KR20080086798A

KR20080086798A - 고전압 전력 공급 회로용 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20080086798A
Application number: KR1020070039378A
Authority: KR
Inventors: 찬웅 박; 레이프 오. 런드
Original assignee: 파워 인티그레이션즈, 인크.
Priority date: 2007-03-23
Filing date: 2007-04-23
Publication date: 2008-09-26
Also published as: CN101640483A; CN101640483B

Abstract

전력 공급 장치 제어회로 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 양상에 따른 예시적 제어 장치는, 제어 회로에 접속되도록 전력 스위치의 스위칭을 제어하기 위해 출력 신호를 생성하도록 접속된 신호 생성기를 포함한다. 피드백 회로는 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안 전력 공급 장치의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 접속된다. 신호 생성기는 피드백 신호에 응답하여 출력 신호를 생성함으로써, 피드백 신호가 임계값보다 클 때는 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분의 한 부분과 피드백 신호가 임계값보다 작을 때에는 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 또 다른 부분을 조절하도록 접속된다.

전력 공급 장치, 피드백 회로, 온 시간, 오프 시간, 전압, 전류, 권선

Description

고전압 전력 공급 회로용 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR A HIGH VOLTAGE POWER SUPPLY CIRCUIT}

도 1은 본 발명의 교시에 따라 전력 공급 장치의 출력을 조절할 수 있는 피드백 신호에 응답하는 제어 회로를 채용하는 일반적인 예시적 플라이백 전력 공급 장치를 개략적으로 도시한 도면.

도 2는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급 장치의 출력 전압을 조절하기 위해 피드백 신호에 응답하는 일반적인 예시적 제어 회로를 채용하는 전력 공급 장치에 대한 파형을 도시한 도면.

도 3은 본 발명의 교시에 따라 전력 공급 장치의 출력 전압을 조절하기 위해 피드백 신호에 응답하는 일반적인 예시적 제어 회로를 채용하는 전력 공급 장치에 대한 파형을 도시한 도면.

도 4는 본 발명의 교시에 따른 예시적 제어 회로의 일부를 보다 상세하게 개략적으로 도시한 도면.

도 5는 본 발명의 교시에 따른 전력 공급 장치의 출력 전압을 조절할 수 있는 피드백 신호에 응답하는 제어 회로를 채용하는 일반적인 예시적 비분리 전력 공급 장치의 개략도.

도 6은 본 발명의 교시에 따른 또 다른 예시적 제어 회로의 일부를 보다 상 세하게 개략적으로 도시한 도면.

도 7은 본 발명의 교시에 따른 전력 공급 장치의 출력 전압을 조절하기 위한 예시적 방법을 도시한 흐름도.

도 8은 본 발명의 교시에 따른 또 다른 예시적 제어 회로의 내부 회로의 일부를 보다 상세하게 개략적으로 도시한 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100: 전력 변환기

101: DC 입력 전압

102: 클램프

103: 입력 권선

105: 전력 스위치

106: 커패시터

108: 보조 권선

109: 에너지 전달 소자

110: 출력 권선

114: 피드백 신호

115: 제어 회로

117: 출력 전력 다이오드

118: 출력 커패시터

121: 부하

본 발명은 일반적으로 제어 회로에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 전력 변환기 출력을 조절하는 전력 변환기에 사용되는 제어 회로에 관한 것이다.

전력 변환기 제어 회로는 다목적으로 다수의 애플리케이션에 사용될 수 있다. 전력 변환기의 비용을 줄이는 것이 요구됨에 따라, 집적 제어 회로 외부의 컴포넌트에 대하여 그 수를 줄이기 위한 제어 회로의 기능이 요구된다. 외부 컴포넌트의 수를 줄임으로써, 전력 변환기를 소형화하여 휴대성을 향상시킬 수 있고, 전력 변환기 설계를 완료하는데 필요한 설계 사이클의 수를 줄일 수 있으며, 최종 제품의 신뢰성을 또한 향상시킬 수 있다. 더욱이, 컴포넌트 수가 감소됨에 따라, 전력 변환기의 동작시 에너지 효율을 향상시킬 수 있고, 전력 변환기의 비용을 줄일 수 있다. 잠재적으로 컴포넌트 수를 줄일 수 있는 전력 변환기의 한 양상으로는 전력 변환기에서 출력 전압을 조절하는데 이전에 필요하던 외부 회로소자를 간소화거나 제거하는 것이 있다.

AC/DC 전력 변환용으로 사용되는 분리형 플라이백 변환기에서, 출력 전압은 분리 전력 공급 장치 출력 단자 양단에서 전형적으로 측정되어, 전형적으로 광커플러를 채용하여 전력 공급 장치의 입력과 출력 회로를 분리하는 전력 공급 장치의 제1 단(primary; 전력 공급 장치의 입력부로서도 지칭됨)의 제어 회로에 커플링되는 연속적인 피드백 신호를 생성한다. 제어 회로는 피드백 신호에 응답하여, 에너 지 전달 소자의 권선에 접속된 전력 스위치의 전환을 제어함으로써, 전력 변환기의 입력부로부터 출력부로 전달되는 전력을 조절하게 된다.

다른 플라이백 변환기에서, 피드백 신호는 전력 변환기 변압기 또는 에너지 전달 소자의 부분을 형성하는 보조 권선을 사용하여 생성된다. 보조 권선 양단 간의 플라이백 전압을 정류하여 평활화함으로써, 변환기의 제1 단 측의 제어 회로에 커플링되는 피드백 신호를 생성하게 된다.

벅(buck) 변환기에서, 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호는 전형적으로 전력 스위치의 오프 시간 동안 주 인덕터 또는 에너지 전달 소자의 권선 양단 간의 전압을 정류하여 평활화함으로써 생성된다.

플라이백 및 벅 변환기 구성 모두에서, 전력 스위치는 전력 공급 장치의 입력부와 에너지 전달 소자에 접속되고, 전력 스위치가 온 상태에 있을 때, 전력 공급 장치의 입력부로부터 전력 스위치와 에너지 전달 소자를 통하여 전류가 흐르게 된다.

첨부도면을 참조하여 본 발명의 실시예 및 예를 설명하지만, 이러한 실시예 및 예가 한정적이거나 포괄적인 것은 아니며, 각종 도면에 걸쳐, 달리 특정되지 않는다면, 유사한 참조번호는 유사한 부분을 지칭한다.

전력 변환기 출력을 조절하는 제어 회로를 구현하기 위한 방법 및 장치를 개시한다. 이하에서는, 본 발명의 충분한 이해를 위하여 다수의 세부사항을 설명한다. 그러나, 본 발명을 실행하는데 반드시 상기 세부사항이 채용될 필요가 없다는 것은 당업자에게는 자명할 것이다. 다른 예에서, 본 발명을 불명료하게 하는 것을 피하기 위해, 공지된 재료 또는 방법은 기술하지 않았다.

본 명세서 전반에 걸쳐 있는 "일 실시예", "실시예", "일 예" 또는 "예"는 그러한 실시예 또는 예와 연결하여 설명된 특별한 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 일 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서의 전반에 걸쳐 있는 "일 실시예에서", "실시예에서", "일 예" 또는 "예"는 모두 동일한 실시예 또는 예를 지칭할 필요는 없다. 또한, 특별한 특징, 구조 또는 특성은 하나 이상의 실시예 또는 예의 임의의 적절한 조합 및/또는 서브조합으로 결합될 수 있다. 더욱이, 본 명세서에 첨부된 도면은 당업자에게 설명하기 위한 것으로, 도면에서 축적을 반드시 맞출 필요는 없다.

이제, 본 발명의 교시에 따른 전력 변환기의 출력을 조절하기 위한 제어 회 로를 설명한다. 본 발명의 예는 전력 변환기의 출력을 조절하는 방법 및 장치를 포함한다.

도 1은 일반적으로 본 발명의 교시에 따라 전력 변환기의 출력 전압을 조절하는 제어 회로를 채용하는 전력 변환기(100)를 개략적으로 도시한 것으로, 이 전력 변환기(100)는 전력 공급 장치로도 지칭된다. 일 예에서, 전력 변환기(100)는 제1 접지(107)와 제2 귀로(126)가 서로 분리되는 분리형 플라이백 변환기이다. 다른 예에서, 전력 변환기(100)는 본 발명의 교시에 따라 비분리 플라이백 변환기일 수도 있다는 것을 유의하자. 다른 예에서, 전력 변환기(100)는 본 발명의 교시에 따라 하나 이상의 출력부를 가질 수 있다는 것을 유의하자.

도시된 바와 같이, 제어 회로(115)는 일 예에서 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 반도체 스위치, 바이폴라 트랜지스터 등과 같은 전력 스위치(105)에 접속된다. 전력 스위치(105)는 DC 입력 전압(101)과 출력 전력 다이오드(117)에 접속되는, 에너지 전달 소자(109)의 입력 권선(103)에 접속된다. 일 실시예에서, DC 입력 전압(101)은 AC 전압원(도시 생략)에 접속된 정류기 회로의 출력이다. 커패시터(106)는 전력 변환기 입력 단자(190 및 191)에 접속되어, 전력 스위치(105)가 온 상태일 때, 제1 및 제2 입력 단자(190 및 191), 에너지 전달 소자(109)의 권선(103) 및 전력 스위치(105)를 통해 흐르는 스위칭 전류에 대한 저 임피던스 소스를 제공한다. 일 예에서, 제어 회로(115)와 스위치(105)는 하이브리드 또는 모놀리딕 집적회로로서 제조될 수 있는 집적회로의 부분을 형성할 수 있다. 제어 회로(115)는 피드백 신호(114)를 수신하도록 연결되 되, 그 피드백 신호는 일 예에서는 전압 신호이지만, 다른 예에서는 본 발명의 교시로부터의 이점을 갖는 한 전류 신호 또는 전력 변환기의 출력을 나타내는 다른 신호일 수 있다.

상기 예에서, 제어 회로(115)는 전력 변환기(100)의 제1 및 제2 입력 단자(190 및 191)로부터 부하(121)에 접속된 전력 변환기의 출력 단자(192 및 193)로 전달되는 에너지를 조절하도록 접속된다. 일 예에서, 조절되는 특정 출력 파라미터는 DC 출력 전압(119)이다. 에너지 전달 소자(109)는 입력 권선(103) 및 출력 권선(110) 그리고 보조 권선(108)을 포함한다. 피드백 신호(114)는 저항(111 및 112)으로 형성된 저항 분주기를 통해 보조 권선(108)으로부터 제어 회로(115)로 커플링된다.

동작시에, 제어 회로(115)는 피드백 신호(114)에 응답하여 전력 스위치(105)를 스위칭함으로써 전력 공급기(100)의 출력을 조절한다. 스위치(105)가 온인 경우, 커패시터(106)로부터의 에너지는 에너지 전달 소자(109)의 입력 권선(103)으로 전달된다. 스위치가 오프인 경우, 입력 권선(103)에 저장된 에너지는 출력 권선(110)으로 전달된다. 출력 권선(110)으로부터의 에너지는 순방향 바이어스 출력 전력 다이오드(117)를 통해 출력 커패시터(118) 및 출력 단자(192 및 193)에 접속된 부하(121)로 흐르는 전류로 전력 공급기(100)의 출력부에 전달된다. 스위치(105)의 오프 주기에서 출력 전력 다이오드(117)를 통해 전류가 흐르는 동안, 부하(121) 양단 간의 출력 전압(Vo; 119)과 출력 전력 다이오드(117) 양단 간의 순방향 전압 강하의 합은 출력 권선(110) 양단 간의 전압과 실질적으로 동일하다.

후술하는 바와 같이, 출력 다이오드를 통해 전류가 흐르기도 하지만 출력 권선(110) 양단 간의 전압이 출력 전압(Vo; 119)을 나타내는 것으로 할 때, 전력 스위치 오프 시간 중 상기 부분을 전력 스위치(105) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)으로서 지칭할 것이다. 몇몇의 경우, 전력 스위치(105)의 오프 주기 동안 출력 권선(110)으로부터 출력 전력 다이오드(117)를 통하여 전류가 흐르는 것이 실질적으로 정지될 수 있다. 이 경우, 출력 전력 다이오드(117)는 역방향 바이어스되고, 출력 권선(110) 양단 간의 전압 강하는 출력 전압(Vo; 119)을 더 이상 나타내지 않는다. 출력 전력 다이오드(117)를 통해 실질적으로 전류가 흐르지 않을 때의 전력 스위치(105) 오프 시간의 상기 부분을, 전력 스위치(105) 오프 시간 중 비 피드백 부분으로서 지칭할 수 있다.

출력 권선(110) 양단 간의 전압은 권선비에 기초하여 에너지 전달 소자의 보조 권선(108)에 반영된다. 따라서, 전력 스위치(105) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안 보조 권선(108) 양단 간의 전압을 사용하여, 전력 공급 장치(100)의 출력에 관한 피드백 신호(114)를 얻을 수 있으며, 이 피드백 신호는 제어 회로(115)에 의해 수신되도록 커플링되어 전력 스위치(105)의 스위칭을 제어함으로써 전력 공급 장치(100)의 출력을 조절한다.

일 예에서, 보조 권선(108)에 접속된 회로 블록(194)은, 도 1에 도시된 바와 같이, 다이오드(113)를 포함한다. 전력 스위치(105)의 온 시간 동안, 보조 권선 다이오드(113)는 역방향으로 바이어스되므로 저항(111 및 112)에 전류가 흐르는 것 을 방지한다. 또 다른 예에서, 회로 블록(194)은 도시된 바와 같이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)을 포함하지만, 본 발명의 교시로부터의 잇점은 여전히 갖고 있다.

회로 블록(194)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)을 포함하는 예에서, 전력 스위치(105)의 온 시간 동안 제어 회로(115)의 단자(123)에 신호가 인가된다. 그러나, 이 신호는 전력 변환기의 출력 전압을 나타내지 않는 피드포워드(feedforward) 신호이다. 따라서, 회로 블록(194)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)를 포함하는 예에서, 신호(114)만이 전력 스위치(105)의 오프 시간 동안 전력 변환기(100)의 출력 전압(119)을 나타내는 피드백 신호인 것이다. 일 예에서, 이제 도 2에 도시된 예를 참조하여 설명하는 바와 같이, 신호(114)는 전력 스위치(105)의 오프 시간 중 단지 일부 동안에만 전력 변환기(100)의 출력 전압(119)을 나타내는 피드백 신호이다.

도 2는 도 1의 예시적인 회로의 동작을 설명하는 예시적인 파형을 도시한다. 예를 들면, 파형(200)은 도 1의 V_FB(116)의 전압 파형이다. 논의되는 바와 같이, 일 예에서는 파형(200)을 사용하여, 파형(200)의 오프 주기(Toff; 206) 중 피드백 부분(TFB; 205) 동안 출력 전압(VO; 119)과 관련하여 제어 회로(115)에 피드백을 제공한다. 설명된 예에서, 파형(200)의 비 피드백 부분(T_NFB; 216) 동안에는 피드백 정보가 제공되지 않는다. 파형(214)은 도 1의 전력 스위치(105)에 흐르는 드레인 전류(104)의 전류 파형이다. 설명된 예에서, 도시된 파형(214)은 전력 스위 치(105)가 턴온할 때마다 드레인 전류 파형(209)이 실질적으로 제로 전류(215)부터 시작하기 때문에 불연속 전류 파형이다.

각각의 스위칭 싸이클에서, 전력 스위치는 온 시간 주기(Ton; 204) 동안에는 온이고, 오프 시간 주기(Toff; 206) 동안에는 오프이다. 오프 시간(Toff; 206) 중 피드백 부분(T_FB; 205) 동안, 출력 전력 다이오드(117)가 순방향으로 바이어스되어, 전력 변환기(100)의 출력 전력 다이오드(117)에 전류가 흐른다. 따라서, T_FB(205) 동안의 시간에서 출력 권선(110) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)과 전력 다이오드(117)의 순방향 바이어스 전압 강하의 합과 실질적으로 동일하다. 도 2의 예에 도시된 오프 시간(Toff; 206) 중 비 피드백 부분(T_NFB; 216) 동안, 출력 다이오드(118)는 더 이상 순방향으로 바이어스되지 않으므로, 출력 전력 다이오드(117)를 통해서 전류가 실질적으로 흐르지 않는다. 이 때, T_NFB(216) 동안, 출력 권선(110) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)에 관련하는 피드백 정보를 제공하지 않는다.

출력 전력 다이오드(117)가 순방향으로 바이어스될 때, 출력 전력 다이오드(117)에 흐르는 전류의 양은 출력 커패시터(118)에 흐르는 전류와 부하(121)에 흐르는 출력 전류(120)의 합과 실질적으로 동일하다. 다이오드(117)를 통하여 전류가 흐르는 동안 다이오드(117)의 포워드 전압은 제조자 데이터를 통해 실질적으로 공지되어 있고, 따라서, 권선(110) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)을 나타낸다. 또한, 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압은 권선(110과 108)의 권 선비를 통해 권선(110) 양단 간의 전압과 관계된다. 환언하면, 권선(110) 양단 간의 전압은 각각의 권선비에 따라 권선(108) 양단 간의 전압에 반영된다. 권선(110과 108)의 감은 수가 동일하다면, 오프 시간(Toff; 206) 중 피드백 부분(T_FB; 205) 동안 권선(110) 및 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압은 일차적으로는 실질적으로 동일할 것이다. 누설 인덕턴스 및 권선 간 커패시턴스 같은 이차적인 영향은 본 발명의 교시를 불명확하지 않게 하기 위해 본 명세서에서는 설명하지 않는다. 따라서, 오프 시간(Toff; 206) 중 피드백 부분(TFB; 205) 동안, 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)을 또한 나타낸다.

본 예에서 V_FB(116)인 피드백 신호는 공지의 회로 블록(194) 및 저항(111 및 112)으로 형성된 저항 분주기를 통해 권선(108) 양단 간에 나타나는 전압과 관련이 있기 때문에, 피드백 신호(114)는 스위치의 오프 시간(Toff; 206) 중 피드백 부분(T_FB; 205) 동안 전력 공급 장치의 출력 전압을 나타낸다. 전력 공급 장치의 출력 회로에서의 임피던스에 우선적으로 기인한, 오프 시간(Toff; 206) 중 피드백 부분(T_FB; 205) 동안의 피드백 전압 파형(208)에는 설명의 목적상 도 2에서는 기울기가 과장되어 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 그러한 임피던스는 저항성 소자를 포함하는 다이오드(117)의 포워드 임피던스 및 저항성 소자를 포함하는 출력 커패시터(118)의 일련의 임피던스를 포함한다.

전력 스위치(105)가 온 시간 주기(Ton; 204)에 있는 동안, 도 1의 피드백 단자(123)에 나타나는 전압은, 회로 블록(194)이 다이오드(113)를 포함하거나 단 자(123)에 접속된 내부 클램프(도시 생략)가 있다면, 접지 단자(124)와 비교하여 실질적으로 제로 볼트라는 것을 알 수 있다. 이 경우는 접지 전압(202)과 실질적으로 동일한 도 2의 전압 레벨(213)로 도시되어 있다.

도 1의 제어 회로(115)가 단자(123)에 접속된 내부 클램프를 구비하지 않고 회로 블록(194)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(195)을 포함하는 경우의 회로 구성예에서, 피드백 단자(123)에 나타나는 전압은 도 2의 점선(203)으로 도시된 유형의 특성을 따를 것이다. 어떤 경우이든, 설명된 본 예에서의 피드백 신호(208)는 오프 시간(Toff; 206) 중 피드백 부분(205) 동안 전력 변환기(100)의 출력 전압(119)만을 나타낸다.

도 3은 도 1의 회로 동작을 더 설명하는 예시적 파형을 도시한다. 파형(300)은 도 1의 V_FB(116)의 전압 파형이다. 파형(314)은 도 1의 전력 스위치(105)에 흐르는 드레인 전류(104)의 전류 파형이다. 도 3에 도시된 예시적 파형(314)은, 전력 스위치(105)가 턴온할 때마다 드레인 전류 파형(309)이 제로가 아닌 전류 레벨(315)로부터 상승하면서 시작하기 때문에 연속적인 전류 파형이다. 각각의 스위칭 싸이클에서, 전력 스위치는 온 시간 주기(Ton; 304)에 대하여는 온되고, 오프 시간 주기(Toff; 306)에 대하여는 오프된다.

도 3에 도시된 예시적 파형에서, 오프 시간(Toff; 306) 중 피드백 부분(T_FB; 305)은 오프 시간(Toff; 306) 전체와 실질적으로 동일하다. 이것은, 전력 출력 전력 다이오드(117)가 순방향으로 바이어스되고, 따라서, 전력 스위치(105)의 실질적 으로 모든 오프 시간 주기에 대하여 전력 출력 전력 다이오드(117)에 전류가 흐른다는 것을 지시한다. 따라서, 출력 권선(110) 양단 간에 나타나는 전압은 출력 전압(119)과 전체의 오프 시간 주기(Toff; 306) 동안 다이오드(117)의 포워드 전압 강하의 합과 실질적으로 동일하다. 상기 도 2의 파형에 적용된 설명과 동일하게, 피드백 신호(114) 또는 V_FB(116)는 도 3의 경우에는 실질적으로 전력 스위치(105)의 전체의 오프 시간 주기(Toff; 306)인 T_FB(305) 동안 전력 변환기의 출력 전압을 나타낸다.

도 4는 일반적으로 본 발명의 교시에 따른 도 1의 제어 회로(115)의 일부를 보다 상세하게 개략적일 수 있는 회로(400)의 개략도를 도시한다. 도 4의 회로는, 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(205 또는 305) 동안 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 접속되는 경우, 본 발명의 교시에 따라 전력 변환기의 입력으로부터 전력 변환기의 출력으로의 전력 전달을 조절할 수 있는 회로의 일 예이다.

설명된 예에서 알 수 있는 바와 같이, 제어 회로(415)는 접지 단자(424)에 대해 피드백 단자(423)에서 피드백 신호(V_FB; 416)를 수신하도록 접속된다. 일 예에서, 제어 회로(415)는 비교기(453), 스위치(456, 457, 459), 피드백 커패시터(260) 및 전류원(455 및 458)을 포함하는 피드백 회로를 포함한다. 피드백 전압(V_FB; 416)는 비교기(453)의 비반전 입력부(450)에 커플링된다. 기준 전압(V_REF; 452)은 비교기(453)의 반전 입력부(452)에 인가된다. 일 예에서, 기준 전압(V_REF; 452)은 도 2의 전압 임계값(201)과 도 3의 전압 임계값(301)과 등가이다. 비교기(453)의 출력부는 트랜지스터 스위치(456 및 457)를 구동하도록 접속되어, V_FB(416)가 V_REF(452)보다 클 때는 스위치(457)가 턴온되고 V_FB(416)가 V_REF(456)보다 작을 때는 스위치(456)가 턴온되도록 한다.

설명된 실시예에서 알 수 있는 바와 같이, 회로 블록(461)은 스위치(459)를 구동하도록 접속되어, 도 2의 예에서는 오프 주기(Toff; 206) 중 피드백 부분(T_FB; 205) 또는 도 3의 예에서는 T_FB(305) 동안에만 온 상태로 있도록 한다. 따라서, 전류는 단지 T_FB(205 또는 305) 동안 피드백 커패시터(460)로 또는 피드백 커패시터(460)로부터 흐를 수 있다. 일 예에서, 회로 블록(461)은 피드백 신호(416)를 임계 전압 레벨과 비교하여 오프 주기(206) 중 피드백 부분(T_FB)을 판정함으로써, 피드백 신호(416)가 임계 전압 레벨보다 큰 경우에 스위치(459)를 논리 하이로 구동하여 출력 전력 다이오드(117)가 전류를 도통하고 있는지 여부를 판정하도록 접속된다. 회로 블록(461)에 의해 스위치(459)가 논리 하이 입력 신호로 구동되는 듀레이션은 도 1의 전력 출력 다이오드(117)를 통해 전류가 흐를 때의 주기(T_FB; 205)와 실질적으로 동일하다. 피드백 커패시터(460) 양단 간에 나타나는 전압(V_PWM; 464)은 펄스폭 변조(PWM; pulse width modulator) 비교기(463)에 커플링되 어 PWM 파형(462)과 비교됨으로써, 출력 단자(425)에서 그 전압(V_PWM; 464)의 진폭에 응답하는 가변 듀티 싸이클 출력(422)을 생성한다. 일 예에서, PWM 파형(462)은 램프 신호이거나 삼각파형 등이다.

일 예에서, PWM 비교기(463)는 회로(400)의 신호 생성기 일부로서, 도 1의 신호와 등가일 수 있는 신호(422)를 생성한다. 일 예에서, 신호 생성기는, 전력 스위치 싸이클의 온 시간을 개시하기 위한 신호를 제공하는 발진기를 포함할 수 있다. 발진기 신호는 실질적으로 주파수가 고정되거나, 그 주파수가 시스템 내의 EMI를 감소시키도록 변조되거나, 전력 소모를 줄이도록 임의의 조건하에서 가변되거나, 본 발명의 교시를 벗어나지 않고 효율을 증가시킬 수 있다. 또 다른 예에서, 신호 생성기는 본 발명의 교시에 따라 다른 신호를 신호(422)와 논리적으로 결합하여 보호성 전류 제한 및 열 셧다운 신호 등과 같은 신호(122)를 또한 생성한다. 또 다른 예에서, 전압(V_PWM; 464)은 본 발명의 교시에 따라 피드백 커패시터(460)와 PWM 비교기(463)의 비반전 입력부 사이에 접속된 저역 통과 필터를 사용하여 필터링될 수도 있다.

설명된 예에서, 전류는 트랜지스터 스위치(459)가 온 상태에 있을 때에만 그 스위치에 흐를 수 있기 때문에, 오프 시간(Toff; 206 또는 306) 중 피드백 부분(도 2의 TFB 205 또는 도 3의 305) 동안 전압(V_PWM; 464)은 단지 비교기(453)의 출력 및 따라서 피드백 신호(416)에만 응답한다. 상기 예를 계속하여 설명하면, 피드백 부분(T_FB; 205 또는 305) 중 일부 동안 트랜지스터 스위치(459)를 통해 전류(I2; 458) 가 흐름에 따라 피드백 커패시터(460)가 방전되지만, 피드백 신호 전압(416)은 기준 전압(V_REF; 452)보다 크다. 도 2 및 도 3에 도시된 예를 다시 참조하면, 이것은 시간 주기 K x T_FB(도 2의 207) 또는 K x T_FB(도 3의 307)로서 레이블된 T_FB(205) 또는 T_FB(305) 부분의 각각에 대응하며, 여기에서 K는 1보다 작은 값을 갖는 변수이다. T_FB(205) 또는 T_FB(305)의 나머지 부분은 시간 주기 (1-K) x T_FB(도 2의 210) 또는 (1-K) x T_FB(도 3의 310)로서 각각 레이블된다. (1-K) x T_FB 부분에서, 피드백 커패시터(460)는 트랜지스터 스위치(459)를 통해 흐르는 전류(I1; 455)로 충전되지만, 피드백 신호 전압(416)은 기준 전압(V_REF; 452)보다 작다.

전류(I1; 455) 및 전류(I2; 458)가 실질적으로 동일한 예에서, 전압(V_PWM; 464)의 평균은 변수(K)가 실질적으로 0.5와 동일한 값을 가지면 일정하게 될 것이다. 전력 변환기(100)의 동작 동안, 출력 전류(120)가 갑자기 증가하는 경우에는 출력 커패시터(118)는 방전을 시작하고 출력 전압(119)이 감소하게 된다. 결과적으로, 전력 스위치(105)의 오프 시간(Toff; 206) 중 피드백 부분(T_FB; 205) 동안 피드백 전압(V_FB; 416)이 또한 감소된다. 이러한 예가 도 2에 도시되어 있는데, 이 예에서는 피드백 부분(T_FB; 205) 동안, 피드백 신호 전압(222)은 도 1의 부하 전류(120)가 안정한 경우의 피드백 신호 레벨을 나타내는 피드백 신호 전압(208)에 비해 감소된다. 이러한 과도 부하 조건 하에서, 피드백 부분(T_FB; 205) 동안 피드 백 신호 전압은, 안정한 부하 조건 하에서 시간 주기(207)보다 작은 시간(Tx; 221)에 대하여 기준 전압 임계값(201)보다 크다.

따라서, 도 4를 다시 참조하면, 시간 주기(205) 동안 피드백 신호 전압(416)이 짧은 시간 동안 기준 전압 임계값(452)보다 크기 때문에, 피드백 커패시터(460)가 짧은 시간 동안 방전되어, 피드백 커패시터(460) 양단 간의 전압(V_PWM; 464)이 증가하게 된다. 이것은, 일 예에서 도 1의 전력 스위치(105)의 듀티 싸이클 또는 온 시간 퍼센트에서 증가하게 되는 출력 신호(422)의 듀티 싸이클을 증가시킨다. 따라서, 전력 공급 장치 출력으로 전달된 전력은 도 2의 피드백 전압을 다시 안정 상태 레벨(208)로 되도록 하는 경향을 증가시킨다. 이것은 V_PWM(464)의 평균 전압이 실질적으로 일정하게 되도록 도 4의 피드백 커패시터(460)의 동일한 충전과 방전 조건을 복원한다.

도 3의 파형에도 유사하게 설명할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 또한, 전력 변환기 부하에서의 과도 감소가 발생하고, 새로운 안정한 듀티 싸이클에 도달할 때까지 출력 신호(422)의 듀티 싸이클이 감소되는 경우에는 반대 효과가 발생한다는 것을 알 수 있을 것이다. 임의의 과도 부하 조건 하에서, 피드백 신호 레벨은 주기(T_FB; 205 및 305) 전체에 대하여 전압 임계값(201 및 301)보다 과도하게 크거나 작을 수 있다는 것을 유의하자. 이들 조건 하에서, 이들 조건이 계속되는 한, 도 4의 피드백 커패시터(460)는 주기(T_FB; 205 및 305) 전체에 대하여 충전되거나 방전될 수 있다. 신호(422)의 듀티 싸이클은 피드백 신호를, 피드백 신호 값이 주기(T_FB; 205 및 305)의 일부에 대하여는 임계값(201 및 301)보다 더 크고, 시간 주기(T_FB; 205 및 305)의 나머지 부분에 대하여는 임계값(201 및 301)보다 더 작은 레벨로 복귀하는데 영향을 미친다.

도 4의 회로에서는 전압(V_PWM; 464)을, 때때로 전압 모드 제어로서 지칭되는 기준 PWM 램프 신호(462)와 비교함으로써 출력 신호(422)의 듀티 싸이클을 가변시키지만, 이러한 듀티 싸이클 제어를 달성할 수 있는 다수의 방법이 있다는 것에 유의하자. 예를 들면, 일 예에서, 전력 스위치(105)에 흐르는 전류에 비교될 임계값은 V_PWM(464) 전압에 비례하도록 할 수 있는데, 이는 또한 때때로 전류 모드 제어로서 지칭되는 방식으로 V_PWM(464) 전압을 증가시키면서 전력 스위치 듀티 싸이클을 증가시키게 된다. 또 다른 예에서, 스위칭 주기(T; 도 2의 212 및 도 3의 312)는 V_PWM(464) 전압에 역비례하도록 하지만, 전력 스위치 온 시간 주기(도 2 및 도 3의 204 또는 304)를 각각 실질적으로 일정하게 유지하여, 때때로 가변 주파수 제어로 지칭되는 V_PWM(464)을 증가시키면서 전력 스위치 듀티 싸이클을 증가시키게 된다. 또 다른 예에서, 이들 제어 기술의 임의의 조합을 사용하여, 전력 변환기의 입력으로부터 출력으로의 전력 전달을 조절함으로써 본 발명에 따라 전력 변환기의 출력 전압을 조절한다.

따라서, 전술한 설명에 따라, 그리고 도 1, 도 2, 도 3 및 도 4를 참조하여, 일 예에서, 제어 회로(115 및 415)는 전력 스위치의 스위칭을 제어하여, 피드백 부 분(T_FB; 205) 중 시간 주기(207 및 210)를 조절하거나, 또는 각각의 피드백 신호(114, 208, 308 또는 416)가 임계값보다 큰 피드백 부분(T_FB; 305)의 시간 주기(307 및 310)를 조절한다. 전력 변환기 출력 전압을 나타내는 각각의 피드백 신호(114, 208, 308 또는 416)는 전력 스위치(105)의 오프 시간(206 또는 306) 중 피드백 부분(TFB; 205 또는 TFB; 305) 동안에만 수신된다. 이러한 방식에서, 전력 변환기(100)에 있는 제어 회로(115)는 전력 변환기의 입력으로부터 출력으로의 전력 전달을 조절하여 전력 변환기의 출력 전압을 조절한다.

전류원(I1; 455 및 I2; 458)을 동일하지 않게 설계함으로써, 도 3 및 도 4의 변수(K) 값을 임의의 비율로 할 수 있다. 일 예에서, I2(458)의 값이 I1(455)의 값보다 작게 하면, 피드백 커패시터(460) 양단 간의 전압에 대한 정상 상태 조건은 K값이 0.5보다 클 때이다. 본 예에서, (K×T_FB) 곱(207 또는 307)은 T_FB(205 및 305)의 50%보다 크게 될 것이고, ((1-K)×T_FB) 곱(210 또는 310)은 T_FB(205 및 305)의 50%보다 작게 될 것이다. 몇몇 예에서, 0.5보다 큰 K값을 선택하는 것이 이로울 수도 있다. 예를 들면, 도 1의 다이오드(117) 양단 간의 고유 저항성 전압 강하에 기인하는 것이 한 이유일 수 있다. 특히, 일 예의 다이오드(117) 양단 간의 저항성 전압 강하는, 그 다이오드(117)에 흐르는 전류가 이 영역에서 더 낮기 때문에 피드백 부분(TFB)의 종단으로 갈수록 더 낮아진다. 따라서, 본 예에서는 저항성 전압 강하가 더 낮아져서, 피드백 신호가 전력 변환기 출력 전압(119)을 더 나타내게 된다.

일 예에서, 변수(K)는 전력 변환기의 동작 조건에 따라 가변되거나 수정된다. 예를 들면, 도 1을 참조하여, 출력 접속(199)의 임피던스가 상대적으로 큰 적용예에서는 출력 케이블로서 종종 지칭되는 이 접속부 양단 간 다소의 전압 강하가 있을 수 있다. 그러한 예에서, 부하(121) 양단 간에 안정한 공급 전압을 유지하기 위해, 출력 전압(119)은 출력 전류(120)를 증가시키는 함수로서 증가된다. 다른 예에서, 출력 전력 다이오드(117) 양단 간에 강하된 전압은, 예를 들면, 본 발명에 따라 전력 스위치(105)에 흐르는 피크 일차 전류(104)가 전력 변환기(100)의 입력으로부터 전력 변환기의 출력으로의 전력 전달을 조절하는 방식으로 제어될 때, 출력 전류(120)의 함수로서 가변될 수 있다. 도 4의 회로는 다이오드 전압 강하 또는 케이블 전압 강하 변화를 보상하도록 구현될 수 있는 가변 전류원(470)과 회로 블록(471)을 포함하는 광 회로를 도시한다. 회로 블록(471)의 기능은 전류원(470)을 제어하기 위한 신호(472)를 출력하여, 회로 블록(471)의 T_FB/T 비율이 증가함에 따라 전류원(470)의 전류(I3)가 증가되도록 하는 것이다.

동작시에, 출력 전력 다이오드(117) 도전 시간(T_FB; 205 및 305)과 전체 스위칭 주기(T; 212 및 312)의 비율은 전력 변환기 출력 전류의 크기를 나타낸다. 비율(T_FB/T)이 증가함에 따라 전류원(470) 전류(I3)가 증가하면, 피드백 커패시터(460)에 전압을 유지하기 위해 트랜지스터 스위치(456)가 더 작은 시간동안 온 될 필요가 있기 때문에 도 2 및 도 3의 변수(K)의 값 또한 증가하게 된다. 따라서, 도 2 및 도 3을 참조하면, 도 4의 전류원(470) 전류(I3)가 본 발명에 따라 증 가됨에 따라 시간 주기(207 및 307)가 증가할 것이다. 피드백 신호(208 및 308)의 평균값을 효과적으로 상승시킴에 따라, 전력 변환기 출력 전압(119)의 값을 상승시키는 효과가 있다. 이 기능을 구비한 예시적 적용예에서, 부가의 전류(I3)는 부하 조건에 따라 주 전류값(I1; 455)의 대략 0-5%를 나타낼 것이다. 전술한 동작의 효과는, 본 발명에 따라 전력 공급 장치의 출력 단자에 흐르는 전류(I_O; 120)의 크기에 따라, 피드백 신호(208 및 308)가 임계값(201 및 301)보다 큰 시간이 가변된다는 것이다.

다른 예에서, 변수(K)는 전력 변환기 내의 하나 이상의 컴포넌트의 온도 또는 예를 들면 전력 변환기가 동작하는 주위 온도 같은 다른 인자에 기초하여 변경될 수 있다.

전술한 설명에서, 전력 변환기(100)가 조절되는 특정 방식은 본 발명에 따라 시간 주기(207 또는 210) 및/또는 T_FB(205) 또는 TFB(305)의 시간 주기(307 또는 310) 중 어느 하나 또는 모두를 조절하기 위해 전력 스위치(105)의 스위칭을 제어하는 제어 회로(115 및 415)에 관련하여 대안으로 설명될 수 있다. 사실상, K×T_FB와 동일한 T_FB(205)의 시간 주기(207)를 조절함으로써, (1-K)×T_FB와 동일한 T_FB(205)의 시간 주기(210)도 조절할 수 있다는 것을 알 수 있다. 유사하게, T_FB(205)의 시간 주기(210)을 조절함으로써, T_FB(205)의 시간 주기(207)도 조절된다.

도 5는 본 발명에 따른 예시적 비분리 전력 변환기의 개략도(500)를 도시한 다. 도시된 예에서, 도시된 비분리 전력 변환기는 벅 변환기이다. 예를 들면, 승압 변환기, 벅-승압 변환기, SEPIC 변환기, 쿡(Cuk) 변환기 등(이에 한정되는 것은 아님)을 포함하는 다른 유형의 비분리 전력 공급 장치도 본 발명의 교시로부터의 잇점을 가질 수 있다. 도시된 예에서, 제어 회로(515)는 많은 양상의 동작을 전술한 제어 회로(115 및 415)와 공유한다. 일 예에서는 에너지 전달 소자에 보조 권선이 요구되지 않으며, 그 대신, 전압값(V_FB; 516)을 갖는 피드백 신호(514)가 주 에너지 전달 소자(509) 권선(594)으로부터 제어 회로(515)로 커플링된다.

동작시에, 전력 스위치(505)가 온일 때, 전류(504)는 에너지 전달 소자(509) 및 전력 스위치(505)를 통하여 전력 공급 장치(500)의 제1 입력 단자(591)와 제2 입력 단자(592) 간에 흐른다. 일 예에서, 전력 스위치(505)는 MOSFET 반도체 스위치, 바이폴라 트랜지스터 등이다. 전력 스위치(505)가 오프일 때, 노드(593)에서의 전압은 접지 전압(507)에서 출력 전력 다이오드(530) 양단 간의 포워드 전압 강하를 차감한 값과 실질적으로 동일한 값으로 강하하여, 에너지 전달 소자(509)로 커플링됨으로써, 전력 스위치(505) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안 에너지 전달 소자(509)에서의 전류 흐름을 유지한다. 출력 전력 다이오드(530)가 전류를 도통하고 있을 때, 전력 스위치(505) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안, 에너지 전달 소자(509)의 양단 간의 전압은 출력 전압(519)과 출력 전력 다이오드(530) 양단 간의 포워드 다이오드 전압 강하의 합과 동일하게 되고, 따라서, 피드백 부분(T_FB)인 전력 스위치(505) 오프 시간 동안 출력 전압(519)을 나타낸다. 출력 전력 다이 오드(530)에 흐르는 전류는 출력 커패시터(518)에 흐르는 전류와 부하(521)에 흐르는 출력 전류(520)의 합과 실질적으로 동일하다. 상기 예에서 도시된 바와 같이, 에너지 전달 소자 권선(594) 양단 간의 전압은 회로 블록(513) 및 저항(511 및 512)으로 형성된 저항 분주기를 통해, 피드백 신호(514)로서 제어 회로(515)의 피드백 단자(523)에 커플링된다.

도시된 예에서, 피드백 신호(514)는 단지 전력 스위치(505)의 오프 시간 동안만 에너지 전달 소자(509) 권선(594)으로부터 제어 회로(515)로 커플링된다. 일 예에서, 회로 블록(513)은 주 에너지 전달 소자 권선(594)에 접속된 다이오드(595)를 포함한다. 전력 스위치(505)의 온 시간 동안, 다이오드(595)는 역 바이어스되고, 따라서, 저항(511 및 512)에서 전류가 흐르는 것을 방지한다.

또 다른 예에서, 회로 블록(595)은 도시된 바와 같이 실질적으로 쇼트 회로 접속(596)을 포함하지만, 본 발명의 교시로부터의 잇점은 여전히 갖고 있다. 회로 블록(595)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(596)을 포함하는 본 예에서, 전력 스위치(505)의 온 시간 동안 제어 회로(515)의 단자(523)에 신호가 인가된다. 그러나, 전력 스위치(505)의 온 시간 동안의 이 신호는 전력 변환기의 출력 전압을 나타내지 않는다. 회로 블록(513)이 실질적으로 쇼트 회로 접속(596)을 포함하는 예에서, 피드백 신호(514)는 단지 전력 스위치(55) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안만 전력 변환기(500)의 출력 전압(519)을 나타내는 피드백 신호이고, 출력 전력 다이오드(530)에 전류가 흐르게 된다. 도 5의 벅 변환기 회로의 일 예에서, 회로 블 록(513)은 전압값(V_FB; 516)을 갖는 피드백 신호(514)가 출력 전압(519)의 보다 정확한 표현이 되도록 보장하는데 도움을 주는 다이오드(595)를 포함하는데, 그 이유는 다이오드(595) 양단 간의 포워드 전압 강하가 출력 전력 다이오드(530) 양단 간의 포워드 전압 강하를 소거하는 경향이 있기 때문이다.

따라서, 일 예에서, 제어 회로(515)의 동작 원리는 상기 제어 회로(115 및 415)의 동작 원리와 유사하다. 전력 스위치(505) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)은, 에너지 전달 소자(509) 양단 간의 전압이 단지 출력 전압(519)을 나타내지만 출력 전력 다이오드(530)에 흐르는 전류는 제로가 아니기 때문에, 출력 전력 다이오드(530)에 흐르는 전류가 실질적으로 제로 값으로 떨어질 때 종료된다. 제어 회로(515)는 전력 스위치(505) 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)의 부분을 조절하여, 피드백 전압(V_FB; 516)이 제어 회로(515) 내에서 생성된 임계값보다 크고 작게 되도록 접속된다. 일 예에서, 도 4를 참조하여 논의된 회로를 사용하여 그러한 동작을 제공한다.

도 6은 일반적으로 일 예에서 도 1의 제어 회로(115)일 수 있는 제어 회로(615)의 내부 회로 중 일부를 형성할 수 있는 예시적 회로(600)의 보다 상세한 개략도를 도시한다. 도 6의 회로는 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 접속될 때 전력 변환기의 입력으로부터 전력 변환기의 출력으로의 에너지 전달을 조절하도록 사 용될 수 있는 회로의 일 예이다.

도시된 예에 도시된 바와 같이, 제어 회로(615)는 피드백 단자(623)에 피드백 전류(I_FB; 690)를 수신하도록 접속된다. 일 예에서, 피드백 전류(I_FB; 690)가 흐를 때, 접지 단자(624)에 비하여 피드백 단자(623)의 전압(V_FB; 616)은 기준 전압(Vref; 664)과 p 채널 트랜지스터(650)의 게이트 임계 전압의 합과 실질적으로 동일하다. 피드백 전류(I_FB; 690)는 트랜지스터(650)와 전류원(651)을 통해 흐른다.

동작시에, 피드백 전류(I_FB; 690)가 I3보다 크면, 트랜지스터(656 및 657)의 게이트에 인가된 전압은 하이이고, 트랜지스터(657)가 턴온된다. 피드백 전류 신호(I_FB; 690)가 I3보다 작으면, 트랜지스터(656 및 657)의 게이트에 인가된 전압은 로우이고, 트랜지스터(656)가 턴온된다. 나머지의 회로 동작 및 단자(625)로부터의 출력 신호(622) 듀티 싸이클에 미치는 영향은 상기 도 4를 참조하여 설명된 회로와 유사하다. 도 6에 도시된 유형의 회로는 일 예에서 저항 분주기, 또는 도 1에 도시된 저항(112) 또는 도 5에 도시된 저항(512)에 대한 필요성을 제거하는데 사용될 수 있다. 전력 변환기의 출력 전압을 희망하는 값으로 조절하기 위해, 도 1 및 도 5 각각의 공지된 피드백 전압(V_FB; 116 및 516)에 기초하여, 도 1 및 도 5의 나머지 피드백 저항(111 및 511)이 선택된다. 도 6의 개략도에는 도시되지 않았지만, 본 발명의 교시에 따라 도 4의 회로 소자(470 및 471)와 연결하여 설명되 는 바와 같이, 전력 변환기 출력과 부하 간의 접속에 의한 전압 강하를 보상하기 위한 부가의 컴포넌트가 포함될 수 있다.

도 7은 전력 변환기의 입력으로부터 전력 변환기의 출력으로 전달된 전력을 조절하는 일 예의 방법을 일반적으로 설명하는 흐름도를 도시한다. 설명된 방법에서, 예시적 전력 변환기는 전술한 전력 변환기와 유사한 것으로, 전력 변환기의 입력과 출력 간에 접속된 에너지 전달 소자에 접속된 전력 스위치를 스위칭한다. 본 예에서, 전력 스위치의 스위칭은 그 스위치에 접속된 제어 회로로 제어된다. 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안 전력 변환기 출력 전압을 나타내는 피드백 신호가 생성된다. 제어 회로는 피드백 신호에 응답하고, 제어 회로는 전력 스위치의 스위칭을 제어하여, 피드백 신호가 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안 임계값 크고 작게 되는 상대 시간 주기를 조절하도록 접속된다.

특히, 블록(701)의 설명된 예에 도시된 바와 같이, 전력 스위치가 턴온된다. 블록(702)에서, 전력 스위치의 온 시간이 완료되었는지를 판정한다. 전력 스위치 온 시간이 완료되면, 블록(703)은 전력 스위치가 턴오프되었다고 지시한다. 전력 스위치 온 시간의 완료는, 예를 들면, 시간 측정과 같은 다양한 기술에 기초하거나 또는 예를 들자면 임계값에 도달하는 전력 스위치에 흐르는 전류에 기초하여 판정될 수 있다는 것을 유의하자.

블록(704)에서, 전력 스위치의 오프 시간이 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(TFB) 내에 있는지 여부가 검출된다. 검출된다면, 피드백 신호가 임계값보 다 큰 지의 여부가 블록(705)에서 검출된다. 피드백 신호가 임계값보다 크면, 피드백 커패시터(일 예에서, 피드백 커패시터(도 4의 460 또는 도 6의 660)일 수 있음)는 고정 전류로 블록(706)에서 방전된다. 피드백 신호가 임계값 이하이면, 피드백 커패시터는 고정 전류로 블록(707)에서 충전된다.

전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)이 완료되었다는 것이 블록(704)에서 검출되는 경우에, 피드백 커패시터 양단 간에 나타나는 전압이 블록(708)에서 검출된다. 이 전압이 이전의 전력 스위치 스위칭 싸이클로부터 변하지 않는다면, 전력 스위치의 온 시간 듀티 싸이클은 불변으로 남아있고 프로세싱은 블록(701 내지 713)으로 복귀하여, 다시 전력 스위치가 턴온되고 상기 과정이 반복된다. 그러나, 블록(710)에서 검출되는 바와 같이 피드백 커패시터 전압이 이전 전력 스위치 스위칭 싸이클보다 크면, 처리는 블록(711)으로 진행하여 후속의 스위칭 싸이클 온 시간을 증가시켜 듀티 싸이클을 증가시킨다. 다른 예시적 제어 기법에서, 본 발명의 교시에 따라, 전력 스위치 온 시간 또 한 일정하게 유지되고, 전체적인 전력 스위치 스위칭 싸이클 주기가 감소될 수 있거나 또는 전력 스위치에 흐르는 전류의 임계값을 증가시켜 듀티 싸이클을 증가시킬 수 있다는 것을 유의하자.

상기 예를 계속 진행하면, 블록(710)에서 피드백 커패시터 전압이 이전 전력 스위치 스위칭 싸이클보다 작으면, 프로세싱은 블록(712)으로 진행하여, 후속의 스위칭 싸이클 온 시간을 감소시켜 듀티 싸이클을 감소시킨다. 다른 제어 기법에서, 본 발명의 교시에 따라 전력 스위치 온 시간 또한 일정하게 유지될 수 있고 전체적 인 전력 스위치 스위칭 싸이클 주기를 증가시켜 듀티 싸이클을 감소시킬 수 있다는 것을 유의하자. 도 7의 흐름도는 블록(704)에서 검출되는 바와 같이 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(TFB)이 완료될 때 블록(708)에서 커패시터 전압의 검출을 지시한다는 것을 유의하자. 그러나, 도 4 및 도 6에 도시된 예와 같은 회로 구현시에, 전력 스위치의 듀티 싸이클은 전력 스위치의 스위칭 싸이클 주기에 걸쳐 피드백 커패시터(460 및 660) 양단 간의 전압에 의해 연속적으로 결정된다.

따라서, 도 7의 예시적 흐름도 방법을 사용하여, 전력 스위치의 스위칭을 제어함으로써, 본 발명의 교시에 따라 피드백 신호가 임계값보다 크고 임계값보다 작은, 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(TFB)의 부분들을 조절할 수 있다.

도 8은 본 발명의 교시에 따라 일 예에서 도 1의 제어 회로(115)일 수 있는, 제어 회로(815)의 내부 회로의 일부를 일 예에서 형성할 수 있는 회로의 보다 상세한 예시적 개략도이다. 도 8에 도시된 회로는, 본 발명의 교시에 따라 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(TFB) 동안 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 접속될 때, 전력 변환기의 입력으로부터 전력 변환기의 출력으로의 전력 전달을 제어할 수 있는 회로의 또 다른 예이다.

도 8에 도시된 회로는 도 4의 예시적 회로와 다수의 양상을 공유하고, 따라서, 하기의 설명에서는 도 4에 비해 도 8의 회로에서의 차이에 주안점을 둘 것이다. 도시된 예에 도시된 바와 같이, 제어 회로(815)는 피드백 신호(V_FB; 816)를 수신하도록 접속된다. 도 4의 회로의 경우에서와 같이, 비교기(853)를 사용하여 피 드백 전압(V_FB; 816)을 기준 전압(V_REF; 852)에 비교한다. 일 예에서, 기준 전압(V_REF; 852)은 도 2의 전압 임계값(201) 및 도 3의 전압 임계값(301)과 등가이다. 비교기(853)의 출력은 트랜지스터 스위치(856 및 857)를 구동하고 커패시터(860) 양단 간에 나타나는 전압(864)을 제어하도록 접속된다.

도 4의 예시적 회로와 공통으로, 스위치(859)는 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안만 그 스위치(859)가 온 상태에 있도록 스위칭된다. 따라서, 도시된 예에서 전류는 단지 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB) 동안 피드백 커패시터(860)로 또는 그 피드백 커패시터(860)로부터 흐를 수 있다. 피드백 커패시터(960) 양단 간에 나타나는 전압(V_PWM; 864)은, 피드백 커패시터(860) 양단 간의 전압과 실질적으로 동일하게 될 저항(880) 양단 간에 나타나는 전압을 조절하는 증폭기 회로(877)에 커플링된다. 따라서, 저항(880)의 값은 전류(879)의 값을 설정하고, 따라서, 피드백 커패시터(860) 양단 간에 나타나는 전압에 응답한다. 전류(879)는 전류 미러(878)에 의해 미러링되어(mirrored), 제어 전류 신호(822) 및 보상 전류 신호(887)를 발생하게 된다. 따라서, 제어 전류 신호(822)는 커패시터(860) 양단 간에 나타나는 전압에도 응답한다.

일 실시예에서, 도 1의 전력 스위치(105)의 듀티 싸이클은, 본 발명의 교시에 따라 일 예에서 전력 변환기의 압력으로부터 전력 변환기의 출력으로의 전력 전달을 조절하기 위해 도 1의 전력 스위치(105)의 듀티 싸이클을 제어하도록 커플링 될 수 있는 제어 전류 신호(822)에 응답한다. 일 실시예에서, 전력 스위치의 듀티 싸이클은 도 1의 전력 스위치(105)에 흐르는 전류(104)의 피크값을 제어함으로써 제어될 수 있다. 또 다른 예에서, 전력 스위치의 듀티 싸이클은 예를 들면 도 2의 스위칭 싸이클 주기(T; 212)를 제어함으로써 제어될 수 있다. 다른 예에서, 전술한 기술 또는 다른 기술의 조합을 사용하여, 본 발명의 교시에 따라 전력 스위치의 듀티 싸이클을 제어할 수 있다.

따라서, 제어 회로(815)는, 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)의 일 부분 동안 제1 스위치(857)를 통해 피드백 커패시터(860)를 방전시키도록 접속된 제1 전류원(858) 및 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)의 또 다른 부분 동안 제1 스위치(856)를 통해 제어 커패시터(860)를 충전시키도록 접속된 제2 전류원(855)를 포함한다. 일 예에서, 제어 전류 신호(822)는 전력 스위치의 듀티 싸이클을 제어하기 위해 피드백 커패시터(860) 양단 간의 전압에 응답하도록 접속되어, 전력 공급 장치의 입력으로부터 출력으로 전달되는 전력을 조절한다.

일 예에서, 제어 회로(815)는, 제1 스위치(857)의 오프 시간 동안 제1 전류원(858) 양단 간의 제1 전압(V1; 893)을 피드백 커패시터(860) 양단 간에 나타나는 전압과 실질적으로 동일하게 유지하도록 접속되는 전압 안정화 회로(869)를 더 포함한다. 본 예에서, 전압 안정화 회로(869)는 제2 스위치(856)의 오프 시간 동안 제2 전류원 소스(855) 양단 간의 제2 전압(V2; 892)을 제어 회로 공급 전압(854)과 피드백 커패시터(860) 양단 간에 나타나는 전압 간 차이와 실질적으로 동일하게 유 지하도록 더 접속된다.

도시된 예에 도시된 바와 같이, 보상 전류 신호(887)는 도 4를 참조하여 전술한 바와 같이 케이블 및 다이오드 전압 강하를 보상하기 위해서 전류 미러 회로(883)에 의해 미러링된다. 도 8의 예에 도시된 바와 같이, 미러링된 전류 신호(890)는 접속부(888)를 갖는 비교기(853)의 비반전 단자(850)에 커플링된다. 전류(890)는 트랜지스터(881)에 흐르는 다이오드 전압 강하 보상 전류 및 트랜지스터(884)에 흐르는 케이블 전압 강하 보상 전류의 결합이다. 다이오드 및 케이블 전압 강하 보상 신호의 상대 크기는 트랜지스터(884 및 881)의 적절한 사이징(sizing)에 의해 결정될 수 있다. 일 예에서, 저역 통과 필터(882)는 케이블 전압 강하 보상 신호를 필터링하여 전력 변환기의 안정성을 향상시키도록 접속된다. 따라서, 일 예에서, 트랜지스터(884 및 881)는, 도 1의 피드백 저항(111 및 112)과 일 예에서 등가인 외부 피드백 임피던스(811 및 812)에 병렬 임피던스를 제공한다.

보상 전류(890)를 가변시킴으로써, 저항(811 및 812)로 형성된 저항 분주기의 유효 비율이 가변되어, Vout(889)과 VFB(816) 간의 관계를 가변하여, 전력 변환기의 출력 회로에 케이블 및 다이오드 전압 강하를 보상하며, 여기에서 Vout은 전력 스위치의 오프 시간 동안 전력 변환기의 출력을 나타내는 전압이다. 일 예에서, 전술한 케이블 전압 강하 및 다이오드 보상 기술로, 외부 저항(811 및 812)을 적절히 선택함으로써 보상 정도를 선택할 수 있다. 로우(low) 값의 저항(811 및 812)이 선택되면, 다이오드 및 케이블 전압 강하 보상 신호 전류(890)는 외부 저항(811 및 812)에 대하여 더 큰 값이 선택되는 경우보다 효과가 더 적을 것이다.

또한, 도 8의 예시적 회로는 원하는 대로 회로(815)의 정확도를 증가시키기 위해 사용되는 전압 안정화 회로 블록(869)을 포함한다. 전압 안정화 회로(869)가 없으면, 전류원(855 및 858) 양단 간의 전압은 스위치(856 및 857)가 턴온 및 턴오프일 때 변할 수 있다. 이것은 그 다음 전력 스위치 스위칭 싸이클 동안 스위치(856 및 857)가 다시 턴온될 때 실제의 전류원 회로의 전류 충방전시에 초기 에러를 도입할 수 있다. 이들 초기 전류 에러는 전력 변환기 출력 전압이 조절되는 정확도를 감소시킬 수 있는 커패시터(860)에 흐르는 전류의 충방전이 성립되는 정확도를 감소시킬 수 있다.

스위치(856 및 857)가 온이거나 또는 오프인지에 관계없이 따라 전압 강하를 실질적으로 일정하게 유지하기 위해, 전압 안정화 회로(869)는 스위치(856)가 오프일 때 노드(872)에서 전압을 확립하고, 이것은 실질적으로 스위치(856)가 온일 때 노드(872)에서의 전압과 동일하다. 유사하게, 회로(869)는 스위치(857)가 오프일 때 노드(874)에서 전압을 확립하고, 이것은 스위치(857)가 온일 때 노드(874)에서의 전압과 실질적으로 동일하다. 이 성능은, 접속(871)을 통해 피드백 커패시터(860) 양단 간의 전압으로 출력이 유지되는 단위 이득 증폭기(875)에 의해 제공된다. 단위 이득 증폭기의 출력은 스위치(856)가 턴오프일 때 노드(872)에 커플링되고 스위치(857)가 턴오프일 때 노드(874)로 커플링된다. 이 방식에서, 전류원(855 및 858)은 스위치(856, 857 및 859)가 전류를 전류 경로에 제공하여 피드백 커패시터(860)에 흐르도록 피드백 커패시터(860)에 흐르는 조절된 전류값을 실질적으로 즉시 확립한다.

도 8의 회로는 또한 병렬의 전류원(870 및 873) 및 전류원(855 및 858)을 각각 도시한다. 일 예에서, 이들 전류원은 전류 제어 신호(822)에 응답한다. 일 예에서, 전류원(870 및 873)은 전류 제어 신호(822)가 임계값에 도달할 때 턴온된다. 일 예에서, 전류원(870 및 873)에 흐르는 전류의 크기는 전류 제어 신호(822)의 값에 응답한다. 일 예에서, 병렬의 전류원(870 및 873)은 증가된 이득을 제공하여 커패시터(860)가 충방전되는 속도를 증가시킨다. 일 예에서, 이러한 증가된 이득은 미미한 부하 조건 하에서 T_FB(205 또는 305)의 듀레이션이 매우 짧을 때 전력 변환기 동작에 사용된다. 병렬 전류원(870 및 873)으로 제공된 증가된 이득은 전력 변환기의 과도 응답을 향상시켜 전력 변환기의 출력에서 부하 조건을 변경하는데 도움이 된다. 일 예에서, 전류원(870 및 873)은, 실질적으로 값이 동일하고, 전류원(855 및 858)의 전류값의 9배와 실질적으로 동일한 전류를 제공한다.

제어 회로(415, 615 및 815)의 전술한 설명에서, 전력 변환기의 출력을 조절하기 위한 전력 스위치의 듀티 싸이클은 도 4, 도 6 및 도 8의 커패시터(460, 660 및 860) 각각에 응답한다. 그러나, 전력 스위치의 듀티 싸이클은 대안으로 디지털 카운터 회로의 값에 응답할 수 있지만, 본 발명의 교시로부터의 잇점은 여전히 갖고 있다. 일 예에서, 디지털 카운터 회로는 피드백 신호가 임계값보다 큰 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)의 부분들에 대하여 전력 스위치 스위칭 주파수보다 높은 주파수에서 감소되고, 피드백 신호가 임계값보다 작은 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)인 부분들에 대하여는 전력 스위치 스위칭 주파수보 다 더 높은 주파수에서 증가될 수 있으며, 여기에서, 스위칭 주파수는 전력 스위치 스위칭 싸이클 주기와 역의 관계가 있다. 본 예에서, 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분(T_FB)의 종단에서의 디지털 카운터 카운트의 값을 사용하여, 하나 이상의 이제 나올 스위칭 싸이클 주기에 대한 전력 스위치의 듀티 싸이클을 설정할 수 있다. 피드백 신호가 임계값보다 크고 임계값보다 작은 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분(TFB)인 부분들을 조절하기 위한 전술한 설명의 대안으로 다른 기술을 사용할 수 있지만, 본 발명의 광의의 교시로부터의 잇점을 여전히 갖게 된다.

요약서에서 설명된 것을 포함하여, 본 발명의 설명된 예의 상기 설명은 포괄적인 것이 아니며 개시된 정확한 형태로 제한하고자 하는 것도 아니다. 본 명세서에서는 예시적인 목적으로 본 발명의 특정 실시예 및 예를 설명하였지만, 본 발명의 광의의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 다양한 등가의 수정이 가능하다. 사실상, 설명의 목적으로 특정 전압, 전류, 주파수, 전력 범위값, 시간 등이 제공되고, 본 발명의 교시에 따라 다른 값 또한 다른 실시예 및 예에서 사용될 수 있다는 것이 이해된다.

전술된 설명에 비추어 본 발명의 예에 그러한 수정이 가해질 수 있다. 다음의 청구범위에 사용되는 용어는 본 발명을 상세한 설명 및 청구범위에 개시된 특정 실시예로 한정하는 것으로 해석되어서는 안된다. 오히려, 그 범위는 다음의 청구범위의 표현으로 확립된 독트린에 따라 해석되는 청구범위에 의해서만 전적으로 결정되어야 한다. 따라서, 본 명세서 및 도면은 제한적이라기 보다는 예시적인 것으 로 간주되어야 한다.

본 발명의 양상에 따른 예시적 제어 장치는, 제어 회로에 접속되도록 전력 스위치의 스위칭을 제어하기 위해 출력 신호를 생성하도록 접속된 신호 생성기를 포함한다. 피드백 회로는 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안 전력 공급 장치의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 접속된다. 신호 생성기는 피드백 신호에 응답하여 출력 신호를 생성함으로써, 피드백 신호가 임계값보다 클 때는 전력 스위치 오프 시간 중 피드백 부분의 일 부분과 피드백 신호가 임계값보다 작을 때에는 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 또 다른 부분을 조절하도록 접속된다.

Claims

전력 공급 장치로서,

전력 공급 입력부와 전력 공급 출력부 사이에 접속된 에너지 전달 소자;

상기 에너지 전달 소자에 접속된 전력 스위치 - 상기 전력 스위치가 온일 때 상기 에너지 전달 소자와 상기 전력 스위치를 통하여 전류가 흐름 -;

상기 전력 스위치에 접속되고, 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안 상기 전력 공급 장치의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 접속된 제어 회로 - 상기 피드백 신호는 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 한 부분 동안에는 임계값보다 크고, 상기 피드백 신호는 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 다른 부분 동안에는 임계값보다 작으며, 상기 제어 회로는 상기 전력 스위치의 스위칭을 제어하여 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 상기 부분들을 조절함 -

를 포함하는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 전력 공급 장치는 플라이백 변환기를 포함하는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 에너지 전달 소자는 상기 제어 회로에 의해 수신되도록 커플링되는 피 드백 신호를 생성하도록 접속된 보조 권선을 포함하는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 전력 공급 장치는 벅(buck) 변환기를 포함하는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 에너지 전달 소자는 상기 제어 회로에 의해 수신되도록 커플링되는 피드백 신호를 생성하도록 접속된 주 에너지 전달 소자 권선을 포함하는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 상기 부분들은 각각 오프 시간 중 피드백 부분의 실질적으로 50%가 되도록 조절되는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 전력 스위치의 오프 시간 중 상기 피드백 부분은 상기 전력 스위치의 오프 시간과 실질적으로 동일한 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 임계값은 전압 임계값을 포함하는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 임계값은 전류 임계값을 포함하는 전력 공급 장치.
제1항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분인 상기 한 부분 동안에 제1 스위치를 통해 피드백 커패시터를 방전시키도록 접속된 제1 전류원과, 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분인 상기 다른 동안에 제2 스위치를 통해 상기 피드백 커패시터를 충전시키도록 접속된 제2 전류원을 포함하고, 제어 신호는 상기 피드백 커패시터 양단 간의 전압에 응답하여 상기 전력 스위치의 듀티 싸이클을 제어함으로써 상기 전력 공급 장치의 출력을 조절하도록 커플링되는 전력 공급 장치.
제10항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 제1 스위치의 오프 시간 동안 상기 제1 전류원 양단 간의 제1 전압을, 상기 피드백 커패시터 양단 간에 나타나는 전압과 실질적으로 동일하게 유지하도록 접속된 전압 안정화 회로를 더 포함하는 전력 공급 장치.
제10항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 제2 스위치의 오프 시간 동안 상기 제2 전류원 양단 간의 제2 전압을, 제어 회로 공급 전압과 상기 피드백 커패시터 양단 간에 나타나는 전압과의 차와 실질적으로 동일하게 유지하도록 접속된 전압 안정화 회로를 더 포함하는 전력 공급 장치.
전력 스위치의 스위칭을 제어하여 전력 변환기의 출력을 조절하는 단계;

상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안 전력 스위치 변환기 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 생성하는 단계 - 상기 피드백 신호는 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 한 부분 동안에는 임계값보다 크고, 상기 피드백 신호는 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 다른 부분 동안에는 임계값보다 작음 -; 및

상기 피드백 신호에 응답하여 상기 전력 스위치의 스위칭을 제어함으로써, 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 상기 부분들을 조절하는 단계

를 포함하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 전력 변환기는 플라이백 변환기를 포함하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 피드백 신호를 생성하는 단계는, 상기 전력 스위치에 접속된 에너지 전달 소자에 포함된 보조 권선으로부터 피드백 신호를 생성하는 단계를 포함하는 방 법.
제13항에 있어서,

상기 전력 변환기는 벅 변환기를 포함하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 피드백 신호를 생성하는 단계는, 상기 전력 스위치에 접속된 에너지 전달 소자에 포함된 주 에너지 전달 소자 권선으로부터 피드백 신호를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 상기 부분들을 조절하는 단계는, 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 상기 부분들을 각각 상기 오프 시간 중 피드백 부분의 실질적으로 50%가 되도록 조절하는 단계를 포함하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분은 상기 전력 스위치의 오프 시간과 실질적으로 동일한 방법.
제13항에 있어서,

상기 임계값은 전압 임계값을 포함하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 임계값은 전류 임계값을 포함하는 방법.
전력 공급 장치에 사용하기 위한 제어 회로로서,

출력 신호를 생성하여 전력 스위치를 상기 제어 회로에 커플링 되도록 스위칭을 제어하도록 접속된 신호 생성기; 및

상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안 전력 공급 장치의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하도록 접속된 피드백 회로 - 상기 신호 생성기는 피드백 신호에 응답하여 출력 신호를 생성함으로써, 피드백 신호가 임계값보다 클 때에는 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 한 부분과 상기 피드백 신호가 임계값보다 작을 때에는 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분의 다른 부분을 제어함 -

를 포함하는 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 피드백 회로는, 상기 전력 스위치의 오프 시간 중 피드백 부분 동안 상기 피드백 신호가 임계값보다 클 때 방전되도록 접속되고, 상기 전력 스위치의 오 프 시간 중 피드백 부분 동안 피드백 신호가 임계값보다 작을 때 충전되도록 접속된 피드백 커패시터를 포함하는 제어 회로.
제23항에 있어서,

상기 피드백 회로는 상기 피드백 신호에 응답하여 피드백 커패시터를 충방전하도록 접속된 제1 및 제2 전류원을 더 포함하는 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 피드백 신호는 피드백 전압인 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 피드백 신호는 피드백 전류인 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 임계값은 전압 임계값을 포함하는 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 임계값은 전류 임계값을 포함하는 제어 회로.
제24항에 있어서,

상기 제1 및 제2 전류원에 접속되어, 상기 제1 및 제2 전류원 양단 간의 제1 및 제2 전압을 각각 유지하는 전압 안정화 회로를 더 포함하는 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 신호 생성기는 펄스폭 변조기 비교기를 포함하는 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 신호 생성기는 상기 출력 신호를 생성하여 상기 전력 스위치의 듀티 싸이클을 제어함으로써 상기 전력 공급 장치의 출력을 조절하도록 접속되는 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 피드백 회로 및 상기 신호 생성기에 접속되어, 상기 전력 공급 장치의 출력 회로에서의 케이블 전압 강하를 보상하기 위한 케이블 전압 강하 보상 회로를 더 포함하는 제어 회로.
제22항에 있어서,

상기 피드백 회로 및 상기 신호 생성기에 접속되어, 상기 전력 공급 장치의 출력 회로에서의 다이오드 전압 강하를 보상하기 위한 다이오드 전압 강하 보상 회로를 더 포함하는 제어 회로.