CN103404012A - 降压转换器中pwm和pfm操作之间的切换控制 - Google Patents

降压转换器中pwm和pfm操作之间的切换控制 Download PDF

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Abstract

用于控制脉宽调制（PWM）模式和脉冲频率调制（PFM）模式之间切换的降压转换器中的电路。所述转换器包括连接在电感器和功率输入端子之间的第一晶体管开关，和连接在电感器和电路公共电压（地）之间的第二晶体管开关（24）。电流感测电路感测通过导通状态的第二开关晶体管（24）的电感器电流，并产生对时间积分从而产生感测信号的电流感测信号。转换器响应感测信号在PWM和PFM模式之间切换。

Description

降压转换器中PWM和PFM操作之间的切换控制
技术领域
本发明一般涉及开关电压调节器，且具体涉及降压DC-DC转换器中操作的PWM和PFM模式之间切换控制的控制设备和方法。
背景技术
开关电压调节器通常用于从电源，如电池提供调节的电压源。一种普通类型开关调节器作为降压稳压器（降压转换器），其提供小于利用脉冲宽度调制（PWM）的输入电压的电压输出。图1是传统降压转换器的简化的示图，其中控制电路没有示出。所提供的电感器L具有一个连接到调节的输出电压Vout节点的端子。电感器的另一个端子利用P型晶体管开关22连接到输入电压节点Vin，该P型晶体管有时称为高压侧晶体管。同一电感器端子通过N型晶体管开关24连接到地，该N型晶体管有时称为低压侧晶体管。开关22和24反相驱动，其中有少量交叠的OFF周期，以便Vin永不经这两个开关直接接地。PWM以固定频率操作。
控制电路控制P型晶体管开关22和N型晶体管开关24的状态从而提供调节的输出电压Vout。电感器L电流在图2的时序图中示出。平均电感器电流与负载电流相同。如可从图中看出的那样，负载电流是流经电感器L进入负载的DC电流。在初始开关周期T0到T1，P型晶体管22导通，而N型晶体管24截止。在该时间段，跨电感器L的电压相对固定在Vin-Vout。这将引起电感器电流增加，增加电流的斜率等于(Vin-Vout)/L。该充电电流提供给滤波电容器C1和RL表示的负载。假定使用电压模式架构，电感器电流增加直到其在时间T1达到峰值最大值IPEAK。
在该峰值电流点，控制电路中的比较器会切断（trip）引起P型晶体管截止，且在短交叠时间段后，N型晶体管24导通。跨电感器L的电压现在约为Vout，其极性使电感器L的电流减小，电容器C1提供放电电流。从T1到T2的放电电流斜率为-Vout/L。在时间T2，开关周期结束，晶体管24截止。假定负载电流在给定开关时间段保持相对恒定，在开关周期T2结束时的电感器电流与在T0时周期开始时的一样。对于每个连续开关周期，开关重复。
在每个固定的持续开关周期中，输出电压Vout是通过调制晶体管22导通时间调节的（T0到T2；T2到T4等等）。因此，如果输出电压Vout由于负载电流增加而降低，则晶体管22的导通时间增加。类似地，如果Vout由于负载电流降低而减小，则晶体管22的占空比将减小。
平均负载电流等于平均电感器L电流IAVE。平均电感器电流IAVE可基于图2中的检测表达为：
IAVE=IDC+(IPEAK-IDC)/2             （1）。
当DC负载电流IDC接近零时，等式（1）简化为：
IAVE=IPEAK/2               （2）。
注意，N型晶体管24可以简单二极管取代，在电感器放电过程中，二极管变为正偏。然而，晶体管24是用相对大的器件实施的，因此晶体管导通电阻低于正偏二极管的电阻。因此，在大多数操作条件下，功率消耗减少。
注意，如果负载电流进一步从等式（2）表达的量减小，则电感器L暂时性停止传导电流。在该事件中，则操作从所谓的连续模式操作切换为不连续模式操作。对于较低负载电流，电感器电流实际会逆转方向，电流从滤波电容器/负载中汲出。因为不连续模式操作和反向电感器电流在某些情形中是不理想的，所以可通过适当选择电感器L的大小并规定最小负载电流避免这样的传导。为了避免反向电感器电流，可以采用零电感器电流检测器，其仅在电感器中电流开始反转时关闭晶体管24。在剩余开关周期，晶体管保持截止，此时晶体管22再次导通。
上述PWM相对有效，特别是在高和中等范围负载电流水平时。对于典型的降压同步转换器，可将降低效率的功率损耗分为AC损耗和DC损耗。DC损耗主要由开关晶体管22和24的导通电阻和电感器L的串联电阻确定。AC损耗与调节器的开关频率成比例，并主要是由开关损耗和晶体管22和24的栅极驱动损耗导致的。
在重负载时，DC损耗占主导地位，因此降低晶体管导通电阻和电感器电阻对增加效率是有效的。然而，在轻负载，AC负载占主导地位，因此减小开关频率改善效率。如上所述，在低负载电流，存在电感器电流反转的趋势，这会减小效率，因此零电感器电流检测器在高负载电流可更有用。
从以上的描述可以看出，为中等和高负载电流优化的PWM转换器在较低负载电流时不是非常有效。因此，如果转换器在相对宽范围的负载电流上有效地操作，包括低负载电流，某些PWM转换器利用多种操作模式，包括脉冲频率调制（PFM）。如下面所述，PFM在低负载电流本质上更有效，因此根据负载电流，效率可通过在PWM和PFM之间切换增加。
再参考图1中调节器，在晶体管22可用来产生一系列电感器电流脉冲的意义上，PFM类似于PWM，这些电感器电流脉冲被应用于滤波电容器C1和负载R1。然而，脉冲频率不固定，而是改变，以便保持调节的输出电压在上调节输出电压水平40A和下调节输出电压40B之间。两个调节的电压之间的差取决于要求的精度，但其通常小于Vout的1%。图3A/B和图4是时序图，其示出称为滞后PFM的操作。如图3B所示，控制电路（未示出）基于最大峰值电感器电流水平26和最小（零）电感器电流水平27操作。PFM控制器初始导通P型晶体管22，其中晶体管24再次保持截止。这引起通常由标号27表示的电感器电流增加，从零电流开始，斜率为27A，再次固定在约(Vout-Vin)/L。在调节的输出电压Vout位于上阈值调节电压40A（图3A）和下阈值调节电压40B中间，在靠近下阈值的情形中。该电流脉冲将使输出电压Vout在由于包括滤波电容器C1的多种因素导致的某些延迟后开始增加。电压增加幅度与负载电流相关。该电压增加由图3A中线30A和图4中线30A表示。此时，输出电压尚未达到上调节限40A。
电感器电流将在经过时间dt1增加到某些预定的上电流限，如图3B中线26指示。在电流限已经到达后，晶体管22截止，然后晶体管24导通。如图3B所示，这将引起电感器电流减小，斜率再次约为-Vout/L。这最终导致调节的输出电压31A有少量降低，如图3A所示，降低的量再次由负载电流大小确定。零电感器电流检测器将在电感器电流达到由dt2结束处的线28指示的零触发，这会引起晶体管24截止，然后晶体管22导通。
电感器电流将再次增加，如图3B中27C所示，直到达到最大值26。在图3A的例子中，该额外电流脉冲将引起输出电压增加到上输出电压Vout阈值电压40A。在图4的例子中，额外电流脉冲不足以增加输出电压到上阈值40A，因此要求额外的电流脉冲，其产生额外的电压增加30C和30D。此时，由电感器L供应的电流脉冲操作从而增加Vout到上输出电压Vout阈值。如图3B所示，没有应用进一步的电流，因为其将引起Vout升的太高。此时，驱动晶体管22和24保持截止，因此负载电流仅由滤波电容器C1提供。
随着电容器C1被负载放电，输出电压Vout将开始降低，如图3A中波形的区域42所示。最终，输出电压Vout将降低到下阈值电压40B，此时，提供额外的电流脉冲，如图3B所示，因而引起Vout增加到上阈值电压40A。注意，对于在低负载电流的正常PFM操作，电感器电流脉冲被规则地略过（skipped）。PFM操作中电感器电流脉冲的连续产生指示转换器在该模式中正在提供最大输出电流。
在低负载电流，与PWM相比，对于相同的电流输出，PFM可提供显著增加的效率。这对为有效的中等和高负载电流操作而被优化的PWM操作尤其如此。作为例子，在PFM操作的情形，在前述死时间42中没有出现开关损耗。作为进一步的例子，因为零电感器电流检测，晶体管21可导通，而无电感器电流存在，因而消除导通损耗。进一步，PWM的rms纹波电流大小可显著改变，因为其与Vin和Vout之间的差相关，其中PFM操作导致较低的rms电感器电流，且因此较低的ac电感器损耗。
发明内容
考虑到上面的描述，已经制造了降压转换器，其具有在PWM模式中为中等和高负载电流操作的能力，并具有为低负载电流在PFM模式中操作的能力。这些转换器包括基于负载电流水平提供在模式之间切换。在某些情形中，进一步考虑输入电压Vin，因为PWM效率通常随输入电压减小而降低。因此，为了最大化效率，对于较小输入电压，通常需要在较低负载电流从PWM切换到PFM。在某些应用中，考虑输出电压Vout的大小，其中PFM通常对于低输出电压操作是优选的。
在PWM和PFM之间切换的一种现有技术方法是监视流经P型开关晶体管22的电感器L电流，以及监视输入电压Vin大小。因为电感器电流提供关于负载电流的某个指示，模式切换电路操作从而在低负载电流切换到PFM操作，并在中等到高负载电流切换到PWM操作。通常，PFM操作的最大操作负载电流是通过设定图3B中线26指示的最大电感器电流Ipeak规定的。因为平均负载电流等于平均电感器电流，所以假定没有电流脉冲被略过，PFM操作的最大负载电流是Ipeak/2。如果PFM控制电路引起产生N个连续电流脉冲，其中N通常为32，则对于PFM操作该转换器被认为在规定的最大输出电流操作。因此，模式控制电路会引起转换器切换到PWM。类似地，当在中等和高电流PWM模式时，如果负载电流降到等于Ipeak/2的值以下，模式控制电路切换到PFM。因此，增加的效率是在宽范围的负载电流上实现的。
已经发现，上述方法有时导致不当的操作模式间的切换。作为例子，有时模式控制电路检测被感知为低负载电流条件的条件，并从PWM模式切换到PFM模式。但是在PFM模式中，该相同感知的负载电流指示电流足够高从而保证立即切换回PWM。某些操作条件下操作模式之间的不当转换显然是不理想的。因此需要模式控制电路，其能够以足够的精度测量PWM和PFM操作中的负载电流，以便操作模式之间的不当转换被消除或显著减少。
附图说明
图1是现有技术用于降压开关调节器的电感器和相关的驱动晶体管的示意图。
图2是用脉宽调制（PWM）的现有技术开关调节器的电感器电流的时序图。
图3A和3B是使用脉冲频率调制（PFM）的现有技术的开关调节器的电感器电流和输出电压的时序图。
图4是时序图，其示出从PFM切换到PWM的现有技术的开关调节器的输出电压。
图5A和5B是在PWM和PFM各自操作模式中的现有技术开关调节器的时序图，其示出传统平均电流测量中的误差源。
图6是本发明模式控制电路的一个实施例的示意图，其包括电感器电流感测电路。
图7是时序图，其示出图6中模式控制电路的操作。
图8是时序图，其示出PWM模式中模式控制电路的操作。
图9是时序图，其示出PFM模式中模式控制电路的操作。
图10A和10B是流程图，其示出PWM和PFM模式之间切换的示例性序列。
具体实施方式
再参考附图，图5A和5B进一步示出现有技术模式控制电路基于感知的平均负载电流测量值的操作。如前面所述，从PFM到PWM操作的规定的负载电流水平是通过选择图3B所示的峰值电感器电流26的选择确定的。然而，在任一模式中，值为Ipeak/2的峰值电流探测器电流测量值不反映实际平均负载电流。
图5A示出PWM操作过程中示例性电感器电流波形46。如前面所述，电流水平Ipeak是结合PFM操作规定的，且由模式控制电路用于在两个操作模式之间切换。理想地，当PFM模式中平均电感器电流增加到Ipeak/2时，模式将改变为PWM，且相反地，当PWM中的平均电感器电流降到Ipeak/2时，模式将改变为PFM。察看波形46可看出实际平均电感器电流为Iave1，该值位于峰到峰纹波电流中间，且包括任意DC成分。
在正常PWM操作中，Iave1大于Ipeak/2，当Iave1下降到Ipeak/2时发生从PWM切换到PFM。理想地，在PWM模式中模式切换点称为Ims1，其等于Ipeak/2。然而，模式控制电路的峰值电流传感器仅能够检测电感器电流的峰值电流46A，其值显著不同于实际平均电流Iave1。依靠峰值检测，有两个主要误差源。首先，峰值检测没有考虑峰到峰纹波电流Iripple。第二，峰值检测电路具有输入偏移和有限的响应时间。因此，假定输入偏移电压中最糟糕情形的极性，比较器不会切断，直到电流超过峰值电流点，例如由峰46A表示的峰值电流点一定时间后。该误差表示为Ioffset1。考虑这两个误差，图5A中示出的电流波形表明模式切换点Ims1不是Ipeak/2，而是如下式所示：
Ims1(PWM=>PFM)=Ipeak/2-Ioffset1-Iripple/2      （3）。
因此，切换点远在Ipeak/2理想点之下，因此转换器将在太小的电流水平时保持在PWM模式操作。因为PWM电路没有优化用于在该低电流操作，导致效率低。
图5B示出在PFM模式中操作的电流波形。实际电感器电流波形48指示平均电流为Iave2，其值在电流峰值48A和48B中间。如前面所述，当在PFM模式时，负载电流远低于到PWM的过渡点，电感器电流脉冲被规则地略过。然而，PFM控制电路包括零电感器电流检测电路，其可过早地关闭N型晶体管24或可过早地导通P型晶体管22。在该情形中，负电流峰值，如峰值48A实际没有达到零电流，而是保持在零以上。该误差表示为Izc。类似地，峰值电流探测器可过早关闭P型晶体管22或可过早导通N型晶体管24，因此电感器电流正峰值，如峰值48B永远不会达到规定的Ipeak值。该误差由值Ioffset2表示。所示的Izc和Ioffset2的极性被假定为处于最糟情形方向。无论如何，这些误差操作将PFM模式中电流负载能力从Iave2减小或增加到较小或较大的值，其中Iave2应为Ipeak/2。这导致从PFM到PWM的平均电流模式切换点小于或大于理想值Ipeak/2。切换点值Isme2如下：
Ism2(PFM=>PWM)=Ipeak/2-Ioffset2+Izc         （4）。
理想地，Ism1和Ism2之间应有固定的可控制差，从而提供PFM和PWM模式之间的切换滞后。作为例子，如果Ism1的值为90mA，且Ism2的值为100mA，则转换器将在90mA切换到PFM，且不会切换回来，除非电流已经稍微增加到100mA。然而，基于等式（3）和（4），两个切换点之间的实际差如下：
Ism2-Ism1=-Ioffset2+Iofset1+Izc+Iripple/2            （5）。
等式（5）中没有分量是精确定义的也不能很好地控制。Ioffset1不跟踪Ioffset2。这对Iripple/2项尤其如此，其根据PWM切换频率和占空比而宽范围地改变。此外，Izc中的变化可能大。因此，没有固定的和良好控制的滞后值，因此很可能出现模式之间不当的循环。
为了为模式切换的目的提供更可靠的平均电感器电流指示，本发明的一个方面是监视电感器放电电流而非充电电流。这是通过感测经过低压侧晶体管24（图1）而非高压侧晶体管22的电感器电流实现的。首先描述PWM模式中的操作。
参考图6，其示出本发明一个实施例的简化的示意电路图。关于电路实施的许多细节对本领域技术人员来说是已知的，且没有提供从而避免不必要的细节使本发明实施例的本质模糊。所示低压侧开关晶体管24连接在节点SW（参看图1）和公共电路之间。图6中电路仅在其中低压侧晶体管24导通且因此高压侧晶体管截止的开关循环的那些周期中操作，其中高压侧晶体管没有示出。如前面所述，当高压侧晶体管关闭时，电感器L的电流在时间T1已经达到峰值电流，如图2所示。高压侧晶体管关闭后短时间内，低压侧晶体管24导通。因为电感器L倾向于持续导通该峰值电流，所以连接到节点SW的电感器端子将经历负电压，该负电压的大小等于峰值电感器电流和晶体管24导通电阻的乘积，晶体管24的导通电阻被称为Rdson。
跨晶体管24的Rdson的电压是晶体管24导通周期内电感器L电流的指示。因为节点SW的电压为负，提供了电压偏移电路，其将偏移电压添加到节点SW，因此仅利用正电源电压的电路可用于测量电感器电流。该电路包括晶体管24A和由电阻器52提供的固定电阻Rls，以及提供固定电流源Iref的关联电流源50。晶体管24A是P型器件，其由驱动低压侧晶体管24并具有导通电阻的同一信号驱动，该导通电阻比晶体管24的电阻高K=Iave/Iref倍，K为固定因子。常数K的典型值至少为1000，因此Iref仅是Iave的小部分。一种提供导通电阻的这种比的方法是同时制造几个N型相关的器件，从而仅使用其中一些器件形成晶体管24A并并联连接几个剩余器件形成晶体管24，其中并联器件的数目与值K有关。固定电流Iref值是基于目标电流水平由规定的电流值Iave确定，在该目标电流水平处，转换器在PWM和PFM操作模式之间切换（忽略下面描述的少量固定滞后电流）。因此，如果在PWM模式中，测量的电感器电流降到Iave以下，模式切换到PFM模式中。相反，如果PFM模式中电流在大于Iave达到给定时间段，则模式切换到PWM。
Iref的实际值设定为Iave/K，如上所述，其中K是前面指出的晶体管24A的导通电阻对低压侧晶体管24的导通电阻比值。Iref电流流经晶体管24A产生等于Rdson×Iave的偏移电压，对于给定值的Rdson，该偏移电压是固定的。该电压将节点SW上的负电压转换到晶体管24A漏极上的正电压。该转换电压的大小足够转换节点SW上负电压为正电压，但不太大（因而浪费电压余量（voltage headroom）），因为转换电压取决于晶体管24的导通电阻和流经晶体管24平均电感器电流。
为了转换晶体管24A漏极上的电压，甚至进一步为了提供电压余量之外的固定增加，电阻器Rls52与晶体管24A串联，从而在节点51提供固定的转换电压，该转换电压叠加到晶体管24A的漏极电压。节点51的电压与节点SW的电压关联并相差跨电阻器52和晶体管24A的固定电压降。利用V/R转换器54，节点51的电压转换回电流值Isense。V/R54可以是电压到电流转换器，该电压到电流转换器用具有阻抗负载的单位增益放大器实施。如下面所述，电流Isense在从低压侧晶体管24首次导通的时间开始积分，从而提供平均电感器电流值。如果该平均电感器电流值降到规定的模式切换值Iave超过一定数目的开关循环，则转换器切换到PFM模式。
图7是时序图，其示出当低压侧晶体管24在t=0秒时首次导通时的电感器电流。实际电感器电流从在点62A的t=0秒的峰值开始，并随着电感器放电随时间线性降低，如波形段62B所示。基于在节点51的电压测量的电感器电流（图6）由于电阻器52和晶体管24A提供的偏移电压从实际电流移位到负电感器电流。该测量的电流由图7中波形64表示，并包括在点64A时间t=0处峰值Ipeak，并随时间线性降低，如波形段64B所示。因此，为了达到实际电感器电流，需要减去关联两个转换电压降的电流值，该功能由V/R转换器54执行。因为跨晶体管24A的电压是规定的平均电流Iave和电阻Rdson的乘积，与该电压关联的电流值为Iave。与跨电阻器52的固定电压降关联的电流值这里称为Ils，其表示电流水平移位。
通过定义，例如，从时间T1（图2）到T2的电感器放电时间段中平均电感器电流等于T1时的峰值和T2时的最小值之间差除以2。求解最小值，这可参考图7表达如下：
Ivalley(t)=2Iave-Ipeak                   （6）；
其中Ivalley是时间t时的电流值；Iave是规定的模式切换的平均电流值，Ipeak是t=0时的峰值电流值。
根据等式（6），在低压侧晶体管24导通时间段中，对于预定数目的连续开关循环中的每个循环，如果电感器电流达到且然后降到2Iave-Ipeak以下，则电流将降到规定值Iave以下，该情形中，操作模式应切换到PFM。如果电感器电流从未达到该值，则转换器应保持在PWM模式。
电压-电流转换器（V/R）54操作从而转化图6中节点51处的电压V51(t)到等效电流Is(t)，如下式所示：
Is(t)=V51(t)/R                    （7）；
其中R是转化因子。
如图6所示，电压V51(t)如下式所示：
V51(t)=-V24(t)+V24A(t)+V52(t)            （8）；
其中V24(t)=Iinductor(t)*Rdson（跨晶体管24的电压由电感器电流I产生并忽略由于电流Iref导致的相对小的电压降）；V24A(t)=(Iave/K)(K*Rdson)（跨晶体管24A的电压降；且V52(t)=(Iave/K)R为（跨晶体管52的电压）。
用上述值取代V24(t)，V24A(t)和V52(t)替换到等式（8）中，等式（7）的Is(t)值如下：
Is(t)=[I(0)+I(t)]/2                （9）；
其中I(0)是在图7中点62A所示的放电时间段开始时的峰值电感器电流；I(t)是随着电感器放电随时间降低的电感器电流。
结合电压-电流转换器54使用的R的值设定为Rdson/m，其中m是常数，因此Rdson/R=m。因此，参考图7中时序图，在放电周期开始时，等式（9）的峰值电感器电流I(0)如下式所示：
I(0)=-mIinductor(0)+Ils+mIave；或
I(0)=-(mIpeak-Ils-mIave)                   （10）；
其中Ipeak是t=0（图7中点64A）时峰值电感器电流，Iave是模式切换规定的平均电流（图7中64A到65），Ils是固定的偏移电流（图7中65到62A）。
再次参考图7中时序图，等式（9）中电流I(t)可表达如下：
I(t)=-(mIvalley(t)-mIave-Ils)             （11）；
其中Ivalley(t)是电感器放电电流（图7中64B）；Iave和Ils是前面结合等式（10）定义的。
等式（9）的电流Is(t)用于在一定时间内对电容器CA充电，从而产生积分的感测电压Vsense。电压Vsense可表达如下：
Vsense=(1/CA)(t)[I(0)+I(t)]/2             （12）。
将等式（8）和（9）替代到等式（12）中，得到下面的结果：
Vsense=(1/CA)(t)(-mIpeak+mIave+Ils-mIvalley(t)+mIave+Ils)/2    （13）。
根据等式（6）以2Iave-Ipeak取代Ivalley(t)，简化等式（13）得到：
Vsense=(1/CA)(t)(Ils)                   （14）。
因此，如果在低压侧晶体管24导通周期中任何点，Vsense降到等式（14）中示出的值，平均电感器电流降到规定的Iave值，且如果对于一数量的连续开关循环发生该事件，切换到PFM模式是适当的。
提供确定等式（14）的条件是否存在的电路。用于电感器感测电路的同样的参考电流值Iref50也用于参考电路中，其中该电流由电流源56提供。该电流通过与感测电路中电阻器52的电阻相同的电阻58。电压-电流转换器60产生与节点61的电压V61相关的电流Ir。电流Ir等于Ils，其中Ils与结合感测电路产生的电流相同，如上面结合等式（14）所述。电流Ir可表达如下：
Ir=V61/R；且以(Iave/K)Rls取代V61，得到：
Ir=(Iave/K)(Rls)/R               （15）。
连接电流Ir给与电容器CA电容相等的电容器CB充电。因此，等式（15）的电流Ir对时间积分得到下面的电压Vref：
Vref=(1/CB)(t)(Ils)                        （16）。
比较器63比较等式（16）和（14）的电压Vref和Vsense，基于该比较，可得到信号Vdet，其指示潜在的模式变化。比较器63可实施为差分放大器，该差分放大器后面为高增益放大级。比较器63的输出连接到切换模式电路66，其根据包括Vdet的不同因子，指示从PWM切换到PFM是适当的，或从PFM切换到PWM是适当的。在导通周期的开始，对于低压侧晶体管24（参看图6），在t=0秒处，电压Vref大于Vsense，其指示平均电感器电流大于规定的切换点Iave。随时间进行到t=t1，Vsense幅值降到Vref，因此比较器输出Vdet改变为高电平态，其指示平均电感器电流等于或小于Iave，因此模式变化是适当的。如果在晶体管24导通时间段，电压Vsense从未达到Vref，输出Vdet从未产生，表明电感器电流足够高，因此没有模式变化是适当的。
PWM模式中的操作进一步由图5A和图8中时序图示出。每次根据上面等式（6）Ivalley等于（2Iave-Ipeak），表示产生了Vdet。
假定转换器工作在PFM模式中，图6中电路的操作基本相同。如果没有电流脉冲被略过，则转换器提供最大输出电流，该条件表明切换到PWM操作是适当的。实施PFM模式中的转换器，从而当产生如图3B所述的电流脉冲时，提供等于规定平均电流Iave的平均电感器电流。因此，在每次电流脉冲结束时，感测电压Vsense的值将稍微超过Vref，因而产生输出Vdet。因此，当图6中电流感测电路产生连续数目的Vdet脉冲时，切换到PWM模式是适当的。
如上所述，从PWM到PFM切换的平均感测的电流水平应稍微低于从PFM回切到PWM的电流水平。因为本发明电感器感测电路提供平均电感器电流的相对精确的测量，所以该滞后电流也可精确控制，因此可避免操作模式之间的不当切换。提供该滞后的优选方法是用于PWM的K值稍微小于PFM的K值。这要求晶体管24A的结构为PWM操作修改，因此晶体管24A的导通电阻（K*Rdson）将减小。晶体管24A可通过在一个或更多小并联晶体管结构中电气切换到主结构而为PWM操作修改，然后为PFM操作修改，切换回小并联晶体管结构。
PFM模式中的操作进一步在图9的时序图中示出。从电感器放电周期开始直到平均值匹配Iave，电感器电流被平均（积分）。此时，产生Vdet输出。平均测量结果与Ipeak的绝对值相对独立，Ipeak的绝对值可因为比较器诱导的偏移而改变。再一次，在预定数目的Vdet输出后，转换器将转换到PWM操作，如切换模式电路66确定的那样。
图10A和10B是流程图，其示出关于PWM和PFM操作模式之间模式过渡的细节。开始，转换器处于PWM模式（方框70）。转换器可能切换到PFM模式的一个指示是实际输出电压在输出电压目标值Vt之下。输出电压目标值如下：
Vt=Vcon(G)                        （17）；
其中Vcon是转换器内部的电压参考值，G是通常由电阻性分压器设定的转换器的增益。
如果输出电压低于目标输出电压Vt，则表明该情形中，负载电流太低。如流程图中框72所示，如果存在低压条件，PFM优于PWM。假定电压低，则电感器电流感测电路导通。如果平均电流太低，则产生Vdet脉冲。如果产生预定数目的连续脉冲，则转换器在高压侧P型晶体管22（框74）的上升边缘开始切换到PFM。在接收到必要数目的Vdet脉冲后，切换模式电路（图6）操作提供切换模式信号PWM/PFM信号。
如方框78所示，图10B中示出进入PFM模式。当进入PFM时，初始产生至少一个电流脉冲从而促进PFM操作。如方框80所示，在低压侧N型晶体管24的上升边缘，通过设定峰值电流限为Ipeak为PFM初始化电流传感器。在高压侧P型晶体管22的上升边缘导通后，电感器电流上升，直到其达到Ipeak，忽略比较器偏移和有限的响应次数（框82）。测量PFM模式中平均电流，且如果其高于Iave加滞后电流（由于使用了高K值），然后确定（框88）是否输出电压超过Vmax（参看图4中上限40A）。
如果没有达到Vmax，则通过开关高压侧开关22导通，低压侧开关24截止，额外的电流脉冲施加到电感器，如方框92所示。开关持续直到确定输出电压Vout达到Vmax（框88）。在方框90所示的点，高压侧P型晶体管22和低压侧晶体管24都关闭，因此负载电流暂时由滤波电容器C1提供。该时间段由标号42指示，如图3A和4所示。最终，Vout将降到较低的阈值电压40B（图3A）。此时，通过施加额外电流脉冲，Vout将被驱动到Vmax（框88），如方框92所示。
再参考图10A，虽然在PFM模式中，监视某些状态从而确定是否PFM模式仍然是适当的。如框76所示，监视三个条件，如果任何一个没有满足，则应执行切换到PWM。首先，如果输出电压太高，则切换到PWM是适当的。其次，如果产生几个连续Vdet脉冲，则负载电流太高，因此转换器需要切换到PWM。最后，如果输出电压Vout与目标电压Vt相差±25mV（或其他相对小的值）（参见上文等式（14）），PFM模式中电流驱动能力通常不适于使输出电压回到相比于PWM的范围内。如果一个或更多这些条件出现在PFM模式中，则转换器在适当时间切换到PWM，如方框77所示。
本领域技术人员将理解的那样，在本发明的保护范围内，可对所述的示例性实施例做出修改，且许多其他实施例都是可能的。

Claims (17)

1.用于降压开关电压调节器的模式控制电路，其能够以脉宽调制（PWM）模式和脉冲频率调制（PFM）模式操作，其中所述调节器包括具有第一和第二相对电感器端子的电感器，连接在所述第一电感器端子和电源输入端子之间的第一晶体管开关，和连接在所述第一电感器端子和公共电路之间的第二晶体管开关，所述模式控制电路包括：
电流感测电路，其经配置当所述第二开关晶体管切换为导通状态时感测流经所述第二开关晶体管的电感器电流，从而产生电流感测信号；
感测积分器，其经配置在从所述第二开关晶体管切换到导通时开始的时间对所述电流感测信号积分，从而产生感测信号；以及
模式切换电路，其经配置响应所述感测信号而在所述PWM和PFM模式之间切换。
2.根据权利要求1所述的电路，进一步包括参考电路，其产生参考信号，且其中所述模式控制进一步经配置根据所述感测信号和所述参考信号之间的比较在模式之间切换。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述参考电路包括参考积分器，其在从所述第二晶体管切换为导通状态时开始的时间对参考电流积分从而产生所述参考信号。
4.根据权利要求3所述的电路，其中当所述晶体管导通时感测电压是在所述第二开关晶体管两端形成，且其中所述电流感测电路包括偏移电路，其提供加到所述感测电压的偏移电压，从而产生偏移感测电压，其中所述偏移感测电压用于产生所述电流感测信号。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述偏移电路包括与所述第二开关晶体管串联的偏移晶体管，其中所述偏移晶体管在所述第二开关晶体管导通时导通。
6.根据权利要求5所述的电路，其中所述第二开关晶体管具有导通电阻Rdson，且其中所述偏移晶体管具有导通电阻K*Rdson，其中K是值至少为5的常数。
7.根据权利要求6所述的电路，其中所述偏移电路包括与所述偏移晶体管串联的偏移电阻器，其中所述偏移感测电压是在所述偏移电阻器的端子产生的。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述偏移电路包括经连接导通流经所述偏移电阻器和偏移晶体管的第一电流源，其中所述电流流经产生电阻器偏移电压的所述偏移电阻器。
9.根据权利要求8所述的电路，其中所述参考电路产生与所述电阻器偏移电压相关的参考电压，其中所述参考电压用于产生所述参考电流。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述电流感测信号是电流，且其中所述电流感测电路包括第一电压-电流转换器，其将所述偏移感测电压转换为所述电流感测信号，且其中所述参考电路包括第二电压-电流转换器，该转换器将所述参考电压转换为所述参考电流。
11.根据权利要求10所述的电路，其中所述参考电路包括参考电阻器，其具有与所述偏移电阻器的电阻相匹配的电阻，并包括匹配所述第一电流源的第二电流源。
12.根据权利要求11所述的电路，其中所述第一和第二电流源每个都具有与目标电感器电流水平相关的电流输出用于在所述PWM和PFM模式之间切换。
13.一种控制降压开关电压调节器的操作模式的方法，所述降压开关电压调节器能够以脉宽调制（PWM）模式和脉冲频率调制（PFM）模式操作，其中所述调节器包括电感器，其具有第一和第二相对电感器端子，连接在所述第一电感器端子和功率输入端子之间的第一晶体管开关，和连接在所述第一电感器端子和公共电路之间的第二晶体管开关，所述方法包括：
当所述第二晶体管开关导通时感测跨所述第二晶体管开关的电压，从而产生感测电压；
在从所述第二晶体管切换到导通时开始的时间对关于所述感测电压的第一信号积分，从而产生感测的积分信号；以及
响应于所述感测的积分信号在所述PWM和PFM操作模式之间切换。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括组合所述感测电压和偏移电压从而产生偏移感测电压的步骤，其中所述第一信号与所述偏移感测电压相关。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述偏移电压包括使第一电流通过晶体管开关产生的第一电压分量，所述晶体管开关的导通电阻与所述第二晶体管开关的导通电阻相关。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述偏移电压包括使所述第一电流通过第一电阻产生的第二电压分量。
17.根据权利要求16所述的方法，进一步包括积分与所述第二电压分量相关的第二信号从而产生参考积分信号的步骤，其中操作模式之间的切换响应于所述感测的积分信号和所述参考积分信号两者。
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