりも低い場合には、発振器３３３は、動作を続けることができ、再びブロック７０１で帰還信号が受け取られる。ブロック７０３で、その時間が電力スイッチ１０５オフ時間の帰還部分Ｔ_FBの範囲にないと決定された場合には、ブロック７０７で、帰還コンデンサ３６０は一定の電流源３０７で放電される。ブロック７０９で、帰還コンデンサ３６０の両端間の電圧Ｖａが閾値Ｖｒｅｆ１より上かどうかが決定される。そうであれば、ブロック７１１で、発振器３３３は発振しないようにされ、ブロック７０１で再び帰還信号が受け取られる。帰還コンデンサ３６０の両端間の電圧Ｖａが閾値Ｖｒｅｆ１より下である場合には、ブロック７１５で、発振器３３３は動作を続けることができるようになり、一方で、コンデンサ３６０は、一定の電流源３０７によって放電され続ける。理解されることであるが、図３Ａの回路の動作に適合して、コンデンサ３６０の両端間の電圧がより低い閾値レベルＶｒｅｆ２ ３０４より上である限り、コンデンサ３６０は放電されるだけである。ブロック７１７で、今度は次の発振器クロック・ハイ信号パルスを生成する時かどうかが決定され、その時になったとき、ブロック７２０によって、次のクロック・パルス・ハイ信号がブロック７２０で電力スイッチをオンにスイッチングすることができる。ブロック７２１で、電力スイッチ・オン期間が終了したかどうかが決定され、ブロック７２２で、電力スイッチがオフにされ、コンデンサ３６０の放電は停止されるが、ただし、留意されたいことであるが、コンデンサ３６０の電圧３２０がすでに閾値電圧Ｖｒｅｆ２ ３０４に達していた場合には、コンデンサ３６０の放電はすでに停止しているだろう。

したがって、本発明の教示に従って、全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部としての電力スイッチ・オフ時間の帰還部分Ｔ_FBのデューティ・サイクル比に応じて、電力コンバータの入力から出力に伝達される電力を調節するように、図７の例の流れ図の方法を使用して電力スイッチのスイッチングを制御することができる。

制御回路３１５の上の説明において、発信器３３３の周期は、図３Ａのコンデンサ３６０の両端間の電圧に応答している。しかし、留意されたいことであるが、他の例では、発振器の周期は、依然として本発明の恩恵を受けながら、代わりに、ディジタル・カウンタ回路の値に応答する。一例では、ディジタル・カウンタ回路は、電力スイッチのオフ時間の帰還部分の間、電力スイッチのスイッチング周波数よりも高い周波数でインクリメントされてもよいし、また、電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の残り部分の間、電力スイッチのスイッチング周波数よりも高い周波数でデクリメントされてもよい。そのとき、ディジタル・カウンタの計数値は、閾値数と比較され、カウンタの計数が閾値数よりも下である間発振器は動作することが許され、カウンタの計数が閾値数より上であるとき停止されてもよい。留意されたいことであるが、電力スイッチ・オフの帰還部分を電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節するように発振器の周期を制御するために、上の説明の代替えとして、本発明のより広い教示の恩恵を依然として受けながら他の技術が使用されてもよい。

要約書で説明されたことを含んで本発明の例示の例についての上記の説明は、網羅的である意図でなく、又は開示されたまさにその形態への限定である意図でない。本発明の特定の実施形態及び例が、例示の目的のために本明細書で説明されたが、本発明のより広い精神及び範囲から逸脱することなしに様々な同等な修正物が可能である。確かに、理解されることであるが、特定の電圧、電流、周波数、電力範囲値、時間などは、説明の目的のために与えられたものであり、本発明の教示に従った他の実施形態及び例では、他の値も使用されることがある。

これらの修正物は、上の詳細な説明を考慮して本発明の例に含まれて作られることがある。添付の特許請求の範囲で使用される用語は、本発明を明細書で開示された特定の実施形態や特許請求の範囲に限定するように解釈されるべきでない。それどころか、範囲は、添付の特許請求の範囲によって完全に決定されるべきであり、この特許請求の範囲は、請求解釈の確立された原則に従って解釈されるべきである。したがって、本明細書及び図は、限定するものではなく例示するものと見なされるべきである。

帰還信号に応答する制御回路を使用するフライバック電力コンバータの例を一般的に図示する回路図であり、この制御回路は、本発明の教示に従って、ダイオード導通時間のデューティ・サイクルをスイッチング・サイクル周期の一部として調節することができる。 本発明の教示に従ってダイオード導通時間のデューティ・サイクルをスイッチング・サイクル周期の一部として調節するように帰還信号に応答する例の制御回路を使用する電力コンバータの波形を一般的に示す図である。 本発明の教示に従った例の制御回路の一部を図示するより詳細な回路図である。 本発明の教示に従った発振回路の一部を図示する回路図である。 本発明の教示に従ってダイオード導通時間のデューティ・サイクルをスイッチング・サイクル周期の一部として調節するように帰還信号に応答する例の制御回路の波形を一般的に示す図である。 本発明の教示に従った例の制御回路を使用する例の電力コンバータの出力電流に対する出力電圧の特性曲線を示すグラフである。 本発明の教示に従った例の制御回路を使用する例の非絶縁電力コンバータを一般的に図示する回路図である。 本発明の教示に従った電力コンバータの入力から電力コンバータの出力に伝達される電力を調節する例の方法を示す流れ図である。

符号の説明

１００、６００ 電力コンバータ
１０１ ＤＣ入力電圧Ｖ_IN
１０３ 入力巻線
１０５、６０５ 電力スイッチ
１０６ コンデンサ
１０７ 一次側の接地
１０８ 補助巻線
１０９、６０９ エネルギー伝達要素
１１０ 出力巻線
１１１、１１２ 抵抗器
１１４ フィードフォワード信号
１１５、３１５、６１５ 制御回路
１１７、６３０ 出力電力ダイオード
１１８ 出力コンデンサ
１１９、６１９ 出力電圧Ｖｏ
１２１ 負荷
１２３、３２３ 帰還端子
１２４ 接地端子
１２６ 二次側帰路
１９０ 第１の入力端子
１９１ 第２の入力端子
１９４、６９５ 回路ブロック
１９５、６９６ 実質的に短絡接続

Claims (20)

1. 電力コンバータで使用する制御回路であって、
   前記制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するクロック信号を生成するように結合されたクロック信号発生器と、
   前記電力スイッチのオフ時間の帰還部分の間に電力コンバータの出力を表す帰還信号を受け取るように結合された帰還回路とを備え、
   前記帰還回路は、前記帰還信号に応答して、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分のデューティ・サイクルを全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節するために前記クロック信号発生器を制御するように結合され、
   前記帰還回路は、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分の間に充電されるように結合された帰還コンデンサと、前記帰還信号に応答して前記帰還コンデンサを充放電するように結合された第１と第２の電流源とを含み、
   前記帰還コンデンサは、前記全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の残り部分の間放電されるように結合され、
   前記制御回路は、前記第１および第２の電流源の両端間の第１および第２の電圧をそれぞれ安定化するように前記第１および第２の電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備え、
   前記電圧安定化回路は、前記帰還コンデンサに結合された入力を有する増幅器を含み、
   前記増幅器は、前記帰還コンデンサが充電されるように結合されているか放電されるように結合されているかに応じて、前記第１の電流源か前記第２の電流源かのどちらかにそれぞれ結合される出力を有する、制御回路。
2. 前記帰還信号は、帰還電圧である、請求項１に記載の制御回路。
3. 前記帰還信号は、帰還電流である、請求項１に記載の制御回路。
4. 前記クロック信号発生器は、前記帰還回路に応答して発振するように結合された発振器を含む、請求項１に記載の制御回路。
5. 前記クロック信号発生器は、前記帰還回路に応答して発振器を発振させないようにするように結合された比較器を含む、請求項１に記載の制御回路。
6. 前記帰還回路は、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分を決定する検出回路を含む、請求項１に記載の制御回路。
7. 前記検出回路は、前記電力コンバータの出力が電流を伝導するときを検出して、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分を決定する、請求項６に記載の制御回路。
8. 前記検出回路は、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分を決定するために、前記電力コンバータの出力電力ダイオードが電流を伝導するときを検出するダイオード導通検出回路を含む、請求項６に記載の制御回路。
9. 前記ダイオード導通検出回路は、前記電力コンバータの前記出力電力ダイオードが電流を伝導するときを検出するために前記帰還信号を閾値と比較するように結合された比較器を含む、請求項８に記載の制御回路。
10. 前記クロック信号発生器は、前記デューティ・サイクルが閾値に達したとき、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分の前記デューティ・サイクルを前記全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節する、請求項１に記載の制御回路。
11. 前記クロック信号発生器は、前記電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部としての前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分のデューティ・サイクルを実質的に一定であるように調節する、請求項１に記載の制御回路。
12. 電力コンバータで使用する制御回路であって、
    前記制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するクロック信号を生成するように結合されたクロック信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ時間の帰還部分の間に電力コンバータの出力を表す帰還信号を受け取るように結合された帰還回路とを備え、
    前記帰還回路は、前記帰還信号に応答して、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分のデューティ・サイクルを全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節するために前記クロック信号発生器を制御するように結合され、
    前記帰還回路は、
    前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分の間充電されるように結合され、かつ前記全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の残り部分の間放電されるように結合される帰還コンデンサと、
    前記帰還信号に応答して前記帰還コンデンサを充放電するように結合された第１と第２の電流源とを含み、
    前記制御回路は、前記第１および第２の電流源の両端間の第１および第２の電圧をそれぞれ安定化するように前記第１および第２の電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備え、
    前記電圧安定化回路は、前記帰還コンデンサに結合された入力を有する増幅器を含み、
    前記増幅器は、前記帰還コンデンサが充電されるように結合されているか放電されるように結合されているかに応じて、前記第１の電流源か前記第２の電流源かのどちらかにそれぞれ結合される出力を有する、制御回路。
13. 前記クロック信号発生器は、前記帰還回路に応答して発振器を発振させないようにするように結合された比較器を含む、請求項１２に記載の制御回路。
14. 前記帰還信号は、帰還電圧である、請求項１２に記載の制御回路。
15. 前記帰還信号は、帰還電流である、請求項１２に記載の制御回路。
16. 前記クロック信号発生器は、前記デューティ・サイクルが閾値に達したとき、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分の前記デューティ・サイクルを前記全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節する、請求項１２に記載の制御回路。
17. 前記クロック信号発生器は、前記電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部としての前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分のデューティ・サイクルを実質的に一定であるように調節する、請求項１２に記載の制御回路。
18. 電力コンバータで使用する制御回路であって、
    前記制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するクロック信号を生成するように結合されたクロック信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ時間の帰還部分の間に電力コンバータの出力を表す帰還信号を受け取るように結合された帰還回路とを備え、
    前記帰還回路は、前記帰還信号に応答して、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分のデューティ・サイクルを全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の一部として調節するために前記クロック信号発生器を制御するように結合され、
    前記クロック信号発生器は、前記帰還回路に応答して発振器を発振させないようするように結合された比較器を含み、
    前記帰還回路は、前記電力スイッチの前記オフ時間の前記帰還部分の間充電されるように結合され、かつ前記全電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の残り部分の間放電されるように結合される帰還コンデンサと、
    前記帰還信号に応答して前記帰還コンデンサを充放電するように結合された第１と第２の電流源とを含み、
    前記制御回路は、前記第１および第２の電流源の両端間の第１および第２の電圧をそれぞれ安定化するように前記第１および第２の電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備え、
    前記電圧安定化回路は、前記帰還コンデンサに結合された入力を有する増幅器を含み、
    前記増幅器は、前記帰還コンデンサが充電されるように結合されているか放電されるように結合されているかに応じて、前記第１の電流源か前記第２の電流源かのどちらかにそれぞれ結合される出力を有する、制御回路。
19. 前記帰還信号は、帰還電圧である、請求項１８に記載の制御回路。
20. 前記帰還信号は、帰還電流である、請求項１８に記載の制御回路。

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