CN105305818B - 用于开关电源电流采样的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

公开了用于开关电源电流采样的系统和方法。根据实施例，一种操作开关电源的方法，包括：将周期性开关信号施加到被耦合到输出节点的第一开关；检测施加所述周期性开关信号与所述输出节点的电压上的改变之间的偏离延迟；基于所述偏离延迟来计算所述周期性开关信号的半相位的校正中点；基于所述校正中点来生成采样脉冲；以及根据所述采样脉冲对在所述输出节点处的电流进行采样。

Description

用于开关电源电流采样的系统和方法
技术领域
本发明一般涉及用于电子开关的系统和方法，并且在特定实施例中，涉及用于开关电源电流采样的系统和方法。
背景技术
电源系统在从计算机到汽车的很多电子应用中是普及的。一般地，通过操作装载有电感器或变压器的开关来执行DC-DC、DC-AC和/或AC-DC转换，从而生成电源系统内的电压。这样的系统中的一类包括开关模式电源（SMPS）。因为功率转换是通过电感器或变压器的被控制的充电和放电来执行的，所以SMPS通常比其它类型的功率转换系统更有效率，并且减少了归因于跨阻抗性电压降的功率耗散所致的能量损失。
SMPS通常包括至少一个开关和电感器或变压器。除了其它方面以外，一些特定拓扑还包括降压转换器、升压转换器和反激转换器。控制电路被常见地用于打开以及闭合开关，以对电感器进行充电和放电。在一些应用中，供给至负载的电流和/或供给至负载的电压经由反馈环路而被控制。
在一些电源应用中，可以按两种操作模式—脉冲频率调制（PFM）和脉冲宽度调制（PWM）—来操作开关模式电源。在PFM期间，可以根据某种控制逻辑和反馈信号来修改施加到（多个）开关的控制信号的频率。在PWM期间，可以根据控制逻辑和反馈信号来修改施加到（多个）开关的控制信号的脉冲宽度。
发明内容
根据实施例，一种操作开关电源的方法，包括：将周期性开关信号施加到被耦合到输出节点的第一开关；检测施加所述周期性开关信号与在所述输出节点的电压上的改变之间的偏离延迟；基于所述偏离延迟来计算所述周期性开关信号的半相位的校正中点；基于所述校正中点来生成采样脉冲；以及根据所述采样脉冲对在所述输出节点处的电流进行采样。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在结合随附附图参照以下描述，其中：
图1图解实施例降压转换器的示意性示图；
图2图解实施例开关模式电源的顶层示图；
图3图解另一实施例开关模式电源的框图；
图4a和图4b图解来自操作中的实施例开关模式电源的波形的曲线图；
图5图解实施例开关模式电源的操作方法的流程图示图；
图6图解实施例开关模式电源的进一步的操作方法的流程图示图；
图7图解实施例电流测量单元的示意图；
图8图解来自实施例开关模式电源的进一步的波形的曲线图；以及
图9图解实施例开关模式电源的另一操作方法的框图。
不同的各图中的对应标号和符号一般提及对应的部分，除非另外指示。各图被绘制以清楚地图解实施例的有关方面，并且不一定成比例地被绘制。
具体实施方式
以下详细讨论各个实施例的作出以及使用。然而，应当领会，在此所描述的各个实施例可应用在各种各样的具体情况中。所讨论的具体实施例对于用以作出并且使用各个实施例的具体方式仅仅是说明性的，并且不应当在受限制的范围内被理解。
在具体情形（即开关电源，并且更特别地，开关模式电源中的电流采样）中关于各个实施例作出描述。在此所描述的各个实施例中的一些包括电子开关、降压转换器、数字逻辑、数字控制器以及用于计算开关模式电源中的电流采样时间的计数器，以及进一步的实施例。在其它实施例中，各方面也可以根据如本领域所知的任何方式而被应用于牵涉任何类型的开关功率电子电路的其它应用。例如，任何类型的开关模式电源（SMPS）可以根据在此所描述的实施例而操作，诸如降压转换器、升压转换器、降压-升压转换器或其它转换器。
根据各个实施例，在操作于稳定状态下的SMPS系统（诸如降压转换器）中，例如，平均线圈电流与被提供给负载的电流成比例或近似地等于被提供给负载的电流。在一个示例中，升压转换器SMPS系统具有与输出电流成比例并且与输入电压有关的平均线圈电流。作为一阶近似，在这样的情况下，平均线圈电流iL_AVG等于iOUT∙(VOUT/VIN)。进一步地，线圈电流iL是用于SMPS的两个状态变量之一。因此，线圈电流在操作期间，并且在一些实施例中，对于改进包括效率和性能的系统特征可能是有用的。
作为示例，线圈电流可以被用于估计降压转换器中的输出电流以及选择适当的操作模式以便增加效率。在一个实施例中，线圈电流被用于在用于轻系统负载的脉冲频率调制（PFM）与用于中等系统负载到重系统负载的脉冲宽度调制（PWM）之间进行选择。
在各个实施例中，可以在被附接在高侧开关与低侧开关之间的线圈中在上升电流斜坡或下降电流斜坡的中间点处测量平均电流值。因为线圈电流被成形为三角波，所以可以测量平均电流。根据这样的实施例，数字控制器和数字计数器被用于生成PWM信号以用于驱动高侧功率开关和低侧功率开关。数字计数器可以被用于定义计数器值—在该计数器值下所采样的线圈电流反映平均电流。例如，中点—在该中点处电流近似为平均电流—等于与导通时间的一半TON/2或断开时间的一半TOFF/2对应的计数器值，其中，导通时间TON是当高侧开关被驱动成导通状态时的时间段，并且断开时间TOFF是当低侧开关被驱动成导通状态时的时间段。
然而，因为系统中的大量可能的延迟，所以单纯地基于数字PWM信号的计算可能生成延迟偏离。例如，驱动高侧开关和低侧开关的模拟驱动器关于数字PWM信号引入延迟。进一步地，高侧开关和低侧开关的有限开关时间也可能生成延迟。因此，仅基于数字PWM信号所计算的高侧开关或低侧开关的中点可能引入导致不等于平均线圈电流iL_AVG的不正确地采样的线圈电流iL的延迟偏离。在一些情况下，所测量的平均电流的误差可能导致SMPS的更低效率的操作。因此，根据在此所描述的实施例，利用用于在所施加的控制信号与实际开关之间的延迟偏离的校正来计算电流测量点。基于耦合到SMPS中的一个或多个开关的输出节点而在包括反馈信号的控制环路中生成测量点和校正。
图1图解包括耦合到电感器104的开关电路102的实施例降压转换器100的示意性示图。根据各个实施例，开关电路102在输入节点IN上接收输入电压VIN，并且控制高侧开关HS和低侧开关LS，以通过开关节点SW和电感器104对输出节点OUT供给输出电压VOUT。控制单元110基于基准电压VREF和来自输出节点OUT上的输出电压VOUT的反馈来生成用于驱动高侧开关HS和低侧开关LS的开关信号HSDRV和LSDRV。
根据各个实施例，负载被耦合到输出节点OUT。电容器106和108分别表示输入电容和输出电容。在输入节点IN接收供给输入电压VIN的同时，输出电压VOUT被供给至输出节点OUT以及任何耦合至其的负载。
根据各个实施例，电感器电流iL被用作为控制单元110中的控制信息。例如，用于低负载条件或高负载条件的PWM与PFM之间的开关操作模式如上面提到那样可以取决于确定平均电感器电流iL_AVG。为了简化平均电感器电流iL_AVG的计算，可以在开关周期中在当电感器电流iL等于平均电感器电流iL_AVG时的点处测量电感器电流iL。在一些实施例中，开关周期的每个半时段中的中点对应于在电感器中流动的平均电流。在各个实施例中，在开关信号HSDRV与LSDRV之间存在延迟以及在输入电压VIN与在开关节点SW处的低基准VGND之间在基准上的实际改变。因此，控制单元110检测延迟时间或延迟偏离，并且利用所检测的延迟偏离的校正来计算开关周期的任一半时段中的中间点。基于所计算的中间点，控制单元110通过测量电路112测量电感器电流iL。在各个实施例中，通过比较开关电压VSW与在控制单元110内所生成的开关信号来检测延迟偏离，如以下参照其它各图更详细地描述的那样。
图2图解包括数字控制器122、电流测量单元124、开关驱动器126、高侧开关HS、低侧开关LS、电感器128和负载130的实施例开关模式电源120的顶层示图。根据各个实施例，数字控制器122基于开关信号频率和通过监控开关控制信号SCTRL和开关电压VSW确定的所检测到的延迟偏离来确定样本测量时间。数字控制器122基于所确定的测量时间来将样本脉冲pS供给至电流测量单元124，电流测量单元124在接收到样本脉冲pS时通过电流测量电路132测量电感器iL。根据各个实施例，电流测量电路132可以以多种方式实现，并且可以被耦合到高侧开关HS或低侧开关LS。在所示出的实施例中，电流测量电路132被耦合到低侧开关LS。在这样的实施例中，当在导通状态下驱动低侧开关LS时，在开关周期中的半时段期间测量电感器电流。开关控制信号SCTRL将开关控制信号供给至开关驱动器126，开关驱动器126然后供给用于高侧开关HS和低侧开关LS的驱动信号。
在各个实施例中，数字控制器122可以从电流测量单元124接收电流比较结果iCOMP。电流比较结果iCOMP可以指示平均电感器电流iL_AVG高于或低于电流阈值ithresh。在一些实施例中，可以设置电流阈值ithresh以用于改变操作模式。例如，数字控制器122可以被操作以供给开关控制信号SCTRL在第一操作模式下作为PWM信号并且在第二操作模式下作为PFM信号。在这样的实施例中，电流阈值ithresh被用于指示第一操作模式与第二操作模式之间的转变。在一个实施例中，第一操作模式被用于高负载条件，并且第二操作模式被用于低负载条件，并且电流阈值ithresh对应于低负载条件与高负载条件之间的阈值。
根据各个其它实施例，可以基于所测量的平均电感器电流iL_AVG来使用其它类型的操作或控制方案。例如，可以连同多个阈值一起使用任何数量的操作模式。在其它实施例中，平均电感器电流iL_AVG被用作为反馈信号以调节开关控制信号SCTRL。根据各个进一步的实施例，多相位转换器可以基于所测量的平均电感器电流iL_AVG来控制各相位之间的电流共享。在一个示例实施例中，误差条件检测（诸如检测过载条件、过电流条件或短路条件）可以是基于所测量的平均电感器电流iL_AVG的。例如，所测量的平均电感器电流iL_AVG也可以被用于负载拓扑的点中的降低补偿。作为另一示例，在大的服务器系统中，所测量的平均电感器电流iL_AVG可以被用作为反馈以调节服务器中的冷却或其它系统特性。在电池供电的系统中，所测量的平均电感器电流iL_AVG可以被用于调节或监控电池充电。在光伏系统中，所测量的平均电感器电流iL_AVG可以被用于在操作期间执行最大功率点跟踪（MPPT）。在一些实施例中，所测量的平均电感器电流iL_AVG可以被用于调节LED驱动器系统中的电流。在又一其它实施例中，所测量的平均电感器电流iL_AVG对于具有门分隔（gate partitioning）的自适应功率开关而言可能是有用的。以下其它各图讨论用于在延迟偏离补偿的情况下测量平均电感器电流iL_AVG的具体实施例的更多细节。
图3图解部分地包括数字控制器142、计算电路144、数字脉冲宽度调制（DPWM）计数器146、比例积分微分（PID）控制器148和电流比较电路150的另一实施例开关模式电源（SMPS）140的框图。根据各个实施例，DPWM计数器146把被调制的开关信号PWM供给至模拟驱动器152，模拟驱动器152把被调制的开关信号PWM转换为用于高侧开关HS和低侧开关LS的模拟驱动信号。基于被调制的开关信号PWM，高侧开关HS和低侧开关LS将输入电压VIN或低基准电压VGND耦合到电感器158。在操作中，电感器158将负载电流iL供给至由电阻器160和电阻Rload所建模的负载。输出电容器156可以稳定输出电压VOUT。
在各个实施例中，DPWM计数器146可以基于从PID控制器148接收到的占空比DUTY或从数字控制器142接收到的控制信号CTRL来生成被调制的开关信号PWM。在一些实施例中，PID控制器148基于监控输出电压VOUT的来自模数转换器（ADC）154的反馈信号ERR来调整占空比DUTY。在各个实施例中，例如，SMPS 140中的各个组件可以被实现为微控制器或应用专用集成电路（ASIC）中的数字组件。在一个具体实施例中，使用接收时钟信号CLK的同步数字逻辑来实现计算电路144、PID控制器148、DPWM计数器136和数字控制器142。在这样的实施例中，每个组件可以被实现为分离的芯片，或者每个组件可以被实现在单个微控制器或ASIC中。在其它实施例中，每个组件可以接收各个其它时钟信号，或者一些组件可以被实现为异步数字逻辑。在替换的实施例中，SMPS 140中的各个组件可以被实现为模拟电路。
根据各个实施例，计算电路144从比较器162接收比较信号，比较器162通过与基准电压VREF的比较来监控开关电压VSW。在一些这样的实施例中，基准电压VREF被选择为具有在输入电压VIN与低基准电压VGND之间的值，以使得比较器162的输出SWCOMP指示高侧开关HS和低侧开关LS的实际开关。在其它实施例中，比较器162可以接收与开关电压VSW成比例的信号或者作为开关电压VSW的函数的信号。例如，比较器162可以接收被滤波的或被衰减的开关电压VSW，以用于与基准电压VREF的比较。
在各个实施例中，基于比较器162的输出SWCOMP，计算电路144计算用于获得流过电感器的平均电流iL_AVG的采样时间tS。如上面简要地讨论的那样，被调制的开关信号PWM的任一半时段中的中间点近似地等于电感器中的平均电流iL_AVG。然而，例如，通常存在由模拟驱动器152、高侧开关HS和低侧开关LS所引入的偏离。在各个实施例中，计算电路144监控比较器162的输出SWCOMP，以检测高侧开关HS和低侧开关LS的实际开关，并且将实际开关与被供给至模拟驱动器152的被调制的开关信号PWM进行比较。基于实际开关与被调制的开关信号PWM之间的比较，计算电路144通过所确定的偏离来校正半时段中的中间点，并且生成要被供给至DPWM计数器146的实际采样时间tS。在这样的实施例中，DPWM计数器146生成要被供给至电流比较电路150的采样脉冲pS。基于采样脉冲pS，电流比较电路150从电流测量电路164获得电感器电流测量iL*，并且比较所测量的电感器电流与电流阈值ithresh。例如，可以选择所使用的具体电流阈值ithresh以确定在重负载模式和轻负载模式之间的在操作上的改变。同样可以选择其它阈值。比较的结果被输出到数字控制器142作为电流比较iCOMP，以便改变由数字控制器142所确定的并且通过控制信号CTRL所控制的操作模式。在各个实施例中，控制信号CTRL可以被供给至DPWM计数器146或SMPS 140中的其它组件。
根据各个实施例，SMPS 140根据用于高侧开关HS和低侧开关LS的开关频率fSW而被操作，并且还接收具有数字频率fdigital的时钟信号CLK。在一些实施例中，数字频率fdigital在1 MHz和2 GHz之间，开关频率fSW在1 KHz和50 MHz之间，电感器158具有在10 nH和1 mH之间的电感，并且电容器156具有在10 pF和10 mF之间的电容。在一个具体实施例中，数字频率fdigital是160 MHz，开关频率fSW是2.2 MHz，电感器158具有4.7 μH的电感，并且电容器156具有22 μF的电容。如本领域技术人员将认识到的那样，在其它实施例中，可以使用所指定的范围之外的值。
图4a和图4b图解来自操作中的实施例开关模式电源（SMPS）140的波形的曲线图。图4a和4b更清楚地图解用于获得平均电感器电流iL_AVG的测量点和所确定的偏离校正。图4a图解示出开关节点电压VSW和关联的电感器电流iL的两个波形的曲线图。根据各个实施例，开关节点电压VSW指示导通时间TON半时段和断开时间TOFF半时段。在导通时间TON期间，图3中的SMPS 140的高侧开关HS闭合或导通，并且低侧开关LS打开或非导通。相反地，在断开时间TOFF期间，高侧开关HS打开或非导通，并且低侧开关LS闭合或导通。在各个实施例中，导通时间TON和断开时间TOFF被不均匀地划分为半时段，并且导通时间TON或者断开时间TOFF可以比其中的另一个更长。占空比可以是从0%到100%的任何值。
根据各个实施例，电感器电流iL在导通时间TON期间增加，并且在断开时间TOFF期间减小，如所示出那样。在一些实施例中，电感器电流iL的波形可以是三角形，如所示出那样。在这样的实施例中，每个时间段中的中点（即导通时间TON或断开时间TOFF）等于平均电感器电流iL_AVG。图4a描绘用于图3中的SMPS 140的电感器电流iL的理想波形。如上面提到那样，电流输出可能包括一定的偏离，以使得中点并不确切地是平均电感器电流iL_AVG。图4b论及偏离计算和校正。
图4b图解示出在包括偏离延迟的操作中的SMPS 140的波形的曲线图。根据各个实施例，通过理想的电流iL_ideal和稍微偏离的真实电流iL_real这两者示出电感器电流iL。进一步的，通过理想的开关节点电压VSW_ideal和偏离的真实开关节点电压VSW_real来示出开关。被调制的开关信号PWM根据理想的导通时间TON_ideal和理想的断开时间TOFF_ideal来指示在高侧开关HS与低侧开关LS之间的理想开关。比较器输出SWCOMP指示真实开关节点电压VSW_real通过基准电压VREF的时间，如上面描述的那样。在这样的实施例中，计数器对在被调制的开关信号PWM的上升沿与真实开关节点电压VSW_real上的改变之间的导通延迟Td_ON进行计数，如由比较器输出SWCOMP所指示的那样。类似地，计数器对在被调制的开关信号PWM的下降沿与真实开关节点电压VSW_real上的改变之间的断开延迟Td_OFF进行计数，如由比较器输出SWCOMP所指示的那样。在一些实施例中，两个计数器被分别用于对导通延迟Td_ON和断开延迟Td_OFF进行计数。在该时间期间，具有计数值CNT的时段计数器向下递减到与周期时段有关的计数，这触发下一周期的开始。在其它实施例中，全时段计数器可以将计数值CNT向上递增到与周期时段有关的预设计数。
根据各个实施例，导通延迟Td_ON或断开延迟Td_OFF可以被用于计算在导通时间TON或断开时间TOFF的中间的偏离测量时间。在所示出的实施例中，针对断开时间TOFF期间计算中间测量时间。如上面讨论的那样，在断开时间TOFF或导通时间TON中的中间点处所测量的电流指示平均电感器电流iL_AVG。在理想情况下，断开周期中的中间点等于TOFF/2。在真实的情况下，通过按延迟上的差异调整断开时间TOFF并且然后加上断开延迟Td_OFF从而找寻中间点。在断开时间TOFF期间所得到的被调整的中间点等于(TOFF + Td_ON - Td_OFF)/2 + Td_OFF。类似地，在导通时间TON期间被调整的中间点等于(TON + Td_ON - Td_OFF)/2 - Td_ON。取决于系统的配置，这些中间点中的任一个可以被用作被提供给图3中的电流比较电路150的采样时间tS。在各个实施例中，可以根据本领域技术人员所知道的方法从占空比值或其它系统变量获得上面的等式中所使用的导通时间TON和断开时间TOFF的计算。
图5图解包括步骤202-224的实施例开关模式电源（SMPS）的操作方法200的流程图示图。根据各个实施例，例如，操作方法200是用于确定用于SMPS中的平均电感器电流iL_AVG的采样时间的方法，诸如例如参照图1-图3所描述的实施例。可以通过图3中的计算电路144来实现操作方法200，以用于确定恰当的采样点以获得如参照图3、图4a和图4b所描述的平均电感器电流iL_AVG。在此关于图3中的SMPS 140作出操作方法200的描述；然而，如对于本领域技术人员来说将容易的地明显的是，操作方法200可以应用于其它电源系统。
在各个实施例中，步骤202包括检测由DPWM计数器146所供给的被调制的开关信号PWM上的上升沿。在步骤204中，基于所检测到的上升沿，计算电路144启动导通计数器，以开始对导通延迟Td_ON进行计数。一旦导通计数器启动，就基于时钟信号CLK在步骤206中递增导通延迟Td_ON。在每次递增之后，步骤208包括检查开关电压VSW是否大于基准电压VREF。如果开关电压VSW大于基准电压VREF，则随后进行步骤210；否则，重复步骤206，并且基于时钟信号CLK来递增导通延迟Td_ON。在各个实施例中，通过监控比较器162的输出SWCOMP来执行步骤208。可以设置基准电压VREF以指示开关电压VSW已经被切换或跨过在接收高侧基准供给VIN与低侧基准供给VGND之间的开关阈值。在一个具体实施例中，VIN被设置为5V，VGND被设置为0V，并且VREF被设置为1.5V。在其它实施例中可以使用其它电压。
在各个实施例中，在开关电压VSW大于基准电压VREF之后，随后进行步骤210，并且包括等待被调制的开关信号PWM经历下降沿。在下降沿之后，在步骤212中，计算电路144可以启动断开计数器以开始对断开延迟Td_OFF进行计数。一旦断开计数器启动，就基于时钟信号CLK在步骤214中递增断开延迟Td_OFF。在每次递增之后，步骤216包括检查开关电压VSW是否小于基准电压VREF。如果开关电压VSW小于基准电压VREF，则随后进行步骤218；否则，重复步骤214，并且基于时钟信号CLK来递增断开延迟Td_OFF。
根据各个实施例，在开关电压VSW小于基准电压VREF之后，随后进行步骤218，并且包括对导通延迟Td_ON与断开延迟Td_OFF取平均。在这样的实施例中，取平均可以包括针对SMPS在大量开关周期上所执行的运行平均。基于在导通延迟Td_ON和断开延迟Td_OFF上的取平均，步骤220包括根据用于在上面参照图4b所描述的真实中间点的任一方程来计算采样时间tS。在图3所示的实施例中，电流测量电路164被布置在低侧开关LS周围，并且因此，针对在断开时间TOFF期间低侧开关LS闭合时的时间段计算中间点和采样时间tS。
在各个实施例中，步骤222包括：等待DPWM计数器146中的时段计数器计数值CNT达到0（或者如果CNT被布置为递增而不是递减，则达到某设置值），其对应于用于SMPS 140的单个开关周期的完成，并且指示被调制的开关信号PWM开始新的周期（例如检测到新的上升沿）。最后，步骤224包括：将所计算的采样时间tS发送到DPWM计数器146，并且移动回到步骤202以便重复操作方法200。
图6图解包括步骤252-266的实施例开关模式电源（SMPS）的进一步的操作方法250的流程图示图。根据各个实施例，操作方法250生成如参照图3中的SMPS 140所描述的被调制的开关信号PWM和采样脉冲pS。像这样，根据各个实施例，可以通过图3中的DPWM计数器146来实现操作方法250。
在各个实施例中，步骤252包括：将DPWM计数器146中的时段计数器计数值CNT重置为由用于SMPS 140的开关频率所确定的初始值。步骤254包括：基于时钟信号CLK来递减DPWM计数器146中的计数CNT。在每次递减之后，步骤256包括：检查DPWM计数器146中的计数CNT是否大于从PID控制器148接收到的占空比基准DUTY。如果计数CNT不大于占空比基准DUTY，则随后进行步骤258；否则，重复步骤254，并且基于时钟信号CLK来递减计数CNT。
如果未发现计数CNT大于占空比基准DUTY，则在步骤258中，再次递减计数CNT。跟随步骤258，步骤260包括：检查计数CNT是否等于与在计算电路144确定的并且从计算电路144接收到的采样时间tS对应的值，如在上面参照图3和图5所描述的那样。如果计数CNT等于采样时间tS，随后进行步骤262；否则，通过重复步骤258来基于时钟信号CLK再次递减计数CNT。
在各个实施例中，步骤262包括：生成采样脉冲pS并且将其供给至SMPS 140中的电流比较器150。采样脉冲pS可以被用于触发电感器电流iL的测量以及在所测量的电感器电流iL与阈值电流ithresh之间的比较。跟随步骤262，在步骤264中再次递减计数CNT。步骤266包括检查计数CNT是否等于0。一旦计数CNT为零，就可以通过再次执行步骤252来针对另一开关周期重复方法250。只要计数CNT不为0，开关周期就尚未完成完整时段，并且通过重复步骤264基于时钟信号CLK来递减计数CNT。
在各个实施例中，在步骤254和步骤256期间，在DPWM计数器146中的计数CNT大于占空比基准DUTY的同时，高侧开关HS导通并且低侧开关LS断开。从当步骤258开始时计数CNT不大于占空比基准DUTY的时间起直到在步骤266中计数CNT等于0的时间为止，高侧开关HS断开，并且低侧开关LS导通。在其它实施例中，时段计数值CNT可以在零时开始，并且被向上递增到与开关频率对应的值。在一些实施例中，例如，大量数字计数器可以被包括在诸如DPWM计数器146、计算电路144或数字控制器142内。
图7图解实施例电流测量单元300的示意图。根据各个实施例，电流测量单元300可以是如上面参照图3所描述那样的电流比较器150和电流测量电路164的实现。电流测量单元300被耦合到低侧开关LS，并且包括晶体管MREF、MS1和MS2、电阻器R1和R2、比较器302以及D型触发器304。D型触发器304输出电流比较结果iCOMP，其被供给至数字控制器142。根据一些实施例，可以根据等式ithresh = N∙IREF∙R1÷(R1 + R2)来设置用于与所测量的电感器电流iL*的比较的阈值电流ithresh，其中，IREF是由电流源306所设置的基准电流。电阻器R1和R2可以被设置为任何值。在一些实施例中，晶体管MREF、MS1和MS2以及低侧开关LS全为N型增强金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），如所示出那样。替换地，可以使用任何类型的晶体管。根据各个其它实施例，电流测量电路164可以被实现为本领域中已知的其它类型的用于测量电流的电路。
图8图解来自展现基于采样脉冲pS来确定电流比较结果iCOMP的实施例开关模式电源（SMPS）的进一步的波形的曲线图。根据各个实施例，被供给至用于SMPS的负载的平均电流等于平均电感器电流iL_AVG。在平均电感器电流iL_AVG和阈值电流ithresh之上绘制瞬时电感器电流iL。根据一些实施例，诸如例如在电流测量单元300中，初始电流比较结果iCOMP'指示在电感器电流iL与阈值电流ithresh之间的比较的结果。在这样的实施例中，每当电感器电流iL低于阈值电流ithresh时，初始电流比较结果iCOMP'就为高。注意的是，电流测量单元300在所描述的实施例中被连接到低侧开关LS，并且因此，低侧开关LS一被打开并且高侧开关HS一被闭合（被示出为每次电感器电流iL开始增加），初始电流比较结果iCOMP'就被撤销（de-asserted）。
在各个实施例中，基于采样脉冲pS而在所计算的中间点处测量电感器电流iL，如上面参照其它各图所描述的那样，以便确定平均电感器电流iL_AVG。因此，当声明采样脉冲pS时，电流比较结果iCOMP与平均电感器电流iL_AVG有关。在各个实施例中，当在当声明初始电流比较结果iCOMP'时的时间期间声明采样脉冲pS时，声明电流比较结果iCOMP，指示平均电感器电流iL_AVG低于阈值电流ithresh。在一个实施例中，图7中的D型触发器304通过从采样脉冲pS接收时钟信号来实现该行为。
图9图解包括步骤352-360的实施例开关模式电源（SMPS）的另一操作方法350的框图。根据各个实施例，步骤352包括将周期性开关信号施加到第一开关。第一开关被耦合到SMPS的输出节点。步骤354包括：检测在施加周期性开关信号与施加到输出节点的基准电势上的改变之间的偏离延迟。例如，在施加周期性开关信号与基准电势上的改变之间的延迟对应于上面参照其它各图所描述的导通延迟Td_ON或断开延迟Td_OFF。
在各个实施例中，步骤356包括：基于偏离延迟来计算周期性开关信号的半时段的校正中点。在一些实施例中，由采样时间tS指示校正中点，如在图3到图8中所描述的那样。步骤358可以包括：基于所计算的和所校正的中点来生成采样脉冲，诸如在上面在图3到图8中所描述的采样脉冲pS。步骤360包括：根据采样脉冲对离开输出节点的电流进行采样。例如，离开输出节点的电流当在由采样脉冲pS所指示的时间被采样时，在一些实施例中，可以指示平均电感器电流iL_AVG。对操作方法350的各种添加或改动可以被包括在各个实施例的范围内。进一步地，操作方法350可以针对多个开关周期而被重复很多次。在此所描述的实施例被应用于SMPS的具体示例；然而，各个实施例中所包括的原理可以被应用于在本公开的范围内所设想的其它实施例中的任何类型的开关电源或开关电路。
根据实施例，一种操作开关电源的方法，包括：将周期性开关信号施加到被耦合到输出节点的第一开关；检测在施加所述周期性开关信号与所述输出节点的电压上的改变之间的偏离延迟；基于所述偏离延迟来计算所述周期性开关信号的半相位的校正中点；基于所述校正中点来生成采样脉冲；以及根据所述采样脉冲对在所述输出节点处的电流进行采样。
在各个实施例中，所述方法还包括：将所采样的电流与电流阈值进行比较。所述方法可以还包括：将周期性开关信号的反转施加到还被耦合到所述输出节点的第二开关。在这样的实施例中，检测所述偏离延迟可以包括：当所述第一开关闭合时，检测在导通半相位处的第一偏离延迟Td_ON，以及当第二开关闭合时，检测在断开半相位处的第二偏离延迟Td_OFF。计算所述周期性开关信号的半相位的校正中点可以包括：基于所述周期性开关信号的开关频率来计算所述周期性开关信号的半相位的第一中点时间Tmid；以及基于所述第一偏离延迟Td_ON和所述第二偏离延迟Td_OFF通过利用校正因子校正所述第一中点时间Tmid从而计算半相位的校正中点。可以针对所述导通半相位或所述断开半相位计算半相位的校正中点。在这样的实施例中，所述导通半相位的校正中点等于Tmid + (Td_ON - Td_OFF)/2 -Td_ON，并且所述断开半相位的校正中点等于Tmid + (Td_ON - Td_OFF)/2 + Td_OFF。
在各个实施例中，检测所述偏离延迟包括：检测所述周期性开关信号的第一沿；一旦检测到所述第一沿，就根据时钟信号重复地递增第一计数器；重复地测量在开关节点处的电压，所述开关节点被耦合到所述输出节点；将在所述开关节点处的电压与第一阈值电压进行比较；一旦在所述开关节点处的电压通过所述第一阈值电压，就停止递增所述第一计数器；以及基于所述第一计数器来确定偏离延迟。在一些实施例中，计算所述周期性开关信号的半相位的校正中点包括：基于所述周期性开关信号的开关频率来计算所述半相位的第一中点；以及使所计算的第一中点偏移所检测的偏离延迟。
根据实施例，一种用于驱动开关电源的控制电路，包括：电流测量电路，具有采样控制输入和比较输出；以及控制器，被耦合到所述采样控制输入和所述比较输出。所述电流测量电路被配置为根据所述采样控制输入上的采样信号来测量流过开关的电流。所述控制器被配置为被耦合到所述开关，并且被配置为：将开关控制信号施加到所述开关，测量所述开关在输出节点处的输出电压，测量在施加所述开关控制信号与所述开关的输出电压上的改变之间的开关延迟，以及基于所述开关控制信号的频率和所述开关延迟来生成所述采样信号。
在各个实施例中，所述电流测量电路进一步被配置为：将所测量的电流与电流阈值进行比较，并且在所述比较输出上生成比较结果。所述控制器可以被配置为：基于所述比较结果在第一操作模式或第二操作模式下将所述开关控制信号施加到所述开关。在所述第一操作模式期间，所述开关控制信号可以被施加为脉冲宽度调制（PWM）信号。在所述第二操作模式期间，所述开关控制信号可以被施加为脉冲频率调制（PFM）信号。
在各个实施例中，所述控制器包括数字脉冲调制计数器，被配置为生成所述采样信号和所述开关控制信号。所述控制器可以还包括：计算电路，具有被配置为接收所述开关控制信号的第一输入、被配置为接收输出电压比较信号的第二输入以及被耦合到所述数字脉冲调制计数器并且被配置为供给采样时间的输出。所述数字脉冲调制计数器中所生成的所述采样信号可以被所述采样时间控制。所述采样信号可以是在所述采样时间所生成的脉冲。
在各个实施例中，所述控制电路可以还包括：电压比较器，具有耦合到所述计算电路的第二输入的输出。在这样的实施例中，所述电压比较器被配置为：将所述开关的输出电压与开关基准电压进行比较；以及基于所述比较来生成所述输出电压比较信号。在一些实施例中，所述计算电路和所述数字脉冲调制计数器被配置为根据数字时钟信号而同步地操作。在一些实施例中，所述控制器进一步包括：比例积分微分（PID）控制器，被耦合到所述数字脉冲调制计数器。所述PID控制器被配置为基于所述输出电压来接收反馈误差信号，并且将占空信号供给至所述数字脉冲调制计数器。基于所述反馈误差信号来生成所述占空信号。
根据实施例，一种电源电路，包括：脉冲调制电路，具有开关信号输出、样本时间输入和样本脉冲输出；开关驱动器，被耦合到所述开关信号输出，并且被配置为被耦合到高侧开关和低侧开关；定时测量单元，被耦合到所述开关信号输出，并且被配置为耦合到所述高侧开关和所述低侧开关；以及电流测量单元，被耦合到所述样本脉冲输出，并且被配置为被耦合到所述高侧开关或所述低侧开关。所述脉冲调制电路被配置为在所述开关信号输出上供给脉冲调制的开关信号，并且在所述样本脉冲输出上供给样本脉冲信号。所述开关驱动器被配置为根据所述开关信号输出上的所述脉冲调制开关信号来驱动所述高侧开关和所述低侧开关。所述定时测量单元被配置为确定所述脉冲调制开关信号与所述高侧开关和低侧开关的期间之间的延迟时间，并且将样本时间信号供给至所述样本时间输入。所述样本时间信号是基于脉冲调制开关信号和所确定的延迟时间的。
在各个实施例中，所述电流测量单元被配置为：接收所述样本脉冲输出上的所述样本脉冲信号；测量在所述高侧开关或低侧开关中流动的电流；以及基于将所测量的电流与电流阈值进行比较来生成阈值比较信号。在这样的实施例中，所述样本脉冲信号是基于所述样本时间信号的。所述电源电路可以还包括所述高侧开关和所述低侧开关。所述高侧开关可以被耦合在第一供给基准电压与输出节点之间，并且所述低侧开关可以被耦合在第二供给基准电压与所述输出节点之间。
根据在此所描述的各个实施例，优点可以包括开关电源中的精确电感器电流测量和平均电流测量、用于开关电源的功率有效开关控制以及用于开关电源的稳定的输出控制。
虽然已经参照说明性实施例描述了本发明，但该描述并非意图在限制的意义上被理解。在参照描述时，对于本领域技术人员来说说明性的实施例以及本发明的其它实施例的各种修改和组合将明显的是。因此意图的是，所附权利要求涵盖任何这样的修改或实施例。

Claims (19)

1.一种操作开关电源的方法，所述方法包括：
将周期性开关信号施加到第一开关，其中，所述第一开关被耦合到输出节点；
检测在施加所述周期性开关信号与所述输出节点的电压上的改变之间的偏离延迟；
基于所述偏离延迟来计算所述周期性开关信号的半相位的校正中点；
基于所述校正中点来生成采样脉冲；以及
根据所述采样脉冲对在所述输出节点处的电流进行采样。
2.如权利要求1所述的方法，进一步包括：将所采样的电流与电流阈值进行比较。
3.如权利要求1所述的方法，进一步包括：将所述周期性开关信号的相反信号施加到第二开关，其中，所述第二开关也耦合到所述输出节点。
4.如权利要求3所述的方法，其中，检测所述偏离延迟进一步包括：
当所述第一开关闭合时，检测在导通半相位处的第一偏离延迟Td_ON；以及
当所述第二开关闭合时，检测在断开半相位处的第二偏离延迟Td_OFF。
5.如权利要求4所述的方法，其中，计算所述周期性开关信号的半相位的校正中点包括：
基于所述周期性开关信号的开关频率来计算所述周期性开关信号的半相位的第一中点时间Tmid；以及
基于所述第一偏离延迟Td_ON和所述第二偏离延迟Td_OFF通过利用校正因子来校正所述第一中点时间Tmid从而计算半相位的校正中点，
其中，针对所述导通半相位和所述断开半相位中的至少一个计算所述校正中点，并且其中，
所述导通半相位的校正中点等于Tmid + (Td_ON - Td_OFF)/2 - Td_ON，以及
所述断开半相位的校正中点等于Tmid + (Td_ON - Td_OFF)/2 + Td_OFF。
6.如权利要求1所述的方法，其中，检测所述偏离延迟包括：
检测所述周期性开关信号的第一沿；
一旦检测到所述第一沿，就根据时钟信号重复地递增第一计数器；
重复地测量在开关节点处的电压，其中，所述开关节点被耦合到所述输出节点；
把在所述开关节点处的电压与第一阈值电压进行比较；
一旦在所述开关节点处的电压通过所述第一阈值电压，就停止递增所述第一计数器；以及
基于所述第一计数器来确定偏离延迟。
7.如权利要求1所述的方法，其中，计算所述周期性开关信号的所述半相位的校正中点包括：
基于所述周期性开关信号的开关频率来计算所述半相位的第一中点；以及
使所计算的第一中点偏移所检测的偏离延迟。
8.一种用于驱动开关电源的控制电路，所述控制电路包括：
电流测量电路，包括采样控制输入和比较输出，其中，所述电流测量电路被配置为根据所述采样控制输入上的采样信号来测量流过开关的电流；以及
控制器，被耦合到所述采样控制输入和所述比较输出，并且被配置为被耦合到所述开关，其中，所述控制器被配置为：
将开关控制信号施加到所述开关，
测量所述开关在输出节点处的输出电压，
测量在施加所述开关控制信号与所述开关的输出电压上的改变之间的开关延迟，以及
基于所述开关控制信号的频率和所述开关延迟来生成所述采样信号。
9.如权利要求8所述的控制电路，其中，所述电流测量电路进一步被配置为：所测量的电流与电流阈值进行比较，并且在所述比较输出上生成比较结果。
10.如权利要求9所述的控制电路，其中，所述控制器进一步被配置为基于所述比较结果在第一操作模式或第二操作模式下将所述开关控制信号施加到所述开关。
11.如权利要求10所述的控制电路，其中：
在所述第一操作模式期间，所述开关控制信号被施加为脉冲宽度调制PWM信号；以及
在所述第二操作模式期间，所述开关控制信号被施加为脉冲频率调制PFM信号。
12.如权利要求8所述的控制电路，其中，所述控制器包括：数字脉冲调制计数器，被配置为生成所述采样信号和所述开关控制信号。
13.如权利要求12所述的控制电路，其中，所述控制器进一步包括：计算电路，包括被配置为接收所述开关控制信号的第一输入、被配置为接收输出电压比较信号的第二输入以及被耦合到所述数字脉冲调制计数器并且被配置为供给采样时间的输出，其中，所述数字脉冲调制计数器中所生成的所述采样信号由所述采样时间控制。
14.如权利要求13所述的控制电路，其中，所述采样信号包括在所述采样时间所生成的脉冲。
15.如权利要求13所述的控制电路，进一步包括：电压比较器，具有被耦合到所述计算电路的所述第二输入的输出，其中，所述电压比较器被配置为将所述开关的输出电压与开关基准电压进行比较并且基于所述比较来生成输出电压比较信号。
16.如权利要求12所述的控制电路，其中，所述控制器进一步包括：比例积分微分PID控制器，被耦合到所述数字脉冲调制计数器，其中，所述PID控制器被配置为基于所述输出电压来接收反馈误差信号，并且将占空信号供给至所述数字脉冲调制计数器，并且其中，所述占空信号是基于所述反馈误差信号而生成的。
17.一种电源电路，包括：
脉冲调制电路，包括开关信号输出、样本时间输入和样本脉冲输出，其中，所述脉冲调制电路被配置为在所述开关信号输出上供给脉冲调制开关信号，并且在所述样本脉冲输出上供给样本脉冲信号；
开关驱动器，被耦合到所述开关信号输出，并且被配置为被耦合到高侧开关和低侧开关，其中，所述开关驱动器被配置为根据所述开关信号输出上的所述脉冲调制开关信号来驱动所述高侧开关和所述低侧开关；
定时测量单元，被耦合到所述开关信号输出，并且被配置为被耦合到所述高侧开关和所述低侧开关，其中，所述定时测量单元被配置为：
确定在所述脉冲调制开关信号与所述高侧开关和低侧开关的开关之间的延迟时间，以及
将样本时间信号供给至所述样本时间输入，其中，所述样本时间信号是基于所述脉冲调制开关信号和所确定的延迟时间的；以及
电流测量单元，被耦合到所述样本脉冲输出，并且被配置为被耦合到所述高侧开关或所述低侧开关。
18.如权利要求17所述的电源电路，其中，所述电流测量单元被配置为：
接收所述样本脉冲输出上的所述样本脉冲信号，其中，所述样本脉冲信号是基于所述样本时间信号的；
测量在所述高侧开关或低侧开关中流动的电流；以及
基于将所测量的电流与电流阈值进行比较来生成阈值比较信号。
19.如权利要求17所述的电源电路，进一步包括：
所述高侧开关，其中，所述高侧开关被耦合在第一供给基准电压与输出节点之间；以及
所述低侧开关，其中，所述低侧开关被耦合在第二供给基准电压与所述输出节点之间。
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