KR20080086799A - 다이오드 도통 듀티 사이클을 조절하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

전력 변환기 제어 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명의 양상에 따른 전력 변환기에 사용하기 위한 제어 회로는 제어 회로에 연결되는 전력 스위치의 스위칭을 제어하는 클록 신호를 생성하도록 연결되는 클록 신호 생성기를 포함한다. 피드백 회로소자는 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안에는 전력 변환기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 연결된다. 피드백 회로소자는 피드백 신호에 응답하도록 연결되어, 클록 신호 생성기를 제어하여 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절한다.

전력 변환기, 전력 스위치, 클록 신호 생성기, 피드백 회로소자, 피드백 신호

Description

다이오드 도통 듀티 사이클을 조절하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR REGULATING A DIODE CONDUCTION DUTY CYCLE}

도 1은 본 발명에 따른 다이오드 도통 시간과 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절할 수도 있는 피드백 신호에 응답하는 제어 회로를 포함하는 예시적인 플라이백 전력 변환기를 일반적으로 나타내는 개략도.

도 2는 본 발명에 따른 다이오드 도통 시간과 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절하는 피드백 신호에 응답하는 예시적인 제어 회로를 포함하는 전력 변환기에 대한 일반적인 파형들을 도시하는 도면.

도 3a는 본 발명에 따른 예시적인 제어 회로의 일부분을 더욱 상세하게 도시하는 개략도.

도 3b는 본 발명에 따른 발진기 회로의 일부분을 개략적으로 도시하는 도면.

도 4는 본 발명에 따른 다이오드 도통 시간과 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절하는 피드백 신호에 응답하는 예시적인 제어 회로에 대한 일반적인 파형들을 도시하는 도면.

도 5는 본 발명에 따른 예시적인 제어 회로를 포함하는 예시적인 전력 변환기의 출력 전압 대 출력 전류 특성 곡선의 그래프.

도 6은 본 발명에 따른 예시적인 제어 회로를 포함하는 예시적인 비분리형 전력 변환기를 개략적으로 도시하는 도면.

도 7은 본 발명에 따른 전력 변환기의 입력부로부터 전력 변환기의 출력부로 전달되는 전력을 조절하기 위한 예시적인 방법을 나타내는 플로차트.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100: 전력 변환기

105: 전력 스위치

109: 에너지 전달 소자

114: 피드백 신호

115: 제어 회로

117: 출력 전력 다이오드

본 발명은 일반적으로는 스위치형 모드 전력 변환기의 출력 파라미터를 조절하는 제어 회로에 관한 것으로서, 구체적으로는 다이오드 도통 시간과 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절하는 제어 회로에 관한 것이다.

전력 변환기 제어 회로는 다수의 목적과 애플리케이션을 위하여 사용할 수도 있다. 제어 회로 외부의 컴포넌트 수를 줄일 수 있는 제어 회로의 기능이 요구된다. 외부 컴포넌트의 수를 줄임으로써 전력 변환기의 소형화로 인한 이동성을 개선할 수 있고, 전력 변환기 설계를 완성하는 데 필요한 설계 사이클의 수를 줄이 며, 최종 제품의 신뢰성을 또한 개선한다. 더욱이, 감소한 컴포넌트 수로 인하여 전력 변환기의 동작 시 에너지 효율을 향상시킬 수 있고, 전력 변환기 비용을 줄일 수 있다. 컴포넌트 수를 줄일 수 있는 전력 변환기의 한 양상은 이전에 전력 변환기에서 출력 전류를 조절하는 데 필요하였던 외부 회로소자를 간소화 또는 제거하는 데 있다.

AC/DC 전력 변환에 사용하는 분리형 플라이백 변환기에서, 출력 전류는 전력 공급기 출력 단자에 흐르는 전류를 감지하도록 연결되는 통상적으로 저항기인 감지 소자 양단 간에서 일반적으로 측정된다. 이 감지된 전류는, 전력 공급기의 출력부로부터 분리되고, 통상적으로는 광커플러를 사용하는 전력 공급기의 1차 측에 있는 제어 회로에 제공되는 피드백 신호를 생성하는 데 사용한다.

강압-승압 변환기(buck-boost converter), 승압 변환기, SEPIC 변환기 또는 축 변환기(Cuk converter)와 같은 비분리형 전력 공급기에서, 전력 변환기 출력 전류를 나타내는 피드백 신호는 전력 공급기의 출력 단자에 흐르는 출력 전류를 나타내는 신호를 생성하는 감지 저항기와 같은 감지 소자를 사용하여 통상적으로 생성한다.

분리형 및 비분리형 변환기 구성 둘 다에서, 전력 스위치는 전력 공급기 입력부 및 에너지 전달 소자에 연결되고, 전력 스위치가 ON 상태인 경우, 전류는 전력 공급기 입력부로부터 전력 스위치 및 에너지 전달 소자를 통해 흐른다. 제어 회로는 피드백 신호에 응답하여 전력 스위치의 스위칭을 제어해 전력 변환기의 입력부로부터 전력 변환기의 출력부에 전달되는 전력을 조절한다.

본 발명의 양상에 따르면, 전력 변환기에 사용하기 위한 제어 회로로서, 제어 회로에 연결되는 전력 스위치의 스위칭을 제어하는 클록 신호를 생성하도록 연결되는 클록 신호 생성기, 및 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안에는 전력 변환기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 연결되는 피드백 회로소자 - 피드백 회로소자는 피드백 신호에 응답하도록 연결되어, 클록 신호 생성기를 제어하여 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절함 - 을 포함하는 제어 회로를 제공한다.

본 발명의 한정적이지 않고, 모든 것을 망라하는 것은 아닌 실시예 및 예를 첨부한 도면을 참조하여 설명하는데, 다르게 지정되지 않는다면 유사한 참조번호는 다양한 도면을 통해 유사한 부분을 의미한다.

전력 변환기 출력 파라미터를 조절하는 제어 회로를 구현하기 위한 방법 및 장치를 개시한다. 이하에서는, 본 발명의 충분한 이해를 위하여 다수의 특정 항목을 설명한다. 그러나 본 발명을 실행하는 본 기술분야의 당업자에게는 그 특정 항목에 대하여 상세하게 설명할 필요가 없다는 점이 명백해질 것이다. 다른 예에서, 본 발명을 불명료하게 하는 것을 방지하기 위하여, 잘 알려진 매체 또는 방법은 기술하지 않는다.

본 명세서 전반에 걸쳐 참조하는 "한 실시예", "실시예", "한 예" 또는 "예"는 실시예 또는 예에 관하여 설명하는 특별한 특징, 구조 또는 특성은 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 점을 의미한다. 따라서, 본 명세서의 다양한 위치에서 나타나는 어구 "한 실시예에서", "실시예에서", "한 예" 또는 "예"는 모두 반드시 동일한 실시예 또는 예를 의미하지는 않는다. 또한, 특별한 특징, 구조 또는 특성은 하나 이상의 실시예 또는 예의 어떤 적합한 조합 및/또는 서브조합으로 조합할 수도 있다. 더욱이, 본 명세서에 첨부한 도면은 본 기술분야의 당업자에게 설명하기 위하여 제공되는 것이고, 도면은 반드시 일정한 스케일로 그릴 필요는 없다는 점을 인식하게 된다.

이제, 본 발명에 따른 전력 변환기 출력 파라미터를 조절하기 위한 제어 회로를 설명한다. 본 발명의 예는 전력 변환기 출력 파라미터 또는 파라미터들을 조절하는 방법 및 장치를 포함한다.

도 1은, 본 발명에 따른 전력 변환기의 출력 파라미터를 조절하는 제어 회로를 구비하고, 흔히 전력 공급기로서 간주하는 전력 변환기(100)의 일반적인 개략도를 도시한다. 한 실시예에서, 전력 변환기(100)는 1차 접지(107)와 2차 귀로(126)가 전기적으로 서로 분리되는 분리형 플라이백 변환기이다. 다른 예에서 전력 변환기(100)는 본 발명에 따른 하나 이상의 출력이 있을 수 있다는 점을 알게 된다.

도시한 바와 같이, 제어 회로(115)는 한 예에서 모스 전계 효과 트랜지스터(MOSFET), 바이폴라 트랜지스터 등과 같은 전력 스위치(105)에 연결된다. 전력 스위치(105)는 DC 입력 전압(101)과 출력 전력 다이오드(117)에 연결되는 에너지 전달 소자(109)의 DC 입력 권선(103)에 연결된다. 한 실시예에서, DC 입력 전압(101)은 도시하지 않은 AC 전압 소스에 연결되는 정류기 회로의 출력이다. 커패 시터(106)는 전력 변환기 입력 단자 190과 191 사이에 연결되어, 전력 스위치(105)가 ON 상태일 때 제1 및 제2 입력 단자(190,191), 에너지 전달 소자(109) 권선(103) 및 전력 스위치(105)를 통해 흐르는 스위칭 전류에 대한 저 임피던스 소스를 제공한다. 한 예에서, 제어 회로(115)와 스위치(105)는 하이브리드 또는 모놀리식 집적회로로서 제조될 수 있는 집적회로의 일부분을 형성할 수 있다. 제어 회로(115)는 피드백 신호(114)를 수신하도록 연결되고, 피드백 신호는 한 예에서는 전압 신호이며, 다른 예에서는 전류 신호 또는 전력 변환기 출력을 나타내는 다른 신호일 수 있지만, 여전히 본 발명으로부터의 이점을 얻을 수 있다.

도 1의 예에서, 제어 회로(115)는 전력 변환기(100)의 제1 및 제2 입력 단자(190,191)로부터 부하(121)에 연결된 전력 변환기 출력 단자(192,193)로 전달되는 전력을 조절하도록 연결된다. 한 예에서, 조절되는 특정 전력 변환기 출력 파라미터는 DC 출력 전류 Io(120)이다. 에너지 전달 소자(109)는 입력 권선(103) 및 출력 권선(110) 그리고 보조 권선(108)을 포함한다. 피드백 신호(114)는 보조 권선(108)으로부터 저항기 111 및 112가 형성하는 저항 분배기를 통해 제어 회로(115)에 제공된다.

동작 시, 제어 회로(115)는 피드백 신호(114)에 응답하여 전력 스위치(105)를 스위칭함으로써 전력 공급기(100)의 출력을 조절한다. 스위치(105)가 온인 경우, 에너지는 커패시터(106)로부터 에너지 전달 소자(109)의 입력 권선(103)으로 전달된다. 스위치가 오프인 경우, 입력 권선(103)에 저장된 에너지는 출력 권선(110)으로 전달된다. 출력 권선(110)의 에너지는 순방향 바이어스 출력 전력 다 이오드(117)를 통해 커패시터(118) 및 출력 단자(192,193)에 연결된 부하(121)로 흐르는 전류와 함께 전력 공급기(100)의 출력부에 전달된다. 스위치(105)의 오프 주기 동안 출력 전력 다이오드(117)를 통해 전류가 흐르더라도, 부하(121) 양단 간의 출력 전압 Vo(119)과 출력 전력 다이오드(117) 양단 간의 순방향 전압 강하의 합은 출력 권선(110) 양단 간의 전압과 실질적으로 동일하다.

후술하는 바와 같이, 출력 다이오드를 통해 전류가 흐르더라도 출력 권선(110) 양단 간의 전압이 출력 전압 Vo(119)를 나타내는 경우, 전력 스위치 오프 시간의 상기 부분은 전력 스위치(105) 오프 시간의 피드백 부분(T_FB)으로서 간주한다. 몇몇의 경우, 전력 스위치(105)의 오프 주기 동안에는 출력 권선(110)으로부터 출력 전력 다이오드(117)를 통해 전류가 흐르는 것이 실질적으로 멈출 수도 있다. 이 경우, 출력 전력 다이오드(117)는 역방향 바이어스되고, 출력 권선(110) 양단 간의 전압 강하는 더 이상 출력 전압 Vo(119)을 나타내지 않는다. 출력 전력 다이오드(117)를 통해 전류가 실질적으로 흐르지 않을 경우, 전력 스위치(105) 오프 시간의 상기 부분은 전력 스위치(105) 오프 시간의 비 피드백 부분으로서 간주할 수도 있다.

출력 권선(110) 양단 간의 전압은 권선비에 기초하여 에너지 전달 소자의 보조 권선(108)에 반영된다. 그러므로 보조 권선(108) 양단 간의 전압이 전력 스위치(105) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안 사용되어 전력 공급기(100)의 출력에 관한 피드백 신호(114)를 얻을 수도 있고, 연결된 제어 회로(115)가 그 피드백 신 호를 수신하여 전력 스위치(105)의 스위칭을 제어해 전력 공급기(100)의 출력을 조절한다.

한 예에서, 도 1에 도시한 바와 같이 회로 블록(194)은 보조 권선(108)에 연결되는 다이오드(113)를 포함한다. 전력 스위치(105)의 온 시간 동안, 보조 권선 다이오드(113)는 역방향 바이어스되므로 저항기(111,112)에서의 전류 흐름을 방지한다. 또 다른 예에서, 회로 블록(194)이 도시한 바와 같이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)을 포함할지라도 여전히 본 발명으로부터의 이점을 얻는다.

회로 블록(194)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)을 포함하는 예에서, 전력 스위치(105)의 온 시간 동안 신호는 제어 회로(115)의 단자(123)에 인가된다. 그러나 이 신호는 전력 변환기의 출력을 나타내는 것이 아니라 커패시터(106) 양단 간에 나타나는 전력 공급기 입력 전압을 나타내는 피드포워드 신호이다. 한 예에서 제어 회로(115)는 전력 스위치(105)의 온 시간 동안 피드포워드 신호(114)에 응답하도록 연결된다. 또 다른 예에서, 제어 회로(115)는 커패시터(106)에 연결함으로써 직접적으로 유도되는 피드포워드 신호(188)에 응답하도록 연결된다. 따라서, 회로 블록(194)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)을 포함하는 예에서, 신호(114)는 전력 스위치(105) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안에는 단지 전력 변환기(100)의 출력 전압(119)을 나타내는 피드백 신호일 뿐이다. 한 예에서 전력 스위치(105) 오프 시간 중 이 피드백 부분(T_FB)은 전류(198)가 출력 전력 다이오드(117)에 흐르는 동안의 주기인데, 도 2에 도시한 예를 참조하여 이하에서 설명한 다.

도 2는 도 1의 예시적인 회로의 동작을 일반적으로 나타내는 예시적인 파형을 도시한다. 이를 테면, 파형(200)은 도 1의 V_FB(116)의 전압 파형이다. 파형(214)은 도 1의 전력 스위치(105)에 흐르는 드레인 전류(104)의 전류 파형이다. 파형(230)은 도 1의 전력 다이오드(117)에 흐르는 다이오드 전류(198)의 전류 파형이다. 파형(240)은 전류가 도 1의 출력 전력 다이오드(117)를 통해 흐르는지 여부를 나타내는 피드백 제어 신호 파형이다. 한편, 도시한 예의 파형(240)은 전력 스위치(105)가 오프이더라도 출력 전력 다이오드(117)가 전류를 도통하고 있는지 여부를 나타낸다. 도시한 예에서, 전력 스위치(105)가 시각 250에서 턴 온되기 전에는 출력 전력 다이오드 전류(232)는 실질적으로 0이므로, 파형 214 및 230은 불연속 전류 파형으로 도시하였다. 그러므로 드레인 전류 파형(209)은 전력 스위치(105)가 턴 온되는 시각마다 실질적으로 0 전류(215)로부터 시작된다.

각 스위칭 사이클에서, 전력 스위치는 온 시간 Ton(204) 동안에는 온이고, 오프 시간 Toff(206) 동안에는 오프이다. 흔히 반사 전압 주기로서 간주하는 전력 스위치 오프 시간 Toff(206) 중 피드백 부분 T_FB(205) 동안, 전류(232)는 전력 변환기(100)의 출력 전력 다이오드(117)에 흐르고, 출력 권선(110) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)과 전력 다이오드(117)의 순방향 전압 강하의 합과 실질적으로 동일하다.

도시한 예에서, 출력 전력 다이오드(117)에 흐르는 전류(198)는 출력 커패시 터(118)에 흐르는 전류와 부하(121)에 흐르는 출력 전류 Io(120)의 합과 실질적으로 동일하다. 다이오드(117)의 순방향 전압은 제조 데이터를 통해 실질적으로 알려져 있으므로, 권선(110) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)을 나타낸다. 또한, 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압은 권선 110과 108의 권선비를 통해 권선(110) 양단 간의 전압과 관련이 있다. 예를 들어, 권선 110과 108의 권선 수가 동일하면, 권선(110) 및 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압은 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB(205) 동안에는 1차적으로는 실질적으로 동일할 것이다. 누설 인덕턴스 및 상호 용량(interwinding capacitance)과 같은 2차 영향에 대해서는 본 발명을 불명료하게 하지 않기 위하여 본 명세서에서 설명하지 않는다.

스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB(205) 동안, 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)을 또한 나타낸다. 한 예에서, 파형(240)은 피드백 전압 신호(208)와 임계 전압 레벨(236)을 비교하여 피드백 전압 신호(208)가 임계 전압 레벨(236)보다 클 때 신호(242)에 논리 하이를 발생시킴으로써 피드백 제어 신호 Dcond(241)를 제공하도록 발생한다. 그러므로 논리 신호(242)가 하이인 기간은 전류가 도 1의 전력 출력 다이오드(117)를 통해 흐르는 경우에는 주기 T_FB(205)와 실질적으로 동일하다.

또 다른 예에서 임계 레벨(236)보다 낮은 값인 임계 전압 레벨(280)을 사용하여 Dcond 피드백 신호(241)를 발생시킬 수 있다. 이 더 낮은 임계 전압 레벨은 전력 공급기 출력 전압 크기 및 피드백 전압 신호(208)의 크기에 민감하지 않다. 예를 들어, 도 1의 전력 변환기에서, 출력 전압(119)이 높은 출력 전류 상태에서 감소하는 경우에는 접지 전위(202)와 관련된 피드백 전압 신호(208)의 크기가 또한 감소할 것이다. 임계 전압 레벨(236)을 사용하여 Dcond 피드백 제어 신호(241)를 발생시키는 예에서, 임계 전압 레벨(236)이 피드백 전압 신호(208)보다 항상 클 정도로 피드백 전압 신호(208)의 크기를 낮출 수 있고, 이로 인해 Dcond 피드백 제어 신호(241)는 항상 논리 로우 레벨에서 유지되어, 전류가 출력 다이오드(117)에 흐르고 있는 주기를 더 이상 나타내지 않는다. 더 낮은 임계 레벨(280)은 이 상태를 없앤다.

한 예에서, 더 낮은 임계 전압 레벨(280)은 2개의 다른 고려사항이 있다는 점을 알게 된다. 한 예에서 제1 고려사항은 Dcond 신호의 주기는 시간 주기 Terr(282)만큼 증가한다는 점이다. 이 Terr(282)은 출력 다이오드(117)에 전류가 흐르는 주기를 더 이상 정확하게 나타내지 못하므로 Dcond(241) 파형에 에러를 야기한다. 그러므로 한 예에서 제어 회로(115)에 대한 내부 회로소자는 이 에러를 보상할 필요가 있다.

한 예에서 제2 고려사항은 피드백 전압 신호(208)의 기생 완화 링잉 파형(parasitic relaxation ringing waveform)이 주기 Trg(281) 동안 하위 임계 전압 레벨(280)을 초과하여, 제어 회로(115)가 거짓의 제2 논리 하이(283)를 제거하는 회로소자를 포함하지 않는다면 Dcond 피드백 제어 신호(241)에 이러한 거짓 논리 하이(283)를 발생시킬 수 있다는 점이다. 한 예에서 그와 같은 회로소자는 주기 T_FB(205)의 종료로부터 시각 284에서 그 다음 전력 스위치 스위칭 사이클이 시작될 때까지 Dcond(241) 신호를 로우로 유지하도록 설정되는 래치를 포함할 수 있다.

또 다른 예에서, 상술한 고려사항 중 하나 또는 둘 다는 피드백 전압 신호(208)와 비교해서 Dcond 피드백 제어 신호(241)를 생성하는 가변 전압 임계 레벨을 이용하는 제어 회로(115)를 설계함으로써 방지할 수 있다. 한 예에서, 가변 전압 임계 레벨은 피드백 전압 신호(208)에 따라 전압 임계 레벨 236과 280 사이에서 변할 수 있다. 한 예에서 이 가변 전압 임계 레벨은 시각 275에서 전력 스위치 턴 오프 후 T_FB(205) 주기 동안의 어떤 고정된 시간에 피드백 신호(208)의 크기를 샘플링함으로써 그리고 고정 값을 샘플링된 크기로부터 뺌으로써 얻는다. 한 예에서, 고정 값은 실질적으로 0.5V와 동일한 전압이다.

이 예에서 V_FB(116)인 피드백 신호(114)는 공지된 회로 블록(194) 및 저항기 111과 112가 형성한 저항 분배기를 통해 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압과 관계가 있으므로, 피드백 신호(114)는 전력 스위치 오프 시간 Toff(206) 중 피드백 부분 T_FB(205) 동안에는 전력 공급기의 출력 전압을 나타낸다.

전력 스위치(105) 온 시간 주기 Ton(204) 동안, 도 1의 피드백 단자(123)에 나타나는 전압은 회로 블록(194)이 다이오드(113)를 포함하거나, 단자(123)에 연결되는 내부 클램프(도시하지 않음)가 존재하지 않으면 접지 단자(124)와 관련된 실질적으로 0V인 점을 알게 된다. 이 경우는 실질적으로 접지 전압(202)과 동일한 도 2의 전압 레벨(213)로 도시한다.

도 1의 제어 회로(115)가 단자(123)에 연결되는 내부 클램프를 구비하지 않는 예시적인 회로 구성 및 회로 블록(194)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)을 포함하는 경우, 피드백 단자(123)에 나타나는 전압은 도 2에 파선으로 도시한 타입의 특성을 따를 수 있다. 어느 경우이든, 도시한 예의 피드백 전압 신호(208)는 전류 I_DIODE 198과 233이 출력 전력 다이오드(117)를 통해 흐르고 있는 시간 주기와 실질적으로 동일한 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB(205) 동안에는 전력 변환기(100)의 출력 전압(119)을 나타낸다.

도 2의 파형으로부터, 도 1의 출력 단자(192,193)에 흐르는 평균 출력 전류 레벨 I_OUTAVE(235)은 예를 들어 다음의 관계식에 따른 I_DIDOE(233) 파형으로부터 계산할 수도 있다.

여기서, T_FB/T는 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기 T의 비율인 듀티 사이클을 나타내는 항이다. I_DIODEpk는 에너지 전달 소자(109) 내의 NP(170)와 Ns(171)의 공지된 입력 권선 대 출력 권선비 Np/Ns에 의해 I_Dpk와 관계가 있으므로, I_OUTAVE는 I_D(210)의 피크 값 I_Dpk(201)으로부터 다음과 같이 계산할 수 있다.

비율 Np/Ns는 고정되므로, 수학식 (2)의 I_Dpk가 실질적으로 고정되면, 전력 공급기의 평균 출력 전류 I_OUTAVE(235)는 T_FB(205)와 전력 스위치 스위칭 사이클 주기 T(212)의 비율인 듀티 사이클을 조절함으로써 조절할 수 있다. 즉, I_OUTAVE(235)는 출력 전력 다이오드 도통 시간과 전력 스위치 스위칭 사이클 주기(212)의 비율인 듀티 사이클을 조절함으로써 조절할 수 있다.

T_FB 주기(205)는 다음의 수학식으로 제어된다.

한 예에서, L은 도 1의 에너지 전달 소자 출력 권선(110)의 인덕턴스로서, 외부 회로소자로부터 연결되지 않은 모든 다른 에너지 전달 소자 권선을 이용하여 측정하고, Vo는 도 1의 출력 전압(119)이며, V_DIODE는 전류 I_DIODE(198)가 흐르고 있는 동안의 도 1의 출력 다이오드(117)의 순방향 전압 강하이다. 수학식 (3)에서 V_DIDOE 및 L은 I_Dpk의 고정 값을 위하여 주어진 전력 변환기에 실질적으로 고정되므로, 출력 전압(Vo)이 감소하면 T_FB는 증가할 것이라는 점을 알게 된다. 이 상태는 부하(121) 임피던스가 감소함에 따라 출력 전압(119)이 저하되는 전력 변환기의 전류 조절 동 작 영역에 관한 것이다. 이 동작 영역은 도 5를 참조하여 상세하게 후술한다.

도 3a는 본 발명에 따른 한 예에서 도 1의 제어 회로(115)일 수 있는 제어 회로(315)의 내부 회로소자의 부분을 형성할 수 있는 회로(300)의 예시적인 개략도를 도시한다. 도 3a에 도시한 회로소자는 회로의 한 예로서, 한 예에서 출력 전력 다이오드(117)를 통해 전류가 흐르는 동안의 시간 주기와 실질적으로 동일한 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB 동안의 전력 변환기 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 연결되는 경우, 본 발명에 따른 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절함으로써 전력 변환기의 입력부로부터 전력 변환기의 출력부까지의 전력 전달을 조절할 수 있다.

도시한 예에서 나타낸 바와 같이, 제어 회로(315)는 피드백 단자(323)에서 피드백 신호 V_FB(316)를 수신하도록 연결된다. 한 예에서, 제어 회로(315)는 적어도 Dcond 신호 생성기 블록(399), 스위치(313,314), 피드백 커패시터(360) 및 전류 소스(307,308)를 구비하는 피드백 회로소자를 포함한다. 피드백 신호 V_FB(316)는 Dcond 신호 생성기 회로 블록(399)에 인가된다. 다른 예에서, Dcond 신호 생성기 블록(399)은 피드백 전류 신호를 수신하도록 구성할 수 있어, 외부 저항기(312)에 대한 요구를 없애고, 피드백 신호는 저항기(311)를 통해 피드백 단자(323)로 흐르는 전류를 포함한다는 점을 인식하게 된다. 한 예에서 회로 블록(399)의 Dcond 피드백 제어 신호(302) 출력은 도 2의 Dcond 피드백 제어 신호(241)와 동일하다. Dcond 피드백 제어 신호(302)를 생성하기 위하여, Dcond 생성기 회로 블록(399)은 도 2를 참조하여 상술한 하나 이상의 기법을 이용할 수도 있다.

한 예에서 Dcond 피드백 제어 신호(302)는 인버터(303)에서 반전된 다음, 스위치(313)의 게이트 및 AND 게이트(305)의 한 입력부에 제공된다. AND 게이트(305)의 출력부는 스위치(314)의 게이트에 연결된다. AND 게이트(305)의 목적에 대해서는 도 4를 참조하여 이하에서 설명하지만, 직면한 설명을 위하여, 신호(328)는 하이로 가정하고, 따라서 직면한 설명을 위하여 신호(328)는 하이로 가정하므로 스위치(314)의 게이트에 인가되는 신호(331)는 스위치(313)의 게이트에 인가되는 신호(327)와 동일하다. 피드백 커패시터(360)는, 신호(327)가 로우이고, 스위치(313)가 온 상태인 경우에는 전류 소스(308)에 의해 결정되는 비율로 충전된다. 피드백 커패시터(360)는, 신호(237)가 하이이고, 스위치(314)가 온 상태인 경우에는 전류 소스(307)에 의해 결정되는 비율로 방전된다.

그러므로 피드백 커패시터(360) 양단 간의 전압 Va(360)의 평균값은 Dcond 피드백 제어 신호(302)의 듀티 사이클에 의해 결정된다. 전압 Va(360)이 임계값 Vref1(317)에 도달하는 경우, 비교기(325)의 출력 신호(324)는 하이가 된다. 한 예에서 출력 신호(324)가 하이인 경우, 발진기 회로(333)는 비교기 출력 신호가 하이로 유지되는 주기 동안에는 그 다음 클록 신호(334) 하이 펄스를 지연시키도록 연결된다. 한 예에서, 발진기 클록 신호(334) 하이 펄스는 전력 스위치(105) 스위칭 사이클 온 시간 주기의 스타트를 시작한다. 후술하는 바와 같이, 한 예에서 비교기(325) 및 발진기(333)는 본 발명에 따른 전력 스위치의 스위칭을 제어하여 전 력 변환기의 출력을 조절하는 제어 회로(315) 내 클록 신호 생성기 회로의 일부분으로서 포함된다.

도 3a에 도시한 회로의 상세한 동작은 도 4의 파형 및 도 5의 예시적인 전력 공급기 출력 전압 대 출력 전류 특성을 참조하여 후술한다. 도 4는 한 예에서 도 1의 전력 변환기(100)일 수 있는 전력 변환기의 3개 출력 부하 상태를 나타내는 3개 세트의 파형 400, 430 및 460을 도시한다. 파형 세트(400)는 예를 들어 도 5의 부하 포인트(512)와 같은 낮은 부하 상태에 대한 것이다. 파형 세트(430)는 전력 공급기가 전압 조절 영역(503)으로부터 전류 조절 영역(507)으로의 변환 포인트, 예를 들어 도 5의 부하 포인트(513)에 근접하는 출력 부하 상태에 대한 것이다. 파형 세트(460)는 전력 공급기가 전류 조절 영역, 예를 들어 도 5의 부하 포인트(514)에서 동작하고 있는 출력 부하 상태에 대한 것이다. 도 5의 곡선이 이상적이고, 동작 영역(503,507)은 전압 및 전류가 조절되는 영역이지만, 이는 그 영역이 일정하다는 점을 의미하는 것이 아니라 출력 전압 및 전류 상태에 따라 변할 수 있다는 점을 의미한다는 것을 알게 된다. 각 파형 세트(400,430,460)는, 한 예에서 도 3a의 신호(334)와 동일한 클록 신호 파형(401), 한 예에서 도 3a의 신호(302)와 동일한 Dcond 피드백 제어 신호 파형(402) 및 한 예에서 도 3a의 Va(320)와 동일한 Va 파형(403)을 나타내는 파형들을 포함한다.

파형(400)으로 도시한 낮은 부하 상태는 스위칭 사이클 주기 T1(412)의 발진기 클록 신호 파형(407)을 포함한다. 한 예에서, 클록 신호(407)는 발진기가 생성하고, 도 1의 제어 회로(115)와 같은 제어 회로에 사용하여 전력 스위치(105)와 같 은 전력 스위치의 턴 온 주기를 시작한다. 또한, 파형(400)은 클록 신호(407) 펄스의 시작과 논리 로우에서 논리 하이로의 Dcond 파형(408) 변환 사이의 시간 주기인 전력 스위치 온 시간 Ton1(405)을 도시한다. 예에서 Dcond 신호(408)는 기간 T_FB1(406)에 대하여 논리 하이 레벨이다. 주기 T_FB1 동안, 도 3a의 피드백 커패시터(360)는 고정된 비율로 충전되고, Va(403)는 T_FB1 주기의 종료 시 최대값으로 증가한다. Dcond 피드백 제어 신호(408)가 로우일 때, 피드백 커패시터(360)는 더 낮은 전압 레벨(411)로 방전된다. 도 3a를 참조하면, 이 더 낮은 전압 레벨은 기준 전압 Vref2(304)이다. 전압 Va(320)이 기준 전압 레벨 Vref2(304) 이하로 떨어지는 경우, 신호(328)는 로우로 되어 AND 게이트 출력 신호(331)를 로우로 설정하여 피드백 커패시터(360)의 어떤 다른 방전을 방지한다. 한 예에서 Va 전압에서의 이 더 낮은 클램프 한계는 1.25V로 설정되어, 후술하는 바와 같이 비교기(325)의 출력을 하이로 설정하는 데 필요한 Va(320)에서의 최대 변화를 제한함으로써 제어 회로(315)의 변환 응답을 개선한다.

예시적인 파형(430)에서, 클록 신호(431) 스위칭 사이클 주기 T2(434)는 Ton2(432)가 Ton1(405)보다 긴 동안에는 T1(412)과 실질적으로 동일하다. 전력 스위치 온 시간은 실질적으로 동일한 스위칭 주기 사이클 시간에 대하여 더 길므로, 전력 스위치 듀티 사이클은 파형(400)과 비교해서 증가하고, 따라서 파형(430)은 파형(400)과 비교해서 증가한 출력 전류 부하 상태를 나타낸다. 전력 스위치 듀티 사이클과 증가하는 부하에서의 이러한 증가를 조절하는 데 사용하는 제어 회로소자 는 전압 모드 또는 전류 모드 제어와 같은 공통 전력 공급기 제어 기법을 사용할 수 있음을 알게 된다. 다른 예에서 가변 주파수 제어 방식을 이용하여 전력 스위치 듀티 사이클과 증가하는 부하를 증가시킬 수 있고, 이러한 경우이더라도, 전력 스위치 스위칭 주기 사이클 시간 T2는 파형(400)에서의 주기(412)와는 상이하다는 점을 인식하게 된다. 그 제어 방식을 이용하더라도, 흔히 전력 스위치 듀티 사이클로서 간주하는 전력 스위치 온 시간과 스위칭 사이클 주기의 비율은 파형(400)과 비교해서 파형(430)에서 더 높다.

파형(430)에서 도시한 특정 부하 상태는 Dcond 피드백 제어 신호(402) 듀티 사이클 T_FB2/T2이 50%보다 약간 더 큰 상태이다. 도 3a의 전류 소스(308,307)가 실질적으로 동일한 예에서, 피드백 커패시터(360)는 방출되는 것보다 더 오랫동안 충전되므로, 파형(430)의 부하 상태는 각 스위칭 사이클 주기 이후의 평균 전압 Va(403) 상승을 야기한다. 시각 포인트 438에서, 전압 Va(403)는 한 예에서 도 3a의 Verf1(317)과 동일한 더 높은 임계 전압 레벨(436)에 도달한다. 포인트 438에서, 신호(324)는 하이로 되고, Va 신호 파형(435)이 임계 전압(436)보다 커지는 주기에 대하여 발진기 유지 상태를 시작한다.

파형(460)은 Dcond 논리 하이 주기 T_FB3(463)가 T_FB2보다 긴 부하 상태를 도시한다. 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB에서의 이러한 증가를 야기할 수 있는 예시적인 부하 상태는 전력 공급기가 도 5의 507과 같은 전류 조절 영역에서 동작하는 경우이다. 수학식 (3)은 T_FB가 출력 전압의 함수이어서 T_FB는 전력 공급기 출력 전압이 감소하면 증가한다는 사실을 설명하는 데 먼저 사용하였다.

파형(460)에서 도시한 T_FB에서의 증가로 인해 도 3a의 피드백 커패시터(360)는 더 긴 시간 주기에 대하여 충전되어, 전압 Va(320)은 임계 전압 레벨(466)을 초과하여 한 예에서는 실질적으로 1.75V와 동일해진다. 파형(460)에서의 시각 포인트(469)에서, Dcond 피드백 제어 신호(402)는 로우로 되고, 피드백 커패시터(360)는 방전되기 시작한다. 시각 포인트(470)에서 전압 Va(465)은 임계 전압 레벨(466) 이하로 저하된다. Va 신호(465)가 임계 전압 레벨(466) 이상인 시간 주기는 T_hold(468)로서 도시한다. 한 예에서, 주기 T_hold(468) 동안, 도 3a의 비교기 출력은 하이이고, 제어 회로 발진기(333)가 유지되며, 그 다음 클록 신호(334) 하이 펄스를 지연시키므로, 그 다음 전력 스위치(105) 스위칭 사이클 주기의 시작을 지연시킨다. 그러므로 신호(334)는 전력 스위치의 스위칭을 제어하는 데 사용된다.

그러므로 도 4의 예에서, T_FB2(433)가 스위칭 사이클 주기 T2(434)의 50% 임계값에 도달할 때, 도 3a의 피드백 커패시터(360) 양단 간의 평균 전압은 파형(430)에서 도시한 바와 같이 증가한다. Va(403)의 최대값이 임계 전압 레벨(466)에 도달하는 경우, 발진기 클록 신호(431)는 지연된다. T_FB가 값 T_FB3에 도달하는 경우, 발진기 클록 신호(461)는 값 T_hold(468)만큼 지연된다. T_hold(468)에 대하여, Dcond 피드백 제어 신호(402)는 실질적으로 시간의 50% 동안은 하이이고, 실질적으로 시간의 50% 동안은 로우이므로, T_FB3(463)와 전체 스위칭 사이클 주기 T3(464)의 비율인 듀티 사이클은 실질적으로 일정하게 유지된다. 다른 예에서, 도 3a의 전류 소스(307,308)의 전류 값이 상이할 수 있어 T_FB 시간 주기(205)와 스위칭 사이클 주기(206)의 비율은 50%가 아닌 값으로 조절된다는 점을 인식하게 된다. 그러므로 전류 소스(307,308)의 상대적인 값이더라도, 듀티 사이클이 임계값에 도달하는 경우에는 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절하도록 제어 회로(315)를 연결한다는 점을 인식하게 된다. 상술한 설명에서 발진기(333) 주기는 커패시터(360) 양단 간의 전압에 응답한다는 점을 알게 된다.

T_FB3(463)은 도 1의 전력 다이오드(117)를 통해 전류가 흐르는 경우의 주기를 나타내므로, 도 4의 파형들은 제어 회로(315)가 전력 스위치의 스위칭을 제어하여 출력 전력 다이오드를 통해 전류가 흐르는 경우의 주기와 전체 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절한다는 점을 나타낸다. 수학식 (2)를 참조하면, I_Dpk가 실질적으로 고정된 경우, 전력 공급기의 평균 출력 전류는 전력 다이오드를 통해 전류가 흐르는 경우의 주기와 전체 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절함으로써 조절할 수 있다는 점을 알 수 있다.

한 예에서, 제어 회로(315)는 제1 스위치(314)의 오프 시간 동안 제1 전류 소스(307) 양단 간의 제1 전압 V1(393)을 피드백 커패시터(360) 양단 간에 나타나는 전압과 실질적으로 동일하게 유지하도록 연결되는 전압 안정화 회로(309)를 더 포함한다.

전압 안정화 회로(309)는 제2 스위치(313)의 온 시간 동안 제2 전류 소스(308) 양단 간의 제2 전압 V2(392)을 제어 회로 공급기 전압(354)과 피드백 커패시터(360) 양단 간에 나타나는 전압 간의 차와 실질적으로 동일하게 유지하도록 또한 연결된다.

예에서, 전압 안정화 회로 블록(309)은 회로(315)의 정확도 향상을 돕는 데 사용한다. 전압 안정화 회로(309)가 없는 경우, 전류 소스(307,308) 양단 간의 전압은 스위치(313,314)가 턴 온 및 턴 오프하는 경우에 상당히 변경될 수도 있다. 이는, 스위치(313,314)가 그 다음 전력 스위치 스위칭 사이클 동안 다시 턴 온하는 경우에 실제 전류 소스 회로의 충전 및 방전 전류에 초기 에러를 야기한다. 이러한 초기 전류 에러는 피드백 커패시터(360)에 흐르는 충전 및 방전 전류가 확립되는 정확도를 떨어뜨려 전력 변환기 출력 전류가 조절되는 정확도를 떨어뜨린다.

전압 강하를 실질적으로 일정하게 유지하기 위하여, 스위치(313,314)가 온 또는 오프이건 간에, 전압 안정화 회로(309)는 스위치(313)가 오프인 경우에는 노드(319)에 전압을 제공하고, 그 전압은 스위치(313)가 온인 경우의 노드(319)에서의 전압과 실질적으로 동일하다. 유사하게, 회로(309)는 스위치(314)가 오프인 경우에는 노드(326)에 전압을 제공하고, 그 전압은 스위치(314)가 온인 경우의 노드(326)에서의 전압과 실질적으로 동일하다. 이 성능은 단위 이득 증폭기(306)가 제공하고, 단위 이득 증폭기의 출력은 커넥션(321)을 통해 피드백 커패시터(360) 양단 간의 전압으로 유지된다. 단위 이득 증폭기(306)의 출력은 신호(327)가 로우일 때는 노드(326)에 연결되고, 신호(327)가 하이일 때는 노드(319)에 연결된다. 이러한 방식으로, 전류 소스(313,314)는 스위치(313,314)가 커패시터(360)에 흐르는 전류에 대한 전류 경로를 제공하는 즉시 커패시터(360)에 흐르는 조절된 전류 값을 제공한다.

도 3b는 도 3a의 발진기(333)와 같은 발진기 회로의 한 예의 일부분을 도시한다. 도 3b의 발진기(333)는 한 예에서 도 3a의 신호(324)일 수 있는 발진기 홀드 신호(362)를 수신하도록 연결된다. 다음의 설명에서 의미하는 모든 전압은 도 3b의 접지 전위(341)와 관련된다. 발진기 회로(333)의 기본 동작은 다음과 같다. 비교기(355) 출력 신호(348)가 하이일 때, 스위치(357)는 폐쇄되고, Vlow(356) 전압은 비교기(355)에 대한 비반전 입력부에 인가된다. 신호(362)가 로우인 순간에 발진기가 동작한다고 가정하면, 인버터(342)의 출력은 하이이고, AND 게이트(359)의 출력은 또한 하이이며, 따라서 트랜지스터 스위치(350)는 온이다. 그러므로 커패시터(352)는 전류 소스(345)의 값에 의해 결정된 비율로 방전된다. 신호(348)가 하이이므로, OR 게이트(344)의 출력은 하이이고, 따라서 트랜지스터 스위치(349)는 오프이다. 커패시터(352) 양단 간의 전압 Vosc(351)이 Vlow(356)의 임계값까지 방전될 때, 비교기(355)의 출력은 로우로 되고, 스위치(357)는 턴 오프되며, 스위치(354)는 하이로 되는 인버터(363) 출력으로 인하여 턴 온되며, Vhi 전압(353)은 비교기(355)의 비반전 입력부에 인가된다. 비교기 출력(348)이 로우이므로, AND 게이트(359)의 출력은 로우이고, 트랜지스터 스위치(350)는 턴 오프된다. 발진기 홀드 신호(362)가 여전히 로우이면, OR 게이트(344)의 출력은 로우로 되어, 트랜지스터 스위치(349)를 턴 온한다. 다음으로, 커패시터(352)는 전류 소스(346)에 의 해 결정된 비율로 충전된다. 한 예에서 전류 소스(346)는 전류 소스(345)보다 낮은 전류 값을 갖는다. 전압 Vosc(351)이 Vhi 임계치(353)에 도달할 때, 비교기(355)의 출력은 다시 하이로 되고, 그 사이클은 반복된다. 그러나 게이트 342, 359 및 344가 연결되어, 발진기 홀드 신호(362)가 하이로 될 때, 커패시터(352) 전압 Vosc(351)은 신호(362)가 하이인 주기의 기간 동안에는 실질적으로 일정하게 유지된다. 이는, 커패시터(352)가 그 시간에 충전 또는 방전되더라도 변하지 않는다. 이 기능의 한 예는 Vosc 전압(351)이 발진기 홀드 신호(362)가 하이인 주기 동안에는 일정하게 유지된다는 점을 도시한 파형(364)으로 나타낸다.

한 예에서 발진기 출력 클록 신호(334)는 인버터(347)를 사용하여 게이트(344)의 출력 신호(343)를 반전시켜 클록 신호(334)를 생성하는 원 샷 회로(358)의 입력부에 인가함으로써 생성할 수 있다. 상술한 발진기 기능을 실현할 수 있고, 도 3b에 도시한 예를 간단한 예로서 사용하는 다양한 방식이 존재한다는 점을 알게 된다.

도 5는 전력 공급기 출력 전압(501) 및 출력 전류(502)가 출력 전압(501)이 로우일 때 이상적인 전류 조절 특성으로부터 어떻게 벗어나는지에 대한 예를 나타낸다. 한 예에서 출력 전압 레벨(509) 이하의 동작은 영역(508)으로 나타낸 바와 같이 장애 상태로서 간주한다. 전력 변환기를 배터리 충전기 애플리케이션에 사용하고 있는 한 예에서, 509 이하의 출력 전압에서의 동작은 용량이 거의 다 소모된 배터리 등을 나타낼 수 있다. 한 예에서 특성(504)으로 나타낸 바와 같은 폴드백 특성을 따르는 것이 바람직하다. 또 다른 예에서는 직선 특성(505)이 바람직하고, 또 다른 예에서는 출력 전류(502)가 전압(509) 이하의 전압에서 증가하는 특성(506)이 용인될 수도 있다.

도 6은 본 발명에 따른 예시적인 비분리형 전력 변환기의 개략도(600)를 도시한다. 도시한 예에서, 도시한 예시적인 비분리형 전력 변환기는 승압-강압 변환기이다. 또한, 예를 들어 승압 변환기, SEPIC 변환기, 축(Cuk) 변환기 등을 포함하지만 이에 한정하지 않는 다른 타입의 비분리형 전력 공급기에 본 발명을 적용할 수도 있음을 인식하게 된다. 도시한 예에서, 제어 회로(615)는 전술한 제어 회로(115,315)의 많은 동작 양상을 공유한다. 한 예에서, 에너지 전달 소자상의 보조 권선이 필요없고, 그 대신에 전압 값 V_FB(616)을 갖는 피드백 신호가 메인 에너지 전달 소자(609) 권선(694)으로부터 제어 회로(615)에 제공된다.

동작 시, 전력 스위치(605)가 ON 상태인 경우, 전류는 에너지 전달 소자(609)와 전력 스위치(605)를 통해 전력 공급기(600)의 제1 입력 단자(691)와 제2 입력 단자(692) 사이에 흐른다. 전력 스위치(605)가 턴 오프되는 경우, 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB 동안, 노드(693)에서의 전압은 출력 접지 레일 전압(607)에서 에너지 전달 소자(609)에 연결되는 출력 전력 다이오드(630) 양단 간의 순방향 전압 강하를 뺀 전압과 실질적으로 동일한 값으로 낮아져 에너지 전달 소자(609)에서의 전류 흐름을 유지한다. 전력 스위치(605) 오프 시간 중 이 피드백 부분 T_FB 동안, 출력 전력 다이오드(630)가 전류를 도통하고 있는 경우에는 에너지 전달 소자(609) 양단 간의 전압이 출력 전압(619)+다이오드(630) 양단 간의 순 방향 다이오드 전압 강하와 동일하므로, 전력 스위치(605) 오프 시간 중 이 피드백 부분 T_FB 동안에는 출력 전압(619)을 나타낸다. 출력 전력 다이오드(630)에 흐르는 전류는 출력 커패시터(618)에 흐르는 전류와 부하(621)에 흐르는 출력 전류(620)의 합과 실질적으로 동일하다. 예에서 도시한 바와 같이, 에너지 전달 소자 권선(694) 양단 간의 전압은 회로 블록(613) 및 저항기 611과 612가 형성한 저항 분배기를 통해 제어 회로(615)의 피드백 단자(623)에 전압 값 V_FB(616)을 갖는 피드백 신호로서 제공된다.

도시한 예에서, 피드백 신호 전압 값 V_FB(616)은 전력 스위치(605)의 오프 시간 동안에만 에너지 전달 소자(609) 권선(694)으로부터 제어 회로(615)에 제공된다. 한 예에서, 회로 블록(613)은 메인 에너지 전달 소자 권선(694)에 연결되는 다이오드(695)를 포함한다. 전력 스위치(605)의 온 시간 동안, 다이오드(695)는 역 바이어스되므로, 저항기(611,612)에서의 전류 흐름을 방지한다.

또 다른 예에서, 회로 블록(695)이 도시한 바와 같이 실질적으로 쇼트 회로 접속(696)을 포함할지라도 여전히 본 발명으로부터의 이점을 얻는다. 회로 블록(695)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(696)을 포함하는 이 예에서, 신호는 전력 스위치(605)의 온 시간 동안 제어 회로(615)의 단자(623)에 인가된다. 그러나 전력 스위치(605)의 온 시간 동안의 이 신호는 전력 변환기의 출력 전압을 나타내지 않는다. 회로 블록(613)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(696)을 포함하는 예에서, 전압 값 V_FB(616)을 갖는 피드백 신호는 본 발명에 따른 다이오드(630)에 흐르는 전류 가 존재하는 전력 스위치(605) 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB 동안일지라도 전력 변환기(600)의 출력 전압(619)을 나타내는 피드백 신호일 뿐이다. 도 6의 비분리형 승압-강압 변환기 회로의 한 예에서, 회로 블록(613)은 다이오드(695)를 포함하여 피드백 신호가 출력 전압(619)을 정확하게 나타낸다는 점을 보장하는 것을 돕는데, 이는 다이오드(695) 양단 간의 순방향 전압 강하가 다이오드(630) 양단 간의 순방향 전압 강하를 없애는 경향이 있기 때문이다.

따라서, 한 예에서, 제어 회로(615)의 동작 원리는 상술한 제어 회로(115,315)의 동작 원리와 유사하다. 전력 스위치(605) 오프의 피드백 부분 T_FB은 다이오드(630)에 흐르는 전류가 실질적으로 0 값으로 될 때 종료된다. 제어 회로(615)는 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절하도록 연결된다. 한 예에서, 도 3a를 참조하여 설명한 회로소자는 이 동작을 제공하는 데 사용할 수도 있다.

도 7은 본 발명에 따른 전력 변환기의 입력부로부터 전력 변환기의 출력부로 전달되는 전력을 조절하는 한 예시적인 방법을 기술하는 일반적인 플로차트(700)를 도시한다. 예에서 도시한 바와 같이, 피드백 신호는 블록 701에서 수신한다. 블록 703에서, 전력 스위치(105) 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB 내에 존재하는지 여부를 판정한다. 존재하는 경우, 블록 705에서 피드백 커패시터(360)는 고정된 전류 소스(308)로 충전된다. 전력 스위치(105) 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB 내에 존재 하는 않는 경우, 블록 707에서 피드백 커패시터(360)는 고정된 전류 소스(307)로 방전된다. 블록 709에서, 피드백 커패시터(360) 양단 간의 전압 Va은 상술한 임계치 Vref1인지 여부를 판정한다. 임계치인 경우, 블록 711에서 발진기(333)는 발진을 못하고, 피드백 신호는 블록 701에서 다시 수신한다. 피드백 커패시터(360) 양단 간의 전압 Va이 임계치 Vref1 이하인 경우, 커패시터(360)는 고정된 전류 소스(307)로 방전될지라도 블록 715에서 발진기(333)는 계속해서 동작하게 된다. 도 3a의 회로소자의 그때마다 즉시 처리하는 동작에서 커패시터(360)는 커패시터(360) 양단 간의 전압이 상술한 더 낮은 임계 레벨 Vref2(304)인 한 방전될 뿐이다. 블록 717에서 현재 시각이 그 다음 발진기 클록 하이 신호 펄스를 생성할 시각인지 여부를 판정하고, 그 시각에 도달한 경우, 블록 720에서 그 다음 클록 펄스 하이 신호는 전력 스위치를 ON으로 스위칭한다. 블록 721에서 전력 스위치 ON 시간 주기가 종료되는지 여부를 판정하고, 블록 722에서 커패시터(360) 전압(320)이 Vref2(304) 임계 전압에 이미 도달한 경우에 커패시터(360)의 방전이 이미 중지되었음을 알게 되더라도 전력 스위치는 턴 오프되고, 커패시터(360)의 방전은 중지된다.

그러므로 도 7의 예시적인 플로차트 방법을 이용하면, 전력 스위치의 스위칭은 본 발명에 따른 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분 T_FB과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클비에 응답하여 전력 변환기의 입력부로부터 출력부로 전달되는 전력을 조절하도록 제어할 수 있다.

제어 회로(315)의 상술한 설명에서, 발진기(333) 주기는 도 3a의 커패시터(360) 양단 간의 전압에 응답한다. 그러나 또 다른 예에서 발진기 주기는 디지털 카운터 회로의 값에 선택적으로 응답할 수 있지만, 여전히 본 발명으로부터의 이점을 얻을 수 있다는 점을 알게 된다. 한 예에서 디지털 카운터 회로는 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분에 대해서는 전력 스위치 스위칭 주파수보다 높은 주파수로 증분될 수 있고, 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 나머지 부분에 대해서는 전력 스위치 스위칭 주파수보다 높은 주파수로 감소할 수 있다. 디지털 카운터의 카운트 값은 임계치와 비교될 수 있고, 발진기는 카운터 카운트가 임계치 이하인 동안에는 작동이 허용되고, 카운터 카운트가 임계치 이상인 경우에는 유지된다. 발진기 주기를 제어하여 전력 스위치 오프의 피드백 부분과 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율을 조절하기 위한 상술한 설명의 대안으로서 다른 기법을 이용할지라도 여전히 본 발명으로부터의 이점을 얻는다는 점을 알게 된다.

본 발명의 도시한 예의 상기한 설명은 요약에서 설명하는 점을 포함하지만, 개시된 정확한 형태를 망라하거나 한정하지는 않는다. 본 명세서에서 기술한 본 발명의 예에 대한 특정 실시예는 예시적인 목적을 위한 것이고, 본 발명의 더 넓은 사상과 범위를 벗어나지 않는 다양하고 균등한 범위의 변형이 가능하다. 실제로, 특정 전압, 전류, 주파수, 전력 범위 값, 시간 등은 예시적인 목적으로 제공되는 것이고, 본 발명에 따른 다른 실시예 및 예에 다른 값을 또한 적용할 수도 있음을 인식하게 된다.

이러한 변형은 상기한 설명의 관점에서 본 발명의 예가 될 수 있다. 다음의 청구범위에서 사용한 용어는 본 발명을 본 명세서 및 청구범위에 개시한 특정 실시예에 한정하는 것으로 해석해서는 안 된다. 오히려, 그 범위는 청구범위 해석의 확립된 원칙에 따라 해석되는 다음의 청구범위에 의해 결정된다. 따라서 본 명세서 및 도면은 한정적이라기보다는 예시적인 것으로 간주한다.

본 발명의 양상에 따른 전력 변환기에 사용하기 위한 제어 회로는 제어 회로에 연결되는 전력 스위치의 스위칭을 제어하는 클록 신호를 생성하도록 연결되는 클록 신호 생성기를 포함한다. 피드백 회로소자는 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안에는 전력 변환기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 연결된다. 피드백 회로소자는 피드백 신호에 응답하도록 연결되어, 클록 신호 생성기를 제어하여 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절한다.

Claims (1)

1. 전력 변환기에 사용하기 위한 제어 회로로서,

   상기 제어 회로에 연결되는 전력 스위치의 스위칭을 제어하는 클록 신호를 생성하도록 연결되는 클록 신호 생성기, 및

   상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안에는 전력 변환기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 연결되는 피드백 회로소자 - 상기 피드백 회로소자는 상기 피드백 신호에 응답하도록 연결되어, 상기 클록 신호 생성기를 제어하여 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분과 전체 전력 스위치 스위칭 사이클 주기의 비율인 듀티 사이클을 조절함 -

   을 포함하는 제어 회로.

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