CN101640483B

CN101640483B - 用于高压电源电路的方法和装置

Info

Publication number: CN101640483B
Application number: CN200810125894.1A
Authority: CN
Inventors: C·W·朴; L·O·伦德
Original assignee: Power Integrations Inc
Current assignee: Power Integrations Inc
Priority date: 2007-03-23
Filing date: 2008-03-21
Publication date: 2014-09-03
Anticipated expiration: 2028-03-21
Also published as: KR20080086798A; CN101640483A

Abstract

用于高压电源电路的方法和装置。本发明公开了一种用在电源中的控制电路。根据本发明的观点，该控制电路的实施例包括信号产生器，其被耦合成产生输出信号来控制功率开关的切换，该功率开关耦合于控制电路。反馈电路被耦合成接收反馈信号，反馈信号表示在功率开关关断时间的反馈部分期间电源的输出。信号产生器产生输出信号以响应于反馈电路来控制反馈信号在阈值之上的功率开关关断时间的反馈部分的部分，以及反馈信号在阈值之下的功率开关关断时间的反馈部分的另一部分。

Description

用于高压电源电路的方法和装置

相关在先申请参考

本申请要求美国临时申请No.60/919,842的优先权，该临时申请于2007年3月23日提出，名称为“用于高压电源电路的方法和装置”。

技术领域

本发明通常涉及控制电路，更具体地，本发明涉及用在功率转换器中的调节功率转换器输出的控制电路。

背景技术

功率转换器控制电路可以用于多个目的和应用。由于降低功率转换器成本的需求，需要控制电路的功能性以减少集成控制电路的外围部件的外围部件数量。这种外围元件数量的减少使得功率转换器能够小型化以提高可便携性，同时也减少了用于最终完成功率转换器设计所需的设计周期数目，并且还改善了终端产品的可靠性。此外，减少部件数量能够提高在功率转换器操作中的能量效率并且能够降低功率转换器的成本。减少功率转换器的的部件数量的可能性的一个方面是简化或者去掉以前实现功率转换器的输出电压调节所需的外围电路。

在用于AC/DC功率转换的隔离回扫式转换器中，通常测量隔离的电源输出端之间的输出电压，以产生连续的反馈信号，该反馈信号耦合于电源的初级侧(也称为输入)的控制电路，通常采用光耦合器以隔离电源的输入和输出电路。控制电路响应于反馈信号以控制耦合于能量传递元件的绕组的功率开关的切换，以调节从功率转换器的输入到输出的功率传递。

在其它回扫式转换器中，使用构成功率转换器变压器或者能量传递元件的一部分的辅助绕组产生反馈信号。整流并且平滑辅助绕组两端的回扫电压以产生耦合于转换器初级侧的控制电路的反馈信号。

在降压转换器中，表示功率转换器输出电压的反馈信号典型地通过在功率开关的关断(off)时间内整流和平滑主电感或者能量传递元件绕组两端的电压而产生。

在回扫和降压转换器结构中，功率开关被耦合到电源输入端和能量传递元件，以使得当功率开关位于导通(ON)状态时电流从电源输入端流入并通过功率开关和能量传递元件。

附图说明

参考下面的附图，描述了本发明的非限制性且非穷举的实施方式和实施例，其中贯穿各个附图相同的附图标记表示相同的部件，除非有另外具体的说明。

附图1为根据本发明的教导一般地示意性示出了一示例性回扫式电源，该回扫式电源应用了响应于可调节电源输出的反馈信号的控制电路。

附图2为根据本发明的教导一般性示出了电源的波形，该电源应用了响应于反馈信号以调节电源的输出电压的实例控制电路。

附图3为根据本发明的教导一般性示出了电源的波形，该电源应用了响应于反馈信号以调节电源的输出电压的实例控制电路。

附图4为根据本发明的教导解释了实例控制电路的一部分的更详细的示意图。

附图5为根据本发明的教导一般性解释了实例非隔离电源的示意图，该非隔离电源应用了响应于可以调节电源输出电压的反馈信号的控制电路。

附图6为根据本发明的教导解释了另一个实例控制电路的一部分的更详细的示意图。

附图7为根据本发明的教导解释了用于调节电源的输出电压的示例性方法的流程图。

附图8为根据本发明的教导示出了控制电路的另一个实例的内部电路的一部分的更详细示意图。

具体实施方式

本发明披露了实现用于调节功率转换器输出的控制电路的方法和装置。在下面的描述中，将阐述大量的具体细节以使本发明被充分理解。然而，显然对于本领域的普通技术人员来说，不需要该具体细节来实施本发明。在其它实施例中，为了避免使本发明难于理解，已知的材料或者方法也没有描述。

贯穿说明书提及的“一个实施方式”、“一实施方式”、“一个实施例”或者“一实施例”的意思是，关于所述实施方式或实施例描述的具体的特征、结构或者特性包括在本发明的至少一个实施方式中。因此，在全部说明书中不同地方出现的词组“在一个实施方式中”、“在一实施方式中”、“一个实施例”或“一实施例”并不全部指的是同一个实施方式或者实施例。而且，在一个或者多个实施方式或实施例中可以将具体的特征、结构或者特性以任何合适的组合和/或重组进行组合。另外，可以理解的是，对于本领域的普通技术人员来说，所提供的附图是用于解释的目的并且这些附图并没有必要按比例绘制。

将描述根据本发明的教导的用于调节转换器输出的控制电路。本发明的实施例包括调节功率转换器输出的方法和装置。

附图1一般性示出了根据本发明的教导具有用于调节功率转换器的输出电压的控制电路的功率转换器100的示意图，功率转换器100在这里也称作电源。在一个实施例中，功率转换器100为隔离回扫式转换器，其中初级接地107和次级返回(return)126彼此隔离。值得注意的是根据本发明的教导，在另一个实施例中，功率转换器100也可以为非隔离的回扫式转换器。值得注意的是根据本发明的教导，在其它的实施例中功率转换器100具有多个输出。

如图所示，控制电路115耦合于功率开关105，在一个实施例中其为金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)半导体开关、双极晶体管或者类似的开关。功率开关105耦合于能量传输元件109的输入绕组103，该能量传输元件109的输入绕组103耦合于直流输入电压101和输出功率二极管117。在一个实施例中，直流输入电压101为耦合于未示出的AC电压源的整流电路的输出。电容器106耦合于功率转换器的输入端子190和191，以便当功率开关105在导通状态时，为流过第一和第二输入端子190和191、能量传输元件109的绕组103和功率开关105的开关电流提供一个低阻抗源。在一个实施例中，控制电路115和开关105形成为作为混合或者单片集成电路制造的集成电路的一部分。控制电路115被耦合以接收反馈信号114，根据本发明的教导在一个实施例中其为电压信号，但是在另一个实施例中为电流信号或者其它指示电源输出的信号，仍可以受益于本发明的教导。

在该实施例中，控制电路115耦合成调节从功率转换器100的第一和第二输入端子190和191传递到负载121的功率转换器输出端子192和193的能量。在一个实施例中，具体的被调节的输出参数是DC输出电压119。能量传输元件109包括输入绕组103和输出绕组110和辅助绕组108。反馈信号114从辅助绕组108通过由电阻器111和112构成的电阻分压器耦合到控制电路115。

在操作中，控制电路115响应于反馈信号114，通过切换功率开关105调节电源100的输出。当开关105导通时，来自电容器106的能量被传递给能量传输元件109的输入绕组103。当该开关关断时，储存在输入绕组103中的能量被传递给输出绕组110。来自输出绕组110的能量以电流传递给电源100的输出，该电流流经正向偏置输出功率二极管117到达输出电容器118和耦合于输出端子192和193的负载121。在开关105关断期间，当电流流过输出功率二极管117时，负载121上的输出电压Vo 119加上输出功率二极管117上的正向电压降基本上等于输出绕组110上的电压。

将讨论的是，当电流流过输出二极管时输出绕组110上的电压表示输出电压Vo 119时的功率开关的关断时间的这部分将被作为功率开关105的关断时间的反馈部分T_FB。在某些情况下，电流在功率开关105关断时间期间基本上不从输出绕组110流过输出功率二极管117。在这种情况下，输出功率二极管117变成反向偏置并且输出绕组110上的电压降不再表示输出电压Vo 119。电流基本上不流过输出功率二极管117时的功率开关105的关断时间的这部分称为功率开关105的关断时间的非反馈部分。

输出绕组110上的电压根据匝数比反映在能量传递元件的辅助绕组108上。因而，在功率开关105的关断时间的反馈部分T_FB内利用辅助绕组108上的电压以获得关于电源100的输出的反馈信号114，其耦合成被控制电路115接收以控制功率开关105的切换，从而调节电源100的输出。

在一个实施例中，耦合于辅助绕组108的电路块194包括如附图1所示的二极管113。在功率开关105的导通时间内，辅助绕组二极管113反向偏置并且因此防止电流流过电阻器111和112。在另一个实施例中，仍然受益于本发明的教导，所示电路块194包括基本上短路连接195。

在电路块194包括基本上短路连接195的实施例中，信号在功率开关105导通时间内加到控制电路115的端子123。然而，该信号为并不表示功率转换器输出电压的前馈信号。因此，在电路块194包括基本上短路连接195的实施例中，在功率开关105的关断时间期间，信号114仅仅是表示功率转换器100的输出电压119的反馈信号。在一个实施例中，仅在功率开关105的关断时间的一部分内，信号114为表示功率转换器100的输出电压119的反馈信号，如参考附图2中所解释的实施例所描述的那样。

附图2示出了帮助解释附图1中的实例电路的工作的实例波形。例如，波形200为附图1中V_FB 116的电压波形。正如将要讨论的那样，在波形200的关断时间段T_off 206的反馈部分T_FB 205期间，在一个实施例中，波形200可以用于提供关于输出电压Vo 119的反馈给控制电路115。在解释性的实施例中，在波形200的非反馈部分T_NFB 216内不提供反馈信息。波形214为附图1中流经功率开关105的漏极电流104的电流波形。在解释性的实例中，示出的波形214为非连续的电流波形，这是因为每次功率开关105导通时，漏极电流波形209基本上是从零电流215开始的。

在每个切换周期内，在导通时间段Ton 204，功率开关是导通的，在关断时间段Toff 206，功率开关是关断的。在关断时间Toff206的反馈部分T_FB 205内，输出功率二极管117是正向偏置，以使得电流流过功率转换器100的输出功率二极管117。因此，在T_FB 205期间在该时间出现在输出绕组110上的电压基本上等于输出电压119加上功率二极管117的正向偏置电压降。值得注意的是在附图2示出的实施例中的关断时间Toff206的非反馈部分T_NFB216内，输出二极管117不再正向偏置并且基本上没有电流流过输出功率二极管117。在T_NFB216期间的该时间，出现在输出绕组110上的电压不再提供关于输出电压119的反馈信息。

当输出功率二极管117正向偏置时，流过输出功率二极管117的电流量基本上等于流过输出电容器118的电流和流过负载121的输出电流120的总和。由于在电流流过二极管117时通过制造商参数基本上已知二极管117的正向电压，因此，出现在绕组110上的电压表示输出电压119。而且，出现在绕组108上的电压通过绕组110和108的匝数比而与绕组110上的电压相关。换句话说，绕组110上的电压根据相应匝数比反映到绕组108上的电压。例如，如果绕组110和108具有相同的匝数，在关断时间Toff 206的反馈部分T_FB 205内出现在绕组110和绕组108上的电压基本上在一阶是相等的。二阶干扰，例如漏电感间绕组间电容在这里不详述以免使得本发明的教导晦涩难以理解。因而在关断时间Toff 206的反馈部分T_FB 205内，出现在绕组108上的电压也表示输出电压119。

由于反馈信号114，其在该实施例中为V_FB 116，通过已知的电路块194和由电阻器111和112形成的电阻分压器与绕组108上的电压相关，该反馈信号114在开关的关断时间Toff 206的反馈部分T_FB 205内表示电源的输出电压。值得注意的是主要由于电源输出电路中的阻抗，关断时间Toff206的反馈部分T_FB205内在反馈电压波形208上有斜坡，该斜坡由于解释的目的放大显示在图2中。由于阻抗包括二极管117的正向阻抗，其包括电阻元件和输出电容器118的串联阻抗，其包括电阻元件。

值得注意的是，在功率开关105的导通时间段Ton 204内，如果电路块194包括二极管113或如果有内部箝位电路(clamp)(未示出)耦合于端子123，出现在附图1中的反馈端子123上的电压相对于接地端子124基本上是零伏。这种情况通过附图2中的电压电平213示出，其基本上等于接地电压202。

在附图1的控制电路115并不具有耦合于端子123的内部箝位电路并且电路块194包括基本上短路连接195的实例电路结构中，出现在反馈端子123上的电压将遵循附图2中示出的虚线203的类型的特性。在任一种情况下，在解释性的实例中反馈信号208仅仅在关断时间Toff 206的反馈部分205内表示功率转换器100的输出电压119。

附图3示出了进一步帮助解释附图1中电路工作的实例波形。波形300为附图1中V_FB 116的电压波形。波形314为附图1中流过功率开关105的漏极电流104的电流波形。附图3中示出的实例波形314为连续电流波形，这是因为功率开关105每次导通之后，漏极电流波形309从非零电流水平315开始上升。在每个切换周期中，功率开关在时间段Ton 304导通，并且在时间段Toff306关断。

在附图3中解释的该实施例波形中，值得注意的是关断时间Toff 306的反馈部分T_FB 305基本上等于整个关断时间Toff 306。这表示功率输出功率二极管117正向偏置并且因此基本上在功率开关105的全部关断时间段电流流过功率输出功率二极管117。因此，在整个关断时间周期Toff306期间，出现在输出绕组110上的电压基本上等于输出电压119加上二极管117的正向电压降。因此采用针对上述附图2中波形相同的解释，反馈信号114或者V_FB 116表示功率转换器在T_FB305期间的输出电压，T_FB 305在附图3的情况下基本上为功率开关105整个的关断时间周期Toff306。

附图4一般性示出了电路400的示意图，根据本发明的教导其可以是附图1中控制电路115的一部分的更详细实例示意图。附图4的电路为一个实例电路，根据本发明的教导，该电路在耦合成在开关的关断时间的反馈部分205或者305期间接收表示功率转换器的输出电压的反馈信号时，能够调节从功率转换器的输入到功率转换器的输出之间传递的功率。

如所示的详细的实施例，控制电路415被耦合成在相对于接地端子424的反馈端子423接收反馈信号V_FB 416。在一个实例中，控制电路415包括反馈电路，该反馈电路包括比较器453、开关456、457、459、反馈电容器460和电流源455和458。反馈电压V_FB 416耦合于比较器453的非反相输入端450。参考电压V_REF 452加到比较器453的反相输入端451。在一个实施例中，参考电压V_RFB 452等于附图2中电压阈值201和附图3中电压阈值301。比较器453的输出耦合成驱动晶体管开关456和457，以使得当V_FB 416＞V_REF452时，开关457导通，而当V_FB 416＜V_RFB452时，开关456导通。

如解释性的实例中所示，电路块461耦合成驱动开关459，以使得开关459仅仅在附图2实例中的关断周期Toff206的反馈部分T_FB 205或者在附图3实例中的T_FB 305期间处于导通状态。因此，仅仅在T_FB 205或305期间电流能够流入或者流出反馈电容器460。在一个实施例中，电路块461耦合成通过比较反馈信号416和阈值电压水平确定关断周期206的反馈部分T_FB 205，从而在反馈信号416大于阈值电压水平时以逻辑高输入信号驱动开关459以确定输出功率二极管117是否传导电流。电路块461以逻辑高输入信号驱动开关459的持续时间基本上等于当附图1中电流流过功率输出二极管117的时间段T_FB 205。出现在反馈电容器460上的电压V_PWM 464耦合到脉冲宽度调制(PWM)比较器463并且与PWM波形462比较以响应于电压V_PWM 464的幅值，在输出端子425产生可变占空因数输出422。在这个实施例中，PWM波形462为斜坡信号或三角波形等。

在一个实施例中，PWM比较器463为用于产生信号422的电路400的信号产生器的一部分，信号422等效于附图1中的信号122。在一个实施例中，该信号产生器可包括提供信号以启动功率开关周期的导通时间的振荡器。在不脱离本发明的教导的情况下，振荡器信号可以基本上为固定频率，或者可以调节它的频率以减少系统中的EMI，或者在某一环境下可变以减小功率消耗或者增加效率。在另一个实施例中，根据本发明的教导，信号发生器还可包括将其它信号与信号422进行逻辑组合以产生信号122的电路，信号122例如是保护电流极限和热关断信号等。值得注意的是在另一实施例中，根据本发明的教导，该电压V_PWM464还可用耦合在反馈电容器460和PWM比较器463的非反相输入端之间的低通滤波器滤波。

在该解释性的实例中，由于仅当晶体管开关459处于导通状态时电流才在晶体管开关459中流动，从而仅在附图2中关断时间Toff206的反馈部分T_FB 205或者附图3的关断时间Toff 306的反馈部分T_FB 305期间，电压V_PWM 464响应于比较器453的输出并且因此响应于反馈信号416。接着上面描述的实施例，在反馈信号电压416大于参考电压V_REF 452时的反馈部分T_FB 205或者305的部分期间，反馈电容器460以通过晶体管开关459的电流I2458放电。返回去参考附图2和附图3中所示的实施例，这分别与在附图2中标为时间段K x T_FB 207的T_FB 205的部分或者附图3中标为时间段K xT_FB 307的T_FB 305的部分相对应，这里K为小于1的变量。T_FB 205或者T_FB 305的剩余部分分别标为附图2中的时间段(1-K)xT_FB210或者附图3中的(1-K)xT_FB 310。在(1-K)xT_FB部分中，当反馈信号电压416小于参考电压V_REF 452时，电流I1455通过晶体管开关459给反馈电容器460充电。

在电流I1455和电流I2458基本上相等的实施例中，如果变量K的值基本上等于0.5，则电压V_PWM 464的平均值将保持常数。在功率转换期100工作期间，如果输出电流120突然增加，则输出电容器118开始放电并且输出电压119下降。结果，在功率开关105的关断时间Toff206的反馈部分T_FB 205期间的反馈电压V_FB 416也下降。这个实例可以通过附图2解释，其中反馈部分T_FB 205期间的反馈信号电压222相比较于反馈信号电压208下降，该反馈信号电压208表示当附图1中的负载电流120稳定时的反馈信号电平。在这种暂态负载条件下，反馈部分T_FB 205期间的反馈信号电压在T x 221这一时间大于参考电压阈值201，在稳态负载条件下T x 221这一时间小于时间段207。

因此，返回参考附图4，由于在时间段205期间的反馈信号电压416大于参考电压阈值452持续一更短的时间，反馈电容器460放电持续一更短的时间，导致反馈电容器460上的电压V_PWM 464增加。这使得输出信号422的占空因数增加，这在一个实施例中导致附图1中功率开关105的导通时间百分比或者占空因数增加。因此，传递给电源输出的功率增加，趋向于使附图2中的反馈电压返回到稳定状态水平208。这恢复了附图4中反馈电容器460充电和放电相等的条件，使得V_PWM 464的平均电压变得基本上为常数。

值得注意的是类似的解释可以应用于附图3的波形。还应当注意的是，当功率转换器负载发生瞬时减少时产生相反的效果，并且输出信号422的占空因数降低，直到到达新的稳态占空因数。值得注意的是，在某些瞬态负载情况下，在整个时间段T_FB 205和305期间，反馈信号电平可能瞬时大于或者小于电压阈值201和301。在这些情况下，只要该条件存在，在整个时间段T_FB 205和305，附图4中的反馈电容器460或者充电或者放电。对信号422占空因数的影响是使得反馈信号返回到这样的水平，在该水平反馈信号值大于阈值201和301持续时间段T_FB 205和305的一部分，并且小于阈值201和301持续时间段T_FB205和305剩下的部分。

值得注意的是，尽管附图4中的电路通过比较电压V_PWM 464与参考PWM斜坡信号462来改变输出信号422的占空因数，有时称作电压模式控制的方式，但是可以有很多种方法完成这种占空因数控制。例如，在一个实施例中，待与流过功率开关105的电流相比的阈值可以与V_PWM 464电压成比例，这将随着V_PWM464电压的增加导致功率开关占空因数增加，这种方式有时称为电流模式控制。在另一个实施例中，附图2中的切换周期T 212和附图3中的312可能与V_PWM 464电压成反比，同时分别保持附图2和3中的功率开关导通时间段204或者304基本上为常数，这又将导致随着V_PWM 464电压的增加而增加功率开关占空因数，这种方式有时称为可变频率控制。在另一个实施例中，根据本发明的教导，可以采用这些控制技术的任何组合调节从功率转换器的输入到输出传递的功率，以调节功率转换器的输出电压。

因此，根据上面的描述，并且参考附图1、2、3和4，在一个实施例中，控制电路115和415控制功率开关的切换以调节反馈部分T_FB205的时间段207和210，或者反馈部分T_FB 305的时间段307和310，其中相应的反馈信号114、208、308或者416高于阈值。表示功率转换器输出电压的所述相应反馈信号114、208、308或者416仅仅在功率开关105的关断时间206或者306的反馈部分T_FB 205或者T_FB 305期间被接收。在这种方式中，功率转换器100中的控制电路115调节从功率转换器的输入传递到输出的能量以调节功率转换器的输出电压。

值得注意的是，通过设计电流源I1 455和I2 458使其不等，附图3和4中的变量K的值可以为任何分数。在一个实施例中，如果I2 458的值小于I1 455的值，反馈电容器460上的电压的稳态条件是K的值大于0.5。在这个实施例中，(KxT_FB)乘积207或307将大于T_FB 205和305的50％，并且乘积((1-K)xT_FB)210或310将小于T_FB 205和305的50％。在某些实施例中，可以优选地选择K＞0.5的值。例如，一个原因可以是由于附图1中的二极管117上固有的电阻电压降。特别地，二极管117的一个实施例上的电阻电压降向着反馈部分T_FB 205或者305的末端降低，这是由于流过二极管117的电流在这个区域里更低。从而在这个实施例，该电阻电压降更低，因此反馈信号更能代表功率转换器输出电压119。

在一个实施例中，变量K根据功率转换器的工作条件可变或者可修正。例如，参考附图1，在输出连接199的阻抗相对较大的应用中，在通常称为输出电缆的该连接上可以存在明显的电压降。在这个实施例中为了帮助维持负载121上稳定的电源电压，输出电压119随着输出电流120增加而增加。在其它的实施例中，例如根据本发明的教导，当流过功率开关105的峰值初级电流104以调节从功率转换器100的输入传递到功率转换器的输出的功率方式被控制时，输出功率二极管117上的电压降可以随输出电流120而变化。附图4中的电路示出了包括电路块471和可变电流源470的可选电路，该电路可以用于补偿二极管电压降或者电缆压降变化。电路块471的功能是输出信号472以控制电流源470，使得电流源470的电流I3随着电路块471的T_FB/T的比率增加而增加。

操作中，输出功率二极管117的导通时间T_FB 205和305与整个切换周期T212和312的比率是功率转换器输出电流的幅值的一个指示。如果电流源470电流I3随着比率T_FB/T的增加而增加，那么附图2和3中的变量K的值增加，这是由于晶体管开关456需要导通更少的时间以维持反馈电容器460上的电压。从而，参考附图2和3，根据本发明的教导，时间段207和307随着附图4中的电流源470电流I3的增加而增加。效果是有效地增加了反馈信号208和308的平均值，而这又增加了功率转换器输出电压119的值。在具有这个功能的示例性应用中，取决于负载条件，附加电流I3将表示主I1455电流值的大约0-5％。根据本发明的教导，上面描述的操作的效果在于反馈信号208和308在阈值201和301之上的时间根据流过电源输出端的电流Io 120的幅值变化。

在其它的实施例中，基于其它因素，例如包括在功率转换器内的一个或多个部件的温度或者例如功率转换器运行时的周围温度，变量K可变。

值得注意的是在上面的描述中，根据本发明，调节功率转换器100的具体方式或者可以就如下方面进行描述：控制电路115和415控制功率开关105的切换，以调节T_FB 205的时间段207或者210中的一个或二者，和/或T_FB305的时间段307或310中的一个或者二者。实际上，可以理解的是通过调节T_FB 205的时间段207(其等于KxT_FB)，T_FB205的时间段210(其等于(1-K)xT_FB)也得到调节。类似的，通过调节T_FB 205的时间段210，也可以调节T_FB 205的时间段207。

附图5示出了根据本发明的教导的非隔离功率转换器的实例的示意图500。在该解释性实例中，示出的非隔离功率转换器为降压转换器(buck converter)。可以理解的是，非隔离电源的其它类型也可以受益于本发明的教导，以举例的方式包括但不受限于升压转换器、降压-升压转换器、SEPIC转换器、转换器等。在该解释性的实例中，控制电路515的许多操作方面的与上面描述的控制电路115和415相同。在一个实施例中，不需要在能量传递元件上具有辅助绕组，相反，具有电压值V_FB 516的反馈信号514从主能量传递元件509的绕组594耦合到控制电路515。

工作中，当功率开关505导通时，电流504通过能量传递元件509和功率开关505在电源500的第一输入端子591和第二输入端子592之间流动。在一个实施例中，功率开关505为MOSFET半导体开关、双极晶体管等。当功率开关505关断时，节点593的电压降至基本上等于接地电压507减去输出功率二极管530(其耦合于能量传递元件509)的正向电压降的值，以在功率开关505关断时间的反馈部分T_FB期间维持在能量传递元件509内的电流。在该功率开关505关断时间的反馈部分T_FB期间(此时输出功率二极管530传导电流)，能量传递元件509上的电压因此等于输出电压519加上输出功率二极管530上的正向二极管电压降，并且因此表示功率开关505关断时间的反馈部分T_FB期间的输出电压519。流过输出功率二极管530的电流基本上等于流过输出电容器518的电流和流过负载521的输出电流520之和。如在该实施例中所示，能量传递元件绕组594上的电压通过电路块513和由电阻器511和512形成的电阻分压器耦合到控制电路515的反馈端子523作为反馈信号514。

在该解释性的实例中，反馈信号514仅在功率开关505的关断时间内从能量传输元件509的绕组594耦合到控制电路515。在一个实施例中，电路块513包括耦合于主能量传输元件绕组594的二极管595。在功率开关505的导通时间内，二极管595反向偏置并且因此而防止电流在电阻器511和512内流动。

在另一个实施例中，仍然受益于本发明的教导，所示电路块595包括基本上短路连接596。在电路块595包括基本短路连接596的该实施例中，在功率开关505的导通时间内有信号加到控制电路515的端子523。然而在功率开关505导通时间内该信号并不表示功率转换器的输出电压。在电路块513包括基本短路连接596的一个实施例中，在功率开关505关断时间的反馈部分T_FB期间(此时电流流过输出功率二极管530)，反馈信号514仍然仅仅是表示功率转换器500的输出电压519的反馈信号。在附图5所示的降压转换器电路的一个实施例中，电路块513包括二极管595以帮助确保具有电压值V_FB 516的反馈信号514更加精确的表示输出电压519，这是因为二极管595上的正向电压降趋向抵消输出功率二极管530上的正向电压降。

因此在一个实施例中，控制电路515的工作原理与上述的控制电路115和415的工作原理相类似。当流入输出功率二极管530的电流基本上降到零值时功率开关505关断时间的反馈部分T_FB结束，这是由于仅仅在流入输出功率二极管530的电流为非零时，能量传递元件509上的电压表示输出电压519。耦合控制电路515以调节反馈电压V_FB 516在控制电路515中产生的阈值以上和以下的功率开关505关断时间的反馈部分T_FB的各部分。附图4中讨论的一个电路实施例可以提供该工作。

附图6中一般性示出了在一个示例性电路600更详细的示意图，在一个实施例中其形成了控制电路615的内部电路的一部分，控制电路615在一个实施例中可以是附图1中的控制电路115。在附图6中的电路是这样一个电路的实施例，当耦合成在功率开关的关断时间的反馈部分T_FB期间接收表示功率转换器的输出电压的反馈信号时，该电路能够被用于调节从功率转换器的输入到该功率转换器的输出的功率传递。

如在该详细实施例中所示的那样，控制电路615耦合成在反馈端子623接收反馈电流I_FB690。在一个实施例中，当反馈电流I_FB690流过时，反馈端子623相对于接地端子624的电压V_FB 616基本上等于参考电压Vref664加上p沟道晶体管650的栅极阈值电压。反馈电流I_FB 690流过晶体管650和电流源651。

工作中，如果反馈电流I_FB 690大于I3，则加在晶体管656和657栅极的电压为高并且晶体管657导通。如果反馈电流信号I_FB 690小于I3，则加在晶体管656和657栅极的电压为低并且晶体管656导通。电路操作的剩余部分和其对来自端子625的输出信号622占空因数的影响类似于上面关于附图4中所描述的电路。附图6中所示电路类型在一个实施例中可以用于消除对电阻分压器、或者附图1中所示的电阻器112或者附图5中所示的电阻器512的需求。在附图1和5中分别基于已知的反馈电压V_FB 116和516选择剩余的反馈电阻器111和511，以调节功率转换器的输出电压在理想的值。尽管附图6中没有示出，但是根据本发明的教导，可以包括用于补偿功率转换器输出和负载之间的连接的电压降的附加部件，例如在附图4中描述的关于电路元件470和471所描述的那些。

附图7一般性示出了描述调节从功率转换器的输入端传递到功率转换器的输出端的功率的实例方法的流程图。在该描述的方法中，示例的功率转换器类似于上面描述的功率转换器，其中耦合到能量传递元件的功率开关进行开关，该能量传递元件耦合在功率转换器的输入和输出端之间。在该实施例中，利用耦合到功率开关的控制电路控制该开关的开关。在该功率开关关断时间的反馈部分T_FB期间产生表示功率转换器输出电压的反馈信号。该控制电路响应于该反馈信号并且该控制电路耦合成控制功率开关的开关，从而在功率开关关断时间的反馈部分T_FB期间调节反馈信号高于阈值和低于阈值的相对时间段。

特别地，如在块701中的解释性实例所示，功率开关导通。在块702中，确定功率开关的导通时间是否完成。当功率开关导通时间完成，块703指示功率开关关断。值得注意的是功率开关导通时间的完成可以基于多种技术(例如时间测量)确定，或者举例而言基于流过功率开关的电流达到阈值来确定。

在块704中，检测功率开关的关断时间是否在功率开关关断时间的反馈部分T_FB内。如果是的话，在块705中检测反馈信号是否在阈值之上。如果该反馈信号在阈值之上，则反馈电容器(在该实施例中其可以是附图4中的反馈电容器460或者附图6中的反馈电容器660)在块706中以固定电流被放电。如果该反馈信号低于阈值，则反馈电容器在块707中以固定电流被充电。

当在块704中检测到功率开关关断时间的反馈部分T_FB完成时，在块708中检测出现在反馈电容器上的电压。如果从先前功率开关切换周期起该电压不变，那么功率开关的导通时间占空因数保持不变并且处理过程通过块713返回到块701，在块701功率开关再次导通并且重复该过程。然而，如果反馈电容器电压大于在块710中检测的先前功率开关切换周期，则处理过程继续到块711，随后的切换周期导通时间增加以增加占空因数。值得注意的是在其它示例性控制方案中，根据本发明的教导，也可以保持功率开关导通时间不变，并且整体的功率开关切换周期可以减小或者可以增加流过功率开关的电流的阈值以增加占空因数。

继续该实施例，如果在块710中检测到反馈电容器电压低于先前的功率开关切换周期，则该过程继续到块712，随后的切换周期导通时间减小以减小占空因数。值得注意的是在其它控制方案中，根据本发明的教导，也可保持功率开关导通时间不变，并且增加整个功率开关切换周期以减小占空因数。值得注意的是附图7的流程图指出了当在块704检测到功率开关关断时间的反馈部分T_FB完成时，在块708中检测电容器电压。然而例如附图4和6所示的实施例的电路实现中，功率开关的占空因数贯穿功率开关的切换周期由反馈电容器460和660上的电压连续地确定。

因此，使用附图7中的实例流程图方法，根据本发明的教导，可以控制功率开关的切换以调节反馈信号在阈值上和下的功率开关关断时间的反馈部分T_FB的各部分。

附图8示出了根据本发明教导的一个实施例中的电路800的更详细的示意图，该电路800在一个实施例中形成了控制电路815的内部电路的一部分，在一个实施例中控制电路815可以是附图1中的控制电路115。根据本发明的教导，附图8中解释的电路是这样的电路的另一个实施例，该电路在耦合成在功率开关的关断时间的反馈部分T_FB期间接收表示功率转换器的输出电压的反馈信号时，能够调节从功率转换器的输入到功率转换器的输出的功率传递。

应该注意的是附图8中描述的电路与附图4中的实例电路具有许多相同的方面，并且因此以下描述的内容主要集中在附图8中的电路相比较于附图4中的不同的地方。如在所描述的实施例中所示的那样，控制电路815耦合成接收反馈信号V_FB 816。如在附图4中电路的情况一样，利用比较器853比较反馈电压V_FB 816和参考电压V_RFB 852。在该实施例中，参考电压V_RFB852等于附图2中的电压阈值201和附图3中的电压阈值301。比较器853的输出耦合成用来驱动晶体管开关856和857以控制出现在电容器860上的电压864。

与附图4中的实例电路相同的，切换开关859以使得仅在功率开关关断时间的反馈部分T_FB期间开关859处于导通状态。因此在该解释性的实例中，仅在功率开关关断时间的反馈部分T_FB期间电流才能流入或者流出反馈电容器860。出现在反馈电容器860上的电压V_PWM 864耦合到放大电路877，该放大电路877调节出现在电阻器880上的电压，使其基本上等于反馈电容器860上的电压。因此，电阻器880的值设定电流879的值，而电流879的值又响应于出现在反馈电容器860上的电压。电流879被电流镜878镜像以产生控制电流信号822和补偿电流信号887。控制电流信号822因此也相应于出现在电容器860上的电压。

根据本发明的教导在一个实施例中，附图1的功率开关105的占空因数响应于控制电流信号822，以调节从功率转换器的输入到功率转换器的输出的功率传递，所述控制电流信号822在一个实施例中耦合成控制附图1中功率开关105的占空因数。在一个实施例中，通过控制流过附图1中功率开关105的电流104的峰值以控制功率开关的占空因数。在另一个实施例中，通过控制附图2中切换周期(例如T 212)，同时保持导通时间Ton 204基本上不变来控制功率开关的占空因数。在另外的实施例中，根据本发明的教导，利用上述或者其它技术的组合来控制功率开关的占空因数。

因此，控制电路815包括：第一电流源858，其被耦合成在功率开关关断时间的反馈部分T_FB的一部分期间通过第一开关857对反馈电容器860放电；和第二电流源855，其被耦合成在功率开关的关断时间的反馈部分T_FB的另一部分期间通过第二开关856给反馈电容器充电。在一个实施例中，控制电流信号822被耦合成响应于反馈电容器860上的电压，从而控制功率开关的占空因数来调节从电源的输入端到输出端传递的功率。

在一个实施例中，控制电路815进一步包括稳压电路869，其耦合成维持第一电流源858上的第一电压V1893在第一开关857的关断时间期间基本上等于出现在反馈电容器860上的电压。在一个实施例中，稳压电路869进一步被耦合成在第二开关856的关断时间期间维持第二电流源855上的第二电压V2892基本上等于控制电路电源电压854和出现在反馈电容器860上的电压之差。

如描述的实施例所示，补偿电流信号887被电流镜电路883镜像以提供电缆和二极管压降补偿，正如上面附图4中所讨论的那样。如附图8中所示实施例，镜像的电流信号890通过连接线888耦合于比较器853的非反相端子850。电流890是流入晶体管881的二极管压降补偿电流和流入晶体管884的电缆压降补偿电流的组合。二极管压降补充信号和电缆压降补偿信号的相对幅值可通过适当确定晶体管884和881的尺寸而确定。在一个实施例中，低通滤波器882被耦合用于滤波电缆压降补偿信号以提高功率转换器的稳定性。因此在一个实施例中，晶体管884和881提供与外部反馈阻抗811和812并联的阻抗，所述外部反馈阻抗811和812在一个实施例中等于附图1中的反馈电阻器111和112。

通过改变补偿电流890，由电阻器811和812构成的电阻分压器的有效比率被改变，随之改变V_out 889和V_FB 816之间的关系，从而补偿功率转换器的输出电路内电缆电压降和二极管电压降，这里V_out为表示在功率开关关断时间期间功率转换器的输出的电压。在一个实施例中，利用上面描述的电缆和二极管压降补偿技术，可以通过选择合适的外部电阻器811和812来选择补偿的程度。如果选择电阻器811和812为低值，则二极管和电缆压降补偿信号电流890将比选择外部电阻器811和812为高值时具有较小的效果。

如果需要，附图8中的实例电路还包括用于增加电路815的精确性的稳压电路块869。如果没有稳压电路869，电流源855和858上的电压将在开关856和857导通和关断时变化。这将在下一个功率开关切换周期期间开关856和857再次导通时在实际电流源电路的充电和放电电流中引入初始误差。这些初始电流误差将降低已建立的流入电容器860的充电和放电电流的精确性，这可能降低调节功率转换器输出电压的精确性。

为了在开关856和857导通或者关断情况下均维持电压降基本不变，当开关856关断时稳压电路869在节点872建立电压，其基本上等于开关856导通时在节点872的电压。类似地当开关857关断时电路869在节点874建立电压，其基本上等于开关857导通时在节点874的电压。该功能通过单位(unity)增益放大器875提供，其输出通过连接871保持在反馈电容器860上的电压。单位增益放大器的输出在开关856关断时耦合于节点872，在开关857关断时耦合于节点874。这样，电流源855和858基本上立即建立流过反馈电容器860的它们的调节的电流值，使得开关856、857和859为流入反馈电容器860的电流提供电流通路。

附图8的电路中还示出了分别与电流源855和858并联的电流源870和873。在一个实施例中，这些电流源响应于电流控制信号822。在一个实例中，当电流控制信号822达到阈值时电流源870和873导通。在一个实例中，流入电流源870和873的电流幅值响应于电流控制信号822的值。在一个实施例中，并联电流源870和873提供增加的增益以增加电容器860充电和放电的速度。在一个实施例中，当T_FB205和305持续时间很短时，在功率转换器操作中在轻负载条件下使用该增加的增益。由并联的电流源870和873提供的增加的增益有助于改善功率转换器对功率转换器的输出端处的负载条件改变的瞬时响应。在一个实施例中，电流源870和873提供的电流在大小上基本上相等并且基本上达到电流源855和858的电流值的9倍。

在上面对控制电路415、615和815的描述中，在附图4、6和8中用于调节功率转换器输出端的功率开关的占空因数分别响应于电容器460、660和860上的电压。然而，仍然是受益于本发明的教导，值得注意的是，作为备选方案，功率开关的占空因数可以响应于数字计数电路的值。在一个实施例中，对于反馈信号处于阈值以上的功率开关关断时间的反馈部分T_FB的部分，数字计数电路以高于功率开关切换频率的频率递减，并且对于反馈信号处于阈值以下的功率开关关断时间的反馈部分T_FB的部分，数字计数电路以高于功率开关切换频率的频率递增，这里切换频率是功率开关的切换周期的倒数。在这个实施例中，在功率开关关断时间的反馈部分T_FB结束时数字计数器计数的值可以被用于设定功率开关的占空因数以用于即将到来的一个或多个切换周期。值得注意的是，受益于本发明更广泛的教导，作为对上面描述的备选也可以采用其它技术用于调节反馈信号在阈值范围以上和以下的功率开关关断时间的反馈部分T_FB的部分。

包括在摘要中所描述的内容，上面描述的本发明的解释性实施例目的并不在于穷举或者限制所披露内容的精确形式。这里所描述的本发明具体的实施方式或者实施例目的在于解释，在不脱离本发明精神范围和边界的情况下，可以进行各种等同方式的变形。实际上，根据本发明的教导可以理解的是为了解释的目的而提供了具体的电压、电流、频率、功率范围值、时间等等，并且在其它实施方式和实施例中还可以利用其它的值。

根据上面的描述可以对本发明的实施例进行这些修改。在下面的权利要求书中所使用的术语不应该被理解成用于将本发明限制为在说明书和权利要求书中披露的具体的实施方式。而且，下面的权利要求完全确定了保护范围，根据已经建立的解释权利要求的原则对其进行解释。相应地，本发明的说明书和附图为解释性的而不是限制。

Claims

1.一种用于电源的控制电路，包括：

信号产生器，耦合成产生输出信号来控制耦合于控制电路的功率开关的切换；和

反馈电路，耦合成产生反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间，其中该信号产生器响应于反馈电路产生输出信号，以控制第一时间段和第二时间段，所述第一时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第一部分，并且所述第二时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第二部分，其中，在所述第一时间段期间，反馈信号大于阈值，并且在所述第二时间段期间，反馈信号小于阈值，

其中反馈电路包括反馈电容器，该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号大于阈值时被放电，并且其中该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号小于阈值时被充电。

2.如权利要求1所述的控制电路，其中反馈电路进一步包括第一和第二电流源，所述第一和第二电流源耦合成响应于所述反馈信号对反馈电容器充电和放电。

3.如权利要求2所述的控制电路，进一步包括耦合于第一和第二电流源的稳压电路，用于分别稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

4.如权利要求1所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

5.如权利要求1所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

6.如权利要求1所述的控制电路，其中信号产生器包括脉冲宽度调制比较器。

7.如权利要求1所述的控制电路，进一步包括耦合于反馈电路和信号产生器的电缆压降补偿电路，用于补偿在电源输出端的电缆阻抗引起的电压降。

8.如权利要求1所述的控制电路，进一步包括耦合于反馈电路和信号产生器的二极管压降补偿电路，用于补偿在电源输出端的二极管阻抗引起的电压降。

9.一种用于电源的控制电路，包括：

信号产生器，耦合成产生用于控制耦合于控制电路的功率开关的切换的输出信号；和

反馈电路，耦合成接收反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间，其中信号产生器响应于反馈电路产生输出信号，以控制第一时间段和第二时间段，所述第一时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第一部分，并且所述第二时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第二部分，其中，在所述第一时间段期间，反馈信号大于阈值，并且在所述第二时间段期间，反馈信号小于阈值；

其中所述反馈电路进一步包括反馈电容器以及第一和第二电流源，第一和第二电流源耦合成响应于反馈信号对反馈电容器充电和放电；和

稳压电路，耦合到反馈电路以稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

10.如权利要求9所述的控制电路，其中稳压电路包括放大器，该放大器的输入端耦合于反馈电容器，其中该放大器具有输出端，该输出端响应于反馈电容器耦合成充电或者放电分别耦合于第一电流源或者第二电流源。

11.如权利要求9所述的控制电路，进一步包括耦合于反馈电路和信号产生器的电缆压降补偿电路，用于补偿电源输出端的电缆阻抗引起的电压降。

12.如权利要求9所述的控制电路，进一步包括耦合于反馈电路和信号产生器的二极管压降补偿电路，用于补偿电源输出端的二极管阻抗引起的电压降。

13.如权利要求9所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

14.如权利要求9所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

15.一种用于电源的控制电路，包括：

信号产生器，被耦合成产生用于控制耦合于控制电路的功率开关的切换的输出信号；和

反馈电路，被耦合成接收反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间，其中信号产生器响应于反馈电路产生输出信号，以控制第一时间段和第二时间段，所述第一时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第一部分，并且所述第二时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第二部分，其中，在所述第一时间段期间，反馈信号大于阈值，并且在所述第二时间段期间，反馈信号小于阈值；和

电缆压降补偿电路，耦合于反馈电路和信号产生器以补偿电源输出端的电缆阻抗引起的电压降，

其中反馈电路包括反馈电容器，该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号大于阈值时被放电，并且其中该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号小于阈值时被充电；和第一和第二电流源，耦合成响应于反馈信号对反馈电容器充电和放电。

16.如权利要求15所述的控制电路，其中电缆压降补偿电路包括：

电流镜电路，被耦合成传导响应于反馈信号的电缆压降补偿电流信号；和

滤波器，其耦合于该电流镜电路。

17.如权利要求15所述的控制电路，进一步包括耦合于第一和第二电流源的稳压电路以分别稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

18.如权利要求15所述的控制电路，进一步包括耦合于反馈电路和信号产生器的二极管压降补偿电路，用于补偿电源输出端的二极管阻抗引起的电压降。

19.如权利要求15所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

20.如权利要求15所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

21.一种用于电源的控制电路，包括：

二极管压降补偿电路，耦合于反馈电路和信号产生器以补偿电源输出端的二极管阻抗引起的电压降，

其中反馈电路包括：反馈电容器，其耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号大于阈值时被放电，并且其中该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号小于阈值时被充电；和第一和第二电流源，耦合成响应于反馈信号对反馈电容器充电和放电。

22.如权利要求21所述的控制电路，其中二极管压降补偿电路包括电流镜电路，被耦合成传导响应于反馈信号的二极管压降补偿电流信号。

23.如权利要求21所述的控制电路，进一步包括耦合于第一和第二电流源的稳压电路以分别稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

24.如权利要求21所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

25.如权利要求21所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

26.一种用于电源的控制电路，该控制电路与功率开关相耦合，并且被耦合成接收反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出电压，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间；

其中，在第一时间段期间，该反馈信号大于阈值，所述第一时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第一部分；

其中，在第二时间段期间，该反馈信号小于阈值，所述第二时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第二部分；

其中，控制电路被耦合成控制功率开关的切换，从而调节功率开关关断时间的反馈部分的所述第一时间段和所述第二时间段，且

所述控制电路进一步包括：

反馈电容器，其耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号大于阈值时被放电，并且该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号小于阈值时被充电；和第一和第二电流源，耦合成响应于反馈信号对反馈电容器充电和放电。

27.如权利要求26所述的控制电路，进一步包括耦合于第一和第二电流源的稳压电路以分别稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

28.如权利要求26所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

29.如权利要求26所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

30.一种用于电源的控制电路，该控制电路与功率开关相耦合，并且被耦合成接收反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出电压，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间；

其中，控制电路被耦合成控制功率开关的切换，从而调节功率开关关断时间的反馈部分的所述第一时间段和所述第二时间段；

其中，该控制电路进一步包括反馈电容器以及第一和第二电流源，该第一和第二电流源响应于该反馈信号对反馈电容器充电和放电；和

其中，该控制电路进一步包括稳压电路，其耦合成稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

31.如权利要求30所述的控制电路，进一步包括电缆压降补偿电路，其耦合成接收反馈信号，并且补偿由电源输出端的电缆阻抗引起的电压降。

32.如权利要求30所述的控制电路，进一步包括二极管压降补偿电路，其耦合成接收反馈信号，并且补偿由电源输出端的二极管阻抗引起的电压降。

33.如权利要求30所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

34.如权利要求30所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

35.一种用于电源的控制电路，该控制电路与功率开关相耦合，并且被耦合成接收反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出电压，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间；

其中，该控制电路包括电缆压降补偿电路，其耦合成接收反馈信号，并且补偿由电源输出端的电缆阻抗引起的电压降，

所述控制电路进一步包括：反馈电容器，其耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号大于阈值时被放电，并且该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号小于阈值时被充电；和第一和第二电流源，耦合成响应于反馈信号对反馈电容器充电和放电。

36.如权利要求35所述的控制电路，其中电缆压降补偿电路包括：

滤波器，其耦合于该电流镜电路。

37.如权利要求35所述的控制电路，进一步包括耦合于第一和第二电流源的稳压电路，以分别稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

38.如权利要求35所述的控制电路，进一步包括二极管压降补偿电路，其耦合成接收反馈信号，并且补偿由电源输出端的二极管阻抗引起的电压降。

39.如权利要求35所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

40.如权利要求35所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

41.一种用于电源的控制电路，该控制电路与功率开关相耦合，并且被耦合成接收反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出电压，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间；

其中，该控制电路包括二极管压降补偿电路，其耦合成接收反馈信号，并且补偿由电源输出端的二极管阻抗引起的电压降，

42.如权利要求41所述的控制电路，其中二极管压降补偿电路包括电流镜电路，该电流镜电路被耦合成传导响应于反馈信号的二极管压降补偿电流信号。

43.如权利要求41所述的控制电路，进一步包括耦合于第一和第二电流源的稳压电路，以分别稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

44.如权利要求41所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电压。

45.如权利要求41所述的控制电路，其中反馈信号为反馈电流。

46.一种用于电源的控制电路，包括：

信号产生器，其耦合成产生输出信号来控制耦合于控制电路的功率开关的切换；

反馈电路，其耦合成接收反馈信号，该反馈信号表示电源在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间，其中信号产生器响应于反馈信号产生输出信号，以调节第一时间段和第二时间段，所述第一时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第一部分，并且所述第二时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第二部分，其中，在所述第一时间段期间，反馈信号大于阈值，并且在所述第二时间段期间，反馈信号小于阈值；和

其中该信号产生器进一步包括脉冲宽度调制比较器，其被耦合成产生输出信号用于控制功率开关的切换，

该反馈电路进一步包括：耦合于脉冲宽度调制比较器的反馈电容器，该反馈电容器被耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号大于阈值时被放电，并且该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号小于阈值时被充电；和第一和第二电流源，耦合成响应于反馈信号对反馈电容器充电和放电。

47.如权利要求46所述的控制电路，进一步包括耦合于第一和第二电流源的稳压电路，以分别稳定第一和第二电流源上的第一和第二电压。

48.如权利要求46所述的控制电路，进一步包括耦合于该反馈电路和信号产生器的电缆压降补偿电路，用以补偿由电源输出端的电缆阻抗引起的电压降。

49.如权利要求46所述的控制电路，进一步包括耦合于该反馈电路和信号产生器的二极管压降补偿电路，用以补偿由电源输出端的二极管阻抗引起的电压降。

50.一种电源，包括：

能量传递元件，耦合在电源输入端和电源输出端之间；

功率开关，耦合到所述能量传递元件，以使得在功率开关导通时电流流过能量传递元件和功率开关；和

如权利要求1中所述的控制电路。

51.一种用于电源的控制方法，包括：

控制功率开关的切换以调节功率转换器的输出；

产生反馈信号，该反馈信号表示功率转换器在功率开关关断时间的反馈部分期间的输出，所述反馈部分是当电流流过所述电源的输出二极管时所述功率开关的关断时间的一部分或等于整个所述功率开关的关断时间，其中在第一时间段期间，反馈信号大于阈值，并且在第二时间段期间，反馈信号小于阈值，所述第一时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第一部分并且所述第二时间段是功率开关关断时间的反馈部分的第二部分，

其中，反馈电容器被耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号大于阈值时被放电，并且其中该反馈电容器耦合成在功率开关关断时间的反馈部分期间当反馈信号小于阈值时被充电；和

响应于该反馈信号以控制功率开关的切换，从而调节功率开关关断时间的反馈部分的所述第一时间段和所述第二时间段。