DE102015108822B4 - System und Verfahren zum Stromabtasten in einem Schaltnetzteil - Google Patents

System und Verfahren zum Stromabtasten in einem Schaltnetzteil Download PDF

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Abstract

Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils (100; 120; 140), wobei das Verfahren umfasst:Anlegen eines periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) an einen ersten Schalter (HS, LS), wobei der erste Schalter (HS, LS) mit einem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt ist;Detektieren einer Versatzverzögerung (Td_ON, Td_OFF) zwischen dem Anlegen des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) und einer Veränderung einer Spannung (VOUT) des Ausgangsknotens (OUT);Berechnen eines korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) auf der Basis der Versatzverzögerung (Td_ON, TD_OFF);Erzeugen eines Abtastpulses (ps) auf der Basis des korrigierten Mittelpunkts; undAbtasten eines Stroms (iL) an dem Ausgangsknoten (OUT) entsprechend dem Abtastpuls (ps).

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf ein System und ein Verfahren für elektronische Schalter und in bestimmten Ausführungsformen auf ein System und ein Verfahren zum Stromabtasten in einem Schaltnetzteil.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Netzteilsysteme finden sich in zahlreichen elektronischen Anwendungen, beispielsweise von Computern bis zu Automobilen. Im Allgemeinen werden Spannungen in einem Netzteilsystem durch Ausführen einer Gleichstrom-Gleichstrom (DC-DC), Gleichstrom-Wechselstrom (DC-AC) und/oder Wechselstrom-Gleichstrom (AC-DC) -Wandlung erzeugt, indem ein mit einer Induktionsspule oder einem Transformator aufgeladener Schalter betrieben wird. Eine Klasse dieser Systeme umfasst Schaltnetzteile (SNT). Ein SNT ist üblicherweise effizienter als andere Typen von Stromumwandlungssystemen, weil die Stromumwandlung durch ein geregeltes Auf- und Entladen der Induktionsspule oder des Transformators erfolgt, und Energieverluste, die durch die Verlustleistung bei inneren Spannungsabfällen entstehen, reduziert werden.
  • Ein SNT weist üblicherweise mindestens einen Schalter und eine Induktionsspule oder einen Transformator auf. Einige spezielle Topologien enthalten unter anderem Abwärtswandler, Aufwärtswandler und Sperrwandler. Eine Steuerschaltung wird herkömmlicherweise zum Öffnen und Schließen des Schalters verwendet, um die Induktionsspule zu laden und zu entladen. In einigen Anwendungen kann der der Last gelieferte Strom und/oder die der Last gelieferte Spannung über eine Rückkopplungsschleife geregelt werden.
  • In einigen Netzteilanwendungen kann ein Schaltnetzteil in zwei Betriebsmodi betrieben werden: Pulsfrequenzmodulation (Pulse Frequency Modulation, PFM) und Pulsweitenmodulation (Pulse Width Modulation, PWM). Bei PFM kann die Frequenz von Steuersignalen, die an den/die Schalter angelegt wird, gemäß gewisser Steuerlogik und einem Rückkopplungssignal modifiziert werden. Bei PWM kann die Pulsweite von Steuersignalen, die an den/die Schalter angelegt wird, gemäß der Steuerlogik und dem Rückkopplungssignal modifiziert werden.
  • Die US 2010 / 0 327 825 A1 offenbart ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils und entsprechende Vorrichtungen, bei denen ein pulsweitenmoduliertes Schaltsignal an einen ersten Schalter angelegt wird. Eine Spannungsänderung eines Ausgangsknotens wird detektiert. Ein korrigierter Mittelpunkt einer Halbphase des Schaltsignals wird anhand eines Spannungsverlaufs bestimmt.
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Genauigkeit einer Stromabtastung („sampling“) bei derartigen Schaltnetzteilen zu verbessern.
  • KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es werden ein Verfahren nach Anspruch 1, eine Steuerschaltung nach Anspruch 9 sowie eine Netzteilschaltung gemäß Anspruch 18 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
  • Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils das Anlegen eines periodischen Schaltsignals an einen ersten Schalter, der mit einem Ausgangsknoten gekoppelt ist, das Detektieren einer Versatzverzögerung zwischen dem periodischen Schaltsignal und einer Änderung der Spannung des Ausgangsknotens, das Berechnen eines korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase des periodischen Schaltsignals auf der Basis der Versatzverzögerung, das Erzeugen eines Abtastpulses auf der Basis des korrigierten Mittelpunkts und das Abtasten eines Stroms an dem Ausgangsknoten gemäß dem Abtastpuls.
  • Figurenliste
  • Für ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung und der damit verbundenen Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
    • 1 ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform eines Abwärtswandlers darstellt;
    • 2 ein allgemeines Diagramm einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils darstellt;
    • 3 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines Schaltnetzteils darstellt;
    • 4a und 4b Diagramme von Wellenformen einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils im Betrieb darstellen;
    • 5 ein Ablaufdiagramm eines Betriebsverfahrens einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils darstellt;
    • 6 ein Ablaufdiagramm eines weiteren Betriebsverfahrens einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils darstellt;
    • 7 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer Strommesseinheit darstellt;
    • 8 ein Diagramm von weiteren Wellenformen einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils darstellt; und
    • 9 ein Blockdiagramm eines anderen Betriebsverfahrens einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils darstellt.
  • Gleiche Bezugsziffern und -zeichen in den verschiedenen Abbildungen bezeichnen im Allgemeinen einander entsprechende Teile, soweit nicht anders angegeben. Die Abbildungen sind lediglich zur Veranschaulichung der relevanten Aspekte der Ausführungsformen vorgesehen und nicht notwendigerweise maßstabsgetreu.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON VERANSCHAULICHENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die Herstellung und Verwendung der verschiedenen Ausführungsformen werden im Folgenden ausführlich beschrieben. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die hier beschriebenen, verschiedenen Ausführungsformen in einer breiten Vielfalt spezifischer Kontexte angewendet werden können. Die besprochenen spezifischen Ausführungsformen dienen lediglich der Verdeutlichung der besonderen Wege der Herstellung und Verwendung verschiedener Ausführungsformen und sollten nicht als den Schutzbereich einschränkend ausgelegt werden.
  • Die Beschreibung wird in Bezug auf verschiedene Ausführungsformen in einem bestimmten Kontext gegeben, nämlich im Rahmen von Schaltnetzteilen und spezieller zum Stromabtasten in Schaltnetzteilen. Einige der hier beschriebenen verschiedenen Ausführungsformen weisen elektronische Schalter, Abwärtswandler, Digitallogik, digitale Steuerungen und Zähler zur Berechnung von Stromabtastzeit in Schaltnetzteilen und weitere Ausführungsformen auf. In anderen Ausführungsformen können die Aspekte auch auf andere Anwendungen angewendet werden, bei denen jede Art von elektronischem Schaltstromkreis in beliebiger Art und Weise gemäß dem Stand der Technik beteiligt sein kann. Eine beliebige Art des Schaltnetzteils (SNT) kann zum Beispiel gemäß hier beschriebenen Ausführungsformen, wie beispielsweise als Abwärtswandler, Aufwärtswandler, Abwärts-/Aufwärtswandler oder andere betrieben werden.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist in einem im stabilen Zustand betriebenen SNT-System, wie etwa einem Abwärtswandler zum Beispiel, der durchschnittliche Spulenstrom proportional zu oder annähernd gleich dem einer Last bereitgestellten Strom. In einem Bespiel haben Aufwärtswandler-SNT-Systeme einen durchschnittlichen Spulenstrom proportional zu dem Ausgangsstrom und hängen von der Eingangsspannung ab. Als eine Annäherung erster Ordnung ist der durchschnittliche Spulenstrom iL_AVG in derartigen Fällen gleich iOUT · (VOUT/VIN). Des Weiteren ist der Spulenstrom iL eine von zwei Zustandsvariablen für ein SNT. Somit kann der Spulenstrom beim Betrieb und kann in einigen Ausführungsformen nützlich sein, um die Systemmerkmale einschließlich Wirksamkeitsgrad und Leistungsfähigkeit zu verbessern.
  • Als ein Beispiel kann der Spulenstrom verwendet werden, um den Ausgangsstrom in einem Abwärtswandler zu schätzen und um einen geeigneten Betriebsmodus (auch als Betriebsart bezeichnet) auszuwählen, um den Wirkungsgrad zu erhöhen. In einer Ausführungsform wird der Spulenstrom verwendet, um zwischen Pulsfrequenzmodulation (PFM) für leichte Systemlasten und Pulsweitenmodulation (PWM) für mittlere bis schwere Systemlasten zu wählen.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann ein durchschnittlicher Stromwert an einem Mittelpunkt der steigenden oder fallenden Stromflanke in einer Spule gemessen werden, die zwischen einem hochseitigen (hochpegelseitigen; „high side switch“) und einem niederseitigen (niederpegelseitigen; „low side switch“) Schalter angebracht ist. Der durchschnittliche Strom kann gemessen werden, weil der Spulenstrom wie eine Dreieckswelle geformt ist. Gemäß derartigen Ausführungsformen werden eine digitale Steuerung und ein digitaler Zähler verwendet, um PWM-Signale zum Steuern hoch- und niederseitiger Stromschalter zu erzeugen. Der digitale Zähler kann verwendet werden, um einen Zählerwert zu definieren, bei dem der abgetastete Spulenstrom den durchschnittlichen Strom reflektiert. Der Mittelpunkt, an dem der Strom zum Beispiel ungefähr der durchschnittliche Strom ist, ist gleich einem Zählerwert entsprechend der halben Einschaltdauer TON/2 oder der halben Ausschaltdauer TOFF/2, wobei die Einschaltdauer TON die Zeitdauer ist, wenn der hochseitige Schalter in einen leitenden Zustand gesteuert wird, und die Ausschaltdauer TOFF die Zeitdauer ist, wenn der niederseitige Schalter in einen leitenden Zustand gesteuert wird.
  • Allerdings können die Berechnungen rein auf der Basis des digitalen PWM-Signals wegen zahlreichen möglichen Verzögerungen innerhalb des Systems einen Verzögerungsversatz erzeugen. Ein analoger Treiber, der zum Beispiel die hoch- und niederseitigen Schalter steuert, führt mit Bezug auf das digitale PWM-Signal eine Verzögerung ein. Des Weiteren kann die endliche Schaltzeit des hoch- und niederseitigen Schalters auch eine Verzögerung erzeugen. Somit kann ein nur auf der Basis des digitalen PWM-Signals berechneter Mittelpunkt der hoch- oder niederseitigen Schalter einen Verzögerungsversatz einführen, der zu inkorrekt abgetastetem Spulenstrom iL führt, das bedeutet, der nicht gleich dem durchschnittlichen Spulenstrom iL_AVG ist. In einigen Fällen können Fehler in dem gemessenen durchschnittlichen Strom zu weniger effizientem Betrieb des SNT führen. Somit wird gemäß den hier beschriebenen Ausführungsformen der Strommesspunkt mit Korrektur für einen Verzögerungsversatz zwischen angelegten Steuersignalen und tatsächlichem Schalten berechnet. Der Messpunkt und die Korrektur werden in einer Steuerschleife einschließlich eines Rückkopplungssignals auf der Basis eines Ausgangsknotens gekoppelt mit einem Schalter oder Schaltern in einem SNT erzeugt.
  • 1 stellt ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform eines Abwärtswandlers 100 einschließlich eines Schaltkreises 102 gekoppelt mit einer Induktionsspule 104 dar. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen empfängt der Schaltkreis 102 am Eingangsknoten IN eine Eingangsspannung VIN und steuert den hochseitigen Schalter HS und niederseitigen Schalter LS, um dem Ausgangsknoten OUT die Ausgangsspannung VOUT über den Schaltknoten SW und die Induktionsspule 104 zu liefern. Die Steuerung 110 erzeugt Schaltsignale HSDRV und LSDRV zum Steuern des hochseitigen Schalters HS und des niederseitigen Schalter LS auf der Basis der Referenzspannung VREF und Rückkopplung der Ausgangsspannung VOUT am Ausgangsknoten OUT.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist eine Last mit dem Ausgangsknoten OUT gekoppelt. Kondensatoren 106 und 108 stellen die Eingangs- beziehungsweise die Ausgangskapazität dar. Die Ausgangsspannung VOUT wird dem Ausgangsknoten OUT und einer beliebigen damit gekoppelten Last geliefert, während gleichzeitig der Eingangsknoten IN eine Versorgungseingangsspannung VIN empfängt.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen wird der Induktionsspulenstrom iL als Steuerinformationen in der Steuerung 110 verwendet. Die Schaltbetriebsmodi zwischen PWM und PFM für die nieder- oder hochseitigen Lastzustände, wie vorstehend erwähnt, können zum Beispiel vom Bestimmen eines durchschnittlichen Induktionsspulenstroms iL_AVG abhängen. Mit der Absicht eine Berechnung eines durchschnittlichen Induktionsspulenstroms iL_AVG zu berechnen, kann der Induktionsspulenstrom iL an einem Punkt in dem Schaltzyklus gemessen werden, wenn der Induktionsspulenstrom iL gleich dem durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG ist. In einigen Ausführungsformen entspricht ein Mittelpunkt in jeder halben Periode des Schaltzyklus dem durchschnittlichen in der Induktionsspule fließenden Strom. In verschiedenen Ausführungsformen ist eine Verzögerung zwischen den Schaltsignalen HSDRV und LSDRV und einer tatsächlichen Änderung der Referenz zwischen der Eingangsspannung VIN und niederseitigen Referenz VGND am Schaltknoten SW vorhanden. Somit detektiert die Steuerung 110 eine Verzögerungsdauer oder einen Verzögerungsversatz und berechnet einen Mittelpunkt in jeder halben Periode des Schaltzyklus mit einer Korrektur für den detektierten Verzögerungsversatz. Auf der Basis des berechneten Mittelpunkts misst die Steuerung 110 den Induktionsspulenstrom iL über die Messschaltung 112. In verschiedenen Ausführungsformen wird der Verzögerungsversatz durch Vergleichen der Schaltspannung Vsw mit den Schaltsignalen detektiert, die innerhalb der Steuerung 110 erzeugt werden, wie weiter unten unter Bezugnahme auf die anderen Figuren ausführlicher beschrieben.
  • 2 stellt ein allgemeines Diagramm einer Ausführungsform des Schaltnetzteils 120 einschließlich der digitalen Steuerung 122, Strommesseinheit 124, Schalttreiber 126, hochseitigem Schalter HS und niederseitigem Schalter LS, Induktionsspule 128 und Last 130 dar. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen bestimmt die digitale Steuerung 122 eine Abtastmesszeit auf der Basis einer Schaltsignalfrequenz und eines detektierten Verzögerungsversatzes, der durch Überwachen des Schaltsteuersignals SCTPL und der Schaltspannung Vsw bestimmt wird. Die digitale Steuerung 122 liefert auf der Basis der bestimmten Messzeit einen Abtastpuls ps an die Strommesseinheit 124, die, beim Empfangen des Abtastpulses ps, einen Induktionsspulenstrom iL über die Strommessschaltung 132 misst. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Strommessschaltung 132 auf zahlreiche Arten implementiert sein und kann mit dem hochseitigen Schalter HS oder dem niederseitigen Schalter LS gekoppelt sein. In der gezeigten Ausführungsform ist die Strommessschaltung 132 mit dem niederseitigen Schalter LS gekoppelt. In derartigen Ausführungsformen wird der Induktionsspulenstrom während der halben Periode in dem Schaltzyklus gemessen, wenn der niederseitige Schalter LS in einem leitenden Zustand gesteuert wird. Das Schaltsteuersignal SCTRL liefert die Schaltsteuersignale an den Schalttreiber 126, welcher danach die Treibersignale für den hoch- und niederseitigen Schalter HS und LS liefert.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann die digitale Steuerung 122 ein Stromvergleichsergebnis iCOMP von der Strommesseinheit 124 empfangen. Das Stromvergleichsergebnis iCOMP kann anzeigen, dass der durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG über oder unter einem Stromschwellenwert ithresh liegt. Der Stromschwellenwert ithresh kann für veränderliche Betriebsmodi in einigen Ausführungsformen eingestellt werden. Die digitale Steuerung 122 kann zum Beispiel betrieben werden, um das Schaltsteuersignal SCTRL als PWM-Signal in einem ersten Betriebsmodus und als PFM-Signal in einem zweiten Betriebsmodus zu liefern. In derartigen Ausführungsformen wird der Stromschwellenwert ithresh verwendet, um einen Übergang zwischen dem ersten und dem zweiten Betriebsmodus anzuzeigen. In einer Ausführungsform wird der erste Betriebsmodus für Zustände hoher Last verwendet und der zweite Betriebsmodus wird für Zustände niederer Last verwendet, und der Stromschwellenwert ithresh entspricht dem Schwellenwert zwischen den Zuständen hoher und niederer Last.
  • Gemäß verschiedenen anderen Ausführungsformen können andere Betriebsarten oder Steuermodelle auf der Basis des gemessenen durchschnittlichen Induktionsspulenstroms iL_AVG verwendet werden. Eine beliebige Anzahl an Betriebsmodi kann zum Beispiel zusammen mit zahlreichen Schwellenwerten verwendet werden. In anderen Ausführungsformen wird ein durchschnittlicher Induktionsspulenstrom iL_AVG als Rückkopplungssignal verwendet, um das Schaltsteuersignal SCTRL zu regeln. Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen kann ein Mehrphasenwandler das gemeinsame Nutzen von Strom unter Phasen auf der Basis des gemessenen durchschnittlichen Induktionsspulenstroms iL_AVG regeln. In einer beispielhaften Ausführungsform kann Fehlerzustandserfassung, wie beispielsweise das Erfassen von Überlast, Überstrom oder Kurzschlusszuständen, auf dem gemessenen durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG beruhen. Der gemessene durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG kann ebenfalls zur Abweichungskompensation (sog. Droop Compensation) zum Beispiel am Punkt von Lasttopologien verwendet werden. Als ein anderes Beispiel kann der gemessene durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG in einem großen Serversystem als Rückkopplung verwendet werden, um die Kühlung in dem Server oder andere Systemeigenschaften zu regeln. In batteriebetriebenen Systemen kann der gemessene durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG verwendet werden, um das Aufladen der Batterie zu regeln oder zu überwachen. In Photovoltaiksystemen kann der gemessene durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG verwendet werden, um die Maximal-Leistungspunktsuche (Maximum Power Point Tracking, MPPT) beim Betrieb durchzuführen. In einigen Ausführungsformen kann der gemessene durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG verwendet werden, um den Strom in einem LED-Treibersystem zu regeln. In noch anderen Ausführungsformen kann der gemessene durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG für adaptive Netzschalter mit Gate-Partitionierung nützlich sein. Anhand der anderen Figuren weiter unten werden mehr Details spezieller Ausführungsformen zum Messen des durchschnittlichen Induktionsspulenstroms iL_AVG mit Verzögerungsversatzkompensation erörtert.
  • 3 stellt ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines Schaltnetzteils (SNT) 140 einschließlich teilweise der digitalen Steuerung 142, Berechnungseinheit 144, des digitalen Pulsweitenmodulation (PWM)-Zählers 146, des Proportional-Integral-Differential (PID)-Reglers 148 und der Stromvergleichsschaltung 150 dar. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen liefert der DPWM-Zähler 146 dem analogen Treiber 152 das modulierte Schaltsignal PWM, der das modulierte Schaltsignal PWM zu analogen Treibersignalen für den hochseitigen Schalter HS und den niederseitigen Schalter LS umwandelt. Auf der Basis des modulierten Schaltsignals PWM koppeln der hochseitige Schalter HS und der niederseitige Schalter LS entweder die Eingangsspannung VIN oder die niederseitige Referenzspannung VGND mit der Induktionsspule 158. Beim Betrieb liefert die Induktionsspule 158 einer Last einen Laststrom iL, der durch den Widerstand 160 mit dem Widerstand Rload modelliert wird. Der Ausgangskondensator 156 kann die Ausgangsspannung VOUT stabilisieren.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann der DPWM-Zähler 146 das modulierte Schaltsignal PWM auf der Basis eines Tastverhältnisses DUTY erzeugen, das von dem PID-Regler 148 empfangen wird, oder von Steuersignalen CTRL, die von der digitalen Steuerung 142 empfangen werden. In einigen Ausführungsformen passt der PID-Regler 148 das Tastverhältnis DUTY auf der Basis des Rückkopplungssignals ERR von einem Analog-Digital-Wandler (Analog To Digital Converter, ADC) 154 an, der die Ausgangsspannung VOUT überwacht. In verschiedenen Ausführungsformen können die verschiedenen Komponenten in dem SNT 140 zum Beispiel als digitale Komponenten in einem Mikrocontroller oder einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) implementiert sein. In einer speziellen Ausführungsform sind die Berechnungseinheit 144, der PID-Regler 148, DPWM-Zähler 146 und die digitale Steuerung 142 unter Verwendung synchroner Digitallogik implementiert, die das Taktsignal CLK empfängt. In derartigen Ausführungsformen kann jede Komponente als separater Chip oder jede Komponente kann in einem einzelnen Mikrocontroller oder einer ASIC implementiert sein. In anderen Ausführungsformen kann jede Komponente verschiedene andere Taktsignale empfangen oder einige Komponenten können als asynchrone Digitallogik implementiert sein. In alternativen Ausführungsformen können die verschiedenen Komponenten in dem SNT 140 als Analogschaltungen implementiert sein.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen empfängt die Berechnungsschaltung 144 ein Vergleichssignal vom Komparator 162, der die Schaltspannung Vsw durch Vergleich mit einer Referenzspannung VREF überwacht. In einigen derartigen Ausführungsformen wird die Referenzspannung VREF so ausgewählt, dass sie einen Wert zwischen der Eingangsspannung VIN und der niederseitigen Referenzspannung VGND dergestalt hat, dass der Ausgang SWCOMP des Komparators 162 tatsächliches Schalten eines hochseitigen Schalters HS und eines niederseitigen Schalters LS anzeigt. In anderen Ausführungsformen kann der Komparator 162 ein Signal proportional zur Schaltspannung Vsw oder ein Signal empfangen, das eine Funktion der Schaltspannung Vsw ist. Der Komparator 162 kann zum Beispiel eine gefilterte oder abgeschwächte Schaltspannung VSW zum Vergleich mit der Referenzspannung VREF empfangen.
  • In verschiedenen Ausführungsformen auf der Basis des Ausgangs SWCOMP des Komparators 162 berechnet die Berechnungsschaltung 144 die Abtastzeit ts zum Erhalten des durchschnittlichen Stroms iL_AVG, der durch die Induktionsspule fließt. Wie vorstehend kurz erörtert, ist der Mittelpunkt in jeder halben Periode des modulierten Schaltsignals PWM annähernd gleich dem durchschnittlichen Strom iL_AVG in der Induktionsspule. Allerdings besteht üblicherweise ein Versatz, der zum Beispiel durch den analogen Treiber 152, den hochseitigen Schalter HS und den niederseitigen Schalter LS eingeführt wird. In verschiedenen Ausführungsformen überwacht die Berechnungsschaltung 144 den Ausgang SWCOMP des Komparators 162, um tatsächliches Schalten des hochseitigen Schalters HS und des niederseitigen Schalters LS zu detektieren und vergleicht tatsächliches Schalten mit dem modulierten Schaltsignal PWM, das dem analogen Treiber geliefert wird. Auf der Basis des Vergleichs zwischen dem tatsächlichen Schalten und dem modulierten Schaltsignal PWM korrigiert die Berechnungsschaltung 144 den Mittelpunkt in einer halben Periode durch den bestimmten Versatz und erzeugt eine korrekte Abtastzeit ts, die dem DPWM-Zähler 146 geliefert werden soll. In derartigen Ausführungsformen erzeugt der DPWM-Zähler 146 einen Abtastpuls ps, welcher der Stromvergleichsschaltung 150 geliefert werden soll. Auf der Basis des Abtastpulses pS, erhält die Stromvergleichsschaltung 150 eine Induktionsspulenstrommessung iL* von der Strommessschaltung 164 und vergleicht den gemessenen Induktionsspulenstrom mit einem Stromschwellenwert ithresh. Der spezifische verwendete Stromschwellenwert ithresh kann ausgewählt werden, um zum Beispiel eine Veränderung im Betrieb zwischen Modi starker Last und leichter Last zu bestimmen. Es können auch andere Schwellenwerte ausgewählt werden. Der Ergebnis des Vergleichs wird an die digitale Steuerung 142 als Stromvergleich iCOMP ausgegeben, um die Betriebsmodi zu ändern, die über die digitale Steuerung 142 bestimmt und durch die Steuersignale CTRL gesteuert werden. In verschiedenen Ausführungsformen können die Steuersignale CTRL dem DPWM-Zähler 146 oder anderen Komponenten in dem SNT 140 geliefert werden.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen wird der SNT 140 gemäß einer Schaltfrequenz fSW für den hochseitigen Schalter HS und niederseitigen Schalter LS betrieben und empfängt auch das Taktsignal CLK mit einer digitalen Frequenz fdigital. In einigen Ausführungsformen liegt die digitale Frequenz fdigital zwischen 1 MHz und 2 GHz, liegt die Schaltfrequenz fsw zwischen 1 KHZ und 50 MHz, hat die Induktionsspule 158 eine Induktivität zwischen 10 nH und 1 mH und der Kondensator 156 hat eine Kapazität zwischen 10 pF und 10 mF. In einer speziellen Ausführungsform beträgt die digitale Frequenz fdigital 160 MHz, beträgt die Schaltfrequenz fSW 2,2 MHz, hat die Induktionsspule 158 eine Induktivität von 4,7 µH und der Kondensator 156 hat eine Kapazität von 22 µF. In anderen Ausführungsformen können, wie der Fachmann auf diesem Gebiet der Technik erkennen wird, Werte außerhalb der spezifizierten Bereiche verwendet werden.
  • Die 4a und 4b stellen Diagramme von Wellenformen einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils (SNT) 140 im Betrieb dar. Die 4a und 4b stellen den Messpunkt zum Erhalten des durchschnittlichen Induktionsspulenstroms iL_AVG und der bestimmten Versatzkorrektur deutlicher dar. 4a stellt ein Diagramm von zwei Wellenformen dar, die eine Schaltknotenspannung Vsw und den zugeordneten Induktionsspulenstrom iL zeigen. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen gibt die Schaltknotenspannung Vsw eine halbe Periode einer Einschaltdauer TON und eine halbe Periode einer Ausschaltdauer TOFF an. Während der Einschaltdauer TON ist der in 3 gezeigte hochseitige Schalter HS des SNT geschlossen oder leitend, und der niederseitige Schalter LS ist geöffnet oder nichtleitend. Im Gegensatz dazu ist während der Ausschaltdauer TOFF der hochseitige Schalter HS geöffnet oder nichtleitend und der niederseitige Schalter LS ist geschlossen oder leitend. In verschiedenen Ausführungsformen sind die Einschaltdauer TON und die Ausschaltdauer TOFF nicht gleichmäßig in eine halbe Periode aufgeteilt und entweder die Einschaltdauer TON oder die einer Ausschaltdauer TOFF kann länger als die andere sein. Das Tastverhältnis kann jeden beliebigen Wert von 0 % bis 100 % haben.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen steigt der Induktionsspulenstrom iL wie gezeigt während der Einschaltdauer TON und fällt während der Ausschaltdauer TOFF. In einigen Ausführungsformen kann die Wellenform des Induktionsspulenstroms iL wie gezeigt dreieckig sein. In derartigen Ausführungsformen ist der Mittelpunkt in jeder Zeitperiode, d. h. Einschaltdauer TON oder Ausschaltdauer TOFF gleich dem durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG. In 4a ist die ideale Wellenform des Induktionsspulenstroms iL für das SNT 140 in 3 abgebildet. Wie vorstehend erwähnt, kann der Stromausgang etwas Versatz enthalten, so dass der Mittelpunkt nicht genau der durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG ist. 4b behandelt die Versatzberechnung und -korrektur.
  • 4b stellt ein Diagramm von Wellenformen dar, welches das SNT 140 im Betrieb einschließlich Versatzverzögerungen zeigt. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist der Induktionsspulenstrom iL sowohl durch einen idealen Strom iL_ideal als auch einen leicht versetzten realen Strom iL_real gezeigt. Des Weiteren ist das Schalten durch eine ideale Schaltknotenspannung VSW_ideal und eine versetzte reale Schaltknotenspannung VSW_real gezeigt. Das modulierte Schaltsignal PWM zeigt das ideale Schalten zwischen dem hochseitigen Schalter HS und dem niederseitigen Schalter LS in Übereinstimmung mit einer idealen Einschaltdauer TON_ideal und einer idealen Ausschaltdauer TOFF_ideal an. Der Komparatorausgang SWCOMP zeigt an, wann die reale Schaltknotenspannung VSW_real die Referenzspannung VREF passiert, wie vorstehend beschrieben. In derartigen Ausführungsformen zählt der Zähler eine Einschalt-Verzögerung Td_ON zwischen einer steigenden Flanke eines modulierten Schaltsignals PWM und einer Änderung in der realen Schaltknotenspannung VSW_real, wie durch den Komparatorausgang SWCOMP angegeben. Auf ähnliche Weise zählt der Zähler eine Ausschalt-Verzögerung Td_OFF zwischen einer fallenden Flanke eines modulierten Schaltsignals PWM und einer Änderung in der realen Schaltknotenspannung VSW_real, wie durch den Komparatorausgang SWCOMP angegeben. In einigen Ausführungsformen werden zwei Zähler verwendet, um die Einschalt-Verzögerung Td_ON beziehungsweise die Ausschalt-Verzögerung Td_OFF zu zählen. Während dieser Zeit zählt ein Periodenzähler mit dem Zählwert CNT bis zu einem Zählwert herunter, der mit der Zyklusperiode zusammenhängt, bei dem der Start des nächsten Zyklus ausgelöst wird. In anderen Ausführungsformen kann der Zähler voller Perioden den Zählwert CNT bis zu einem voreingestellten Zählwert inkrementieren, der mit der Zyklusperiode zusammenhängt.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Einschalt-Verzögerung Td_ON oder die Ausschalt-Verzögerung Td_OFF verwendet werden, um die Messdauer des Versatzes in der Mitte jeder Einschaltdauer TON oder Ausschaltdauer TOFF zu berechnen. In der gezeigten Ausführungsform wird die mittlere Messdauer für die Zeit während der Ausschaltdauer TOFF berechnet. Wie vorstehend erörtert, zeigt der an dem Mittelpunkt, entweder in der Ausschaltdauer TOFF oder in der Einschaltdauer TON, gemessene Strom den durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG an. Im Idealfall ist der Mittelpunkt in dem Ausschalt-Zyklus gleich TOFF/2. Im Realfall findet sich der Mittelpunkt durch Anpassen der Ausschaltdauer TOFF mit der Differenz in den Verzögerungen und danach durch Hinzufügen der Ausschalt-Verzögerung Td_OFF. Der daraus resultierende angepasste Mittelpunkt während der Ausschaltdauer TOFF ist gleich (TOFF + Td_ON - Td_OFF) /2 + Td_oFF. Auf ähnliche Weise ist der während der Einschaltdauer TON angepasste Mittelpunkt gleich (TON + Td_ON - Td_OFF) /2 - Td_ON. In Abhängigkeit von der Konfiguration des Systems kann jeder dieser Mittelpunkte als Abtastzeit ts verwendet werden, die der Stromvergleichsschaltung 150 in 3 bereitgestellt wird. In verschiedenen Ausführungsformen kann die Berechnung einer Einschaltdauer TON und einer Ausschaltdauer TOFF, die in der vorstehenden Gleichung verwendet wird, von einem Tastverhältniswert oder anderen Systemvariablen gemäß Verfahren erhalten werden, die den Fachleuten auf diesem Gebiet der Technik bekannt sind.
  • 5 stellt ein Ablaufdiagramm eines Betriebsverfahrens 200, das die Schritte 202 bis 224 aufweist, einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils (SNT) dar. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist das Betriebsverfahren 200 ein Verfahren zum Bestimmen der Abtastzeit für einen durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG in einem SNT, wie beispielsweise die unter Bezugnahme auf die 1 bis 3 beschriebenen Ausführungsformen. Das Betriebsverfahren 200 kann durch die Berechnungsschaltung 144 in 3 zum Bestimmen des richtigen Abtastpunkts implementiert werden, um den durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG zu erhalten, wie unter Bezugnahme auf die 3, 4a und 4b beschrieben. Die Beschreibung des Betriebsverfahrens 200 erfolgt hier hinsichtlich des SNT 140 in 3; allerdings kann das Betriebsverfahren 200 auf andere Netzteilsysteme angewendet werden, wie ohne weiteres von einem Fachmann auf diesem Gebiet der Technik einzusehen ist.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist Schritt 202 das Detektieren einer steigenden Flanke an dem modulierten Schaltsignal PWM auf, das von dem DPWM-Zähler 146 geliefert wird. Auf der Basis der detektierten steigenden Flanke startet die Berechnungsschaltung 144 in Schritt 204 einen Einschalt-Zähler, der anfängt die Einschalt-Verzögerung Td_ON zu zählen. Sobald der Einschalt-Zähler gestartet ist, wird in Schritt 206 auf der Basis des Taktsignals CLK die Einschalt-Verzögerung Td_ON inkrementiert. Nach jedem Inkrement weist Schritt 208 das Prüfen auf, ob die Schaltspannung Vsw größer als die Referenzspannung VREF ist. Ist die Schaltspannung Vsw größer als die Referenzspannung VREF, folgt Schritt 210; ansonsten wird Schritt 206 wiederholt und die Einschalt-Verzögerung Td_ON wird auf der Basis des Taktsignals CLK inkrementiert. In verschiedenen Ausführungsformen wird der Schritt 208 durch Überwachen von Ausgang SWCOMP des Komparators 162 ausgeführt. Die Referenzspannung VREF kann eingestellt sein, um anzuzeigen, dass die Schaltspannung Vsw geschaltet wurde oder einen Schaltschwellenwert zwischen Empfangen hochseitiger Referenzversorgungsspannung VIN und niederseitiger Referenzversorgungsspannung VGND überschritten hat. In einer spezifischen Ausführungsform ist VIN auf 5V eingestellt, VGND ist auf 0V eingestellt und VREF ist auf 1,5V eingestellt. In anderen Ausführungsformen können andere Spannungen verwendet werden.
  • In verschiedenen Ausführungsformen folgt, nachdem die Schaltspannung Vsw größer als eine Referenzspannung VREF ist, Schritt 210 und weist das Warten darauf auf, dass das modulierte Schaltsignal PWM eine fallende Flanke erfährt. Nach der fallenden Flanke kann die Berechnungsschaltung 144 einen Ausschalt-Zähler starten, der in Schritt 204 anfängt, die Ausschalt-Verzögerung Td_OFF zu zählen. Sobald der Ausschalt-Zähler gestartet ist, wird in Schritt 214 auf der Basis des Taktsignals CLK die Ausschalt-Verzögerung Td_OFF inkrementiert. Nach jedem Inkrement weist Schritt 216 das Prüfen auf, ob die Schaltspannung Vsw weniger als die Referenzspannung VREF beträgt. Beträgt die Schaltspannung Vsw weniger als die Referenzspannung VREF, folgt Schritt 218; ansonsten wird Schritt 214 wiederholt und die Ausschalt-Verzögerung Td_OFF wird auf der Basis des Taktsignals CLK inkrementiert.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen folgt, nachdem die Schaltspannung Vsw weniger als die Referenzspannung VREF beträgt, Schritt 218 und weist das Mitteln der Einschalt-Verzögerung Td_ON und der Ausschalt-Verzögerung Td_OFF auf. In derartigen Ausführungsformen kann das Mitteln eine laufende Mittelung durchgeführt über zahlreiche Schaltzyklen für den SNT aufweisen. Auf der Basis der gemittelten Einschalt-Verzögerung Td_ON und Ausschalt-Verzögerung Td_OFF weist Schritt 220 das Berechnen der Abtastzeit ts gemäß einer der Formeln für den realen Mittelpunkt auf, wie unter Bezugnahme auf 4b beschrieben. In der in 3 gezeigten Ausführungsform ist die Strommessschaltung 164 um den niederseitigen Schalter LS angeordnet und demzufolge werden der Mittelpunkt und die Abtastzeit ts für den Zeitraum berechnet, wenn der niederseitige Schalter LS während der Ausschalt-Zeit TOFF geschlossen ist.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist Schritt 222 das Warten darauf auf, dass der Zählwert CNT des Perioden-Zählers im DPWM-Zähler 146 0 erreicht (oder einen eingestellten Wert, wenn CNT dafür eingerichtet ist, zu inkrementieren anstatt zu dekrementieren), was einem Abschluss eines einzelnen Schaltzyklus für das SNT 140 entspricht und anzeigt, dass das modulierte Schaltsignal PWM einen neuen Zyklus beginnt, z. B. wird eine neue steigende Flanke detektiert. Schließlich weist Schritt 224 das Senden der berechneten Abtastzeit ts an den DPWM-Zähler 146 und das Zurückgehen zu Schritt 202 auf, um das Betriebsverfahren 200 zu wiederholen.
  • 6 stellt ein Ablaufdiagramm eines weiteren Betriebsverfahrens 250, das die Schritte 252 bis 266 aufweist, einer Ausführungsform für ein Schaltnetzteil (SNT) dar. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen erzeugt das Betriebsverfahren 250 ein moduliertes Schaltsignal PWM und einen Abtastpuls ps wie unter Bezugnahme auf das SNT 140 in 3 beschrieben. So gesehen kann das Betriebsverfahren 250 durch DPWM-Zähler 146 in 3 gemäß verschiedenen Ausführungsformen implementiert werden.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist Schritt 252 das Zurücksetzen des Zählwerts CNT des Perioden-Zählers im DPWM-Zähler 146 auf einen Anfangswert auf, der durch die Schaltfrequenz für den SNT 140 bestimmt wird. Schritt 254 weist das Dekrementieren des Zählwerts CNT im DPWM-Zähler 146 auf der Basis des Taktsignals CLK auf. Nach jedem Dekrement weist Schritt 256 das Prüfen auf, ob der Zählwert im DPWM-Zähler 146 größer als die Tastverhältnisreferenz DUTY ist, die vom PID-Regler 148 empfangen wird. Ist der Zählwert CNT nicht größer als die Tastverhältnisreferenz DUTY, folgt Schritt 258; ansonsten wird Schritt 254 wiederholt und der Zählwert CNT wird auf der Basis des Taktsignals CLK dekrementiert.
  • Zeigt sich, dass der Zählwert CNT nicht größer als die Tastverhältnisreferenz DUTY ist, wird der Zählwert CNT wieder auf der Basis des Taktsignals CLK in Schritt 258 dekrementiert. Auf Schritt 258 folgend weist Schritt 260 das Prüfen auf, ob der Zählwert CNT gleich einem Wert ist, welcher der Abtastzeit ts entspricht, die in der Berechnungsschaltung 144 bestimmt und von ihr empfangen wird, wie unter Bezugnahme auf die 3 und 5 vorstehend beschrieben. Ist der Zählwert CNT gleich der Abtastzeit tS folgt Schritt 262; ansonsten wird der Zählwert CNT wieder auf der Basis des Taktsignals CLK durch Wiederholen des Schritts 258 dekrementiert.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist Schritt 262 das Erzeugen und Liefern des Abtastpulses ps an den Stromkomparator 150 in dem SNT 140 auf. Der Abtastpuls ps kann verwendet werden, um die Messung des Induktionsspulenstroms iL und den Vergleich zwischen dem gemessenen Induktionsspulenstrom iL und dem Schwellenwertstrom ithresh auszulösen. Auf Schritt 262 folgend wird der Zählwert CNT in Schritt 264 wieder dekrementiert. Schritt 266 weist das Prüfen auf, ob der Zählwert CNT gleich 0 ist. Sobald der Zählwert CNT gleich Null ist, kann das Verfahren 250 für einen anderen Schaltzyklus durch erneutes Wiederholen von Schritt 252 wiederholt werden. Solange der Zählwert CNT nicht 0 beträgt, hat der Schaltzyklus keine volle Periode abgeschlossen und der Zählwert CNT wird auf der Basis des Taktsignals CLK durch Wiederholen von Schritt 264 dekrementiert.
  • In verschiedenen Ausführungsformen ist in Schritt 254 und Schritt 256 während der Zählwert CNT im DPWM-Zähler 146 größer als die Tastverhältnisreferenz DUTY ist, der hochseitige Schalter HS eingeschaltet und der niederseitige Schalter LS ausgeschaltet. Von dem Zeitpunkt an, an dem der Zählwert CNT nicht größer als die Tastverhältnisreferenz DUTY ist, wenn Schritt 258 beginnt, bis zu dem Zeitpunkt, an dem der Zählwert CNT gleich 0 in Schritt 266 ist, ist der hochseitige Schalter HS ausgeschaltet und der niederseitige Schalter LS eingeschaltet. In anderen Ausführungsformen kann der Periodenzählwert CNT bei Null anfangen und bis zu einem Wert inkrementiert werden, welcher der Schaltfrequenz entspricht. In einigen Ausführungsformen können zahlreiche digitale Zähler eingeschlossen sein, wie beispielsweise innerhalb des DPWM-Zählers 146, der Berechnungsschaltung 144 oder der digitalen Steuerung 142.
  • 7 stellt eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer Strommesseinheit 300 dar. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Strommesseinheit 300 eine Implementierung des Stromkomparators 150 und der Strommessschaltung 164 sein, wie vorstehend unter Bezugnahme 3 beschrieben. Die Strommesseinheit 300 ist mit dem niederseitigen Schalter LS gekoppelt und weist Transistoren MREF, MS1 und MS2, Widerstände R1 und R2, Komparator 302 und D-Flipflop 304 auf. Das D-Flipflop 304 gibt das Stromvergleichsergebnis iCOMP aus, welches der digitalen Steuerung 142 geliefert wird. Gemäß einigen Ausführungsformen kann der Schwellenwertstrom ithresh für den Vergleich mit dem gemessenen Induktionsspulenstrom iL* gemäß der Gleichung ithresh = N · IREF · R1 ÷ (R1 + R2) eingestellt werden, wobei IREF der Referenzstrom ist, der durch die Stromquelle 306 eingestellt ist. Die Widerstände R1 und R2 können auf jeden beliebigen Wert eingestellt werden. In einigen Ausführungsformen sind, wie gezeigt, die Transistoren MREF, MS1 und MS2 und der niederseitige Schalter LS alle N-Kanal Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors, MOSFETs) des Anreicherungstyps. Als Alternative kann jeder Transistortyp verwendet werden. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Strommessschaltung 164 wie andere Schaltungstypen zum Messen von Strom implementiert sein, die in der Technik auf diesem Gebiet bekannt sind.
  • 8 stellt ein Diagramm von weiteren Wellenformen einer Ausführungsform des Schaltnetzteils (SNT) dar, in welchem das Bestimmen des Stromvergleichsergebnisses iCOMP auf der Basis von Abtastpulsen ps aufgezeigt wird. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist der durchschnittliche Strom, der einer Last für einen SNT geliefert wird, gleich dem durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG. Der momentane Induktionsspulenstrom iL ist über dem durchschnittlichem Induktionsspulenstrom iL und einem Schwellenwertstrom ithresh überlagert eingezeichnet. Gemäß einigen Ausführungsformen, wie etwa in der Strommesseinheit 300 zum Beispiel, zeigt ein Anfangsstrom-Vergleichsergebnis iCOMP' das Ergebnis des Vergleichs zwischen dem Induktionsspulenstrom iL und dem Referenzstrom ithresh an. In derartigen Ausführungsformen ist das Anfangsstrom-Vergleichsergebnis iCOMP' immer dann hoch, wenn der Induktionsspulenstrom iL unter dem Schwellenwertstrom ithresh liegt. Es sei angemerkt, dass die Strommesseinheit 300 in der beschriebenen Ausführungsform mit dem niederseitigen Schalter LS verbunden ist und dass das Anfangsstrom-Vergleichsergebnis iCOMP' entwertet ist, sobald der niederseitige Schalter LS geöffnet und der hochseitige Schalter HS geschlossen sind (jedes Mal gezeigt, wenn der Induktionsspulenstrom iL anfängt zu steigen).
  • In verschiedenen Ausführungsformen wird der Induktionsspulenstrom iL an dem berechneten Mittelpunkt auf der Basis des Abtastpulses ps gemessen, wie vorstehend unter Bezugnahme auf die anderen Figuren beschrieben, um den durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG zu bestimmen. Demzufolge bezieht sich das Stromvergleichsergebnis iCOMP auf den durchschnittlichen Induktionsspulenstrom iL_AVG, wenn der Abtastpuls ps bestätigt wird. In verschiedenen Ausführungsformen wird, wenn der Abtastpuls ps während einer Dauer bestätigt ist, wenn das Anfangsstrom-Vergleichsergebnis iCOMP' bestätigt ist, wenn das Stromvergleichsergebnis iCOMP bestätigt ist, angezeigt, dass der durchschnittliche Induktionsspulenstrom iL_AVG unter dem Schwellenwertstrom ithresh liegt. In einer Ausführungsform ist dieses Verhalten durch Empfangen eines Taktsignals vom Abtastpuls ps in dem D-Flipflop in 7 implementiert.
  • 9 stellt ein Blockdiagramm eines anderen Betriebsverfahrens 350, das die Schritte 352 bis 360 aufweist, einer Ausführungsform für ein Schaltnetzteil (SNT) dar. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen weist Schritt 352 das Anlegen eines periodischen Schaltsignals an einen ersten Schalter auf. Der erste Schalter ist mit einem Ausgangsknoten des SNT gekoppelt. Schritt 354 weist das Detektieren einer Versatzverzögerung zwischen dem Anlegen des periodischen Schaltsignals und einer Änderung des Referenzpotentials auf, das an den Ausgangsknoten angelegt ist. Der Versatz zwischen dem Anlegen des periodischen Schaltsignals und der Änderung im Referenzpotential entspricht entweder der Einschalt-Verzögerung Td_ON oder der Ausschalt-Verzögerung Td_OFF, wie vorstehend unter Bezugnahme die anderen Figuren beschrieben.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist Schritt 356 das Berechnen eines korrigierten Mittelpunkts einer halben Periode des periodischen Schaltsignals auf der Basis der Versatzverzögerung auf. In einigen Ausführungsformen ist der korrigierte Mittelpunkt durch die Abtastzeit ts angezeigt, wie in den 3 bis 8 beschrieben. Schritt 358 kann das Erzeugen eines Abtastpulses auf der Basis des berechneten und korrigierten Mittelpunkts aufweisen, wie beispielsweise der vorstehend in 3 bis 8 beschriebene Abtastpuls ps. Schritt 360 weist das Abtasten eines Stroms, der den Ausgangsknoten verlässt, gemäß dem Abtastpuls auf. Der Strom, der den Ausgangsknoten verlässt, kann zum Beispiel einen durchschnittlichen Induktionsspulenstrom IL_AVG in einigen Ausführungsformen anzeigen, wenn er zu einer Zeit abgetastet wird, die durch den Abtastpuls ps angegeben wird. Verschiedene Ergänzungen und Änderungen an dem Betriebsverfahren 350 können innerhalb des Schutzumfangs von verschiedenen Ausführungsformen enthalten sein. Des Weiteren kann das Betriebsverfahren 350 mehrmals für mehrere Schaltzyklen wiederholt werden. Hierin beschriebene Ausführungsformen werden auf spezifische Beispiele eines SNT angewendet; allerdings können die in den verschiedenen Ausführungsformen enthaltenen Prinzipien auf jede beliebige Art Schaltnetzteil oder Schaltungskreis in anderen Ausführungsformen angewendet werden, die innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung denkbar sind.
  • Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils das Anlegen eines periodischen Schaltsignals an einen ersten Schalter, der mit einem Ausgangsknoten gekoppelt ist, das Detektieren einer Versatzverzögerung zwischen dem periodischen Schaltsignal und einer Änderung der Spannung des Ausgangsknotens, das Berechnen eines korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase des periodischen Schaltsignals auf der Basis der Versatzverzögerung, das Erzeugen eines Abtastpulses auf der Basis des korrigierten Mittelpunkts und das Abtasten eines Stroms an dem Ausgangsknoten gemäß dem Abtastpuls.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann das Verfahren ebenfalls das Vergleichen des abgetasteten Stroms mit einem Stromschwellenwert aufweisen. Das Verfahren kann ebenfalls das Anlegen einer Umkehrung des periodischen Schaltsignals an einen zweiten Schalter aufweisen, der ebenfalls mit dem Ausgangsknoten gekoppelt ist. In derartigen Ausführungsformen kann das Detektieren der Versatzverzögerung das Detektieren einer ersten Versatzverzögerung Td_ON bei einer eingeschalteten Halbphase, wenn der erste Schalter geschlossen ist, und das Detektieren einer zweiten Versatzverzögerung Td_OFF bei einer ausgeschalteten Halbphase aufweisen, wenn der zweite Schalter geschlossen ist. Das Berechnen eines korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase des periodischen Schaltsignals kann das Berechnen einer ersten Mittelpunktzeit Tmid einer Halbphase des periodischen Schaltsignals auf der Basis einer Schaltfrequenz des periodischen Schaltsignals und das Berechnen des korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase durch Korrigieren der ersten Mittelpunktzeit Tmid mit einem Korrekturfaktor auf der Basis der ersten Versatzverzögerung Td_ON und der zweiten Versatzverzögerung Td_OFF aufweisen. Der korrigierte Mittelpunkt einer Halbphase kann für die eingeschaltete Halbphase oder die ausgeschaltete Halbphase berechnet werden. In derartigen Ausführungsformen ist der korrigierte Mittelpunkt der eingeschalteten Halbphase gleich Tmid + (TD_ON - Td_OFF) /2 - Td_ON und der korrigierte Mittelpunkt der ausgeschalteten Halbphase ist gleich Tmid + (Td_ON - Td_OFF) /2 + Td_OFF.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist das Detektieren der Versatzverzögerung das Detektieren einer ersten Flanke des periodischen Schaltsignals, das wiederholte Inkrementieren eines ersten Zählers gemäß einem Taktsignal, sobald die erste Flanke detektiert ist, das wiederholte Messen einer Spannung an einem Schaltkonten, der mit dem Ausgangsknoten gekoppelt ist, das Vergleichen der Spannung an dem Schaltknoten mit einer ersten Schwellenwertspannung, das Anhalten des Inkrementierens des ersten Zählers, sobald die Spannung an dem Schaltknoten die erste Schwellenwertspannung passiert, und das Bestimmen der Versatzverzögerung auf der Basis des ersten Zählers auf. In einigen Ausführungsformen weist das Berechnen des korrigierten Mittelpunkts der Halbphase des periodischen Schaltsignals das Berechnen eines ersten Mittelpunkts der Halbphase auf der Basis einer Schaltfrequenz des periodischen Schaltsignals und das Versetzen des berechneten ersten Mittelpunkts um die detektierte Versatzverzögerung auf.
  • Gemäß einer Ausführungsform weist eine Steuerschaltung zum Steuern eines Schaltnetzteils eine Strommessschaltung mit einem Abtaststeuereingang und einem Vergleichsausgang und einer Steuerung auf, die mit dem Abtaststeuerausgang und dem Vergleichsausgang gekoppelt ist. Die Strommessschaltung ist dazu ausgestaltet, einen Strom, der durch einen Schalter fließt, gemäß einem Abtastsignal an dem Abtaststeuereingang zu messen. Die Steuerung ist dazu ausgestaltet, mit dem Schalter gekoppelt zu werden, und ist dazu ausgestaltet, ein Schaltsteuersignal an den Schalter anzulegen, eine Ausgangsspannung des Schalters an einem Ausgangsknoten zu messen, eine Schalterverzögerung zwischen dem Anlegen des Schaltsteuersignals und einer Änderung in der Ausgangsspannung des Schalters zu messen, und das Abtastsignal auf der Basis einer Frequenz des Schaltsteuersignals und der Schaltverzögerung zu erzeugen.
  • In verschiedenen Ausführungsformen ist die Strommessschaltung des Weiteren dazu ausgestaltet, den gemessenen Strom mit einem Stromschwellenwert zu vergleichen und ein Vergleichsergebnis an dem Vergleichsausgang zu erzeugen. Die Steuerung kann dazu ausgestaltet sein, das Schaltsteuersignal an den Schalter in einem ersten Betriebsmodus oder einem zweiten Betriebsmodus auf der Basis des Vergleichsergebnisses anzulegen. Während des ersten Betriebsmodus kann das Schaltsteuersignal als ein pulsweitenmoduliertes (PWM-) Signal angelegt werden. Während des zweiten Betriebsmodus kann das Schaltsteuersignal als ein pulsfrequenzmoduliertes (PFM-) Signal angelegt werden.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist die Steuerung einen digitalen Pulsmodulationszähler auf, der dazu ausgestaltet ist, das Abtastsignal und das Schaltsteuersignal zu erzeugen. Die Steuerung kann ebenfalls eine Berechnungsschaltung mit einem ersten Eingang, der dazu ausgestaltet ist, das Schaltsteuersignal zu empfangen, und einem zweiten Eingang, der dazu ausgestaltet ist, ein Ausgangsspannung-Vergleichssignal zu empfangen, und einem Ausgang aufweisen, der mit dem digitalen Pulsmodulationszähler gekoppelt und dazu ausgestaltet ist, eine Abtastzeit zu liefern. Das in dem digitalen Pulsmodulationszähler erzeugte Abtastsignal kann durch die Abtastzeit gesteuert sein. Das Abtastsignal kann ein Impuls sein, der zur Abtastzeit erzeugt wurde.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann die Steuerschaltung ebenfalls einen Spannungskomparator mit einem Ausgang aufweisen, der mit dem zweiten Eingang der Berechnungsschaltung gekoppelt ist. In derartigen Ausführungsformen ist der Spannungskomparator dazu ausgestaltet, die Ausgangsspannung des Schalters mit einer Schaltreferenzspannung zu vergleichen und das Ausgangsspannung-Vergleichssignal auf der Basis des Vergleichs zu erzeugen. In einigen Ausführungsformen sind die Berechnungsschaltung und der digitale Pulsmodulationszähler dazu ausgestaltet, synchron gemäß einem digitalen Taktsignal betrieben zu werden. Die Steuerung weist des Weiteren einen Proportional-Integral-Differential(PID)-Regler auf, der in einigen Ausführungsformen mit dem digitalen Pulsmodulationszähler gekoppelt ist. Der PID-Regler ist dazu ausgestaltet, ein Rückkopplungsfehlersignal auf der Basis der Ausgangsspannung zu empfangen und dem digitalen Pulsmodulationszähler ein Tastsignal (kann auch als Tastverhältnissignal bezeichnet werden) zu liefern. Das Tastsignal wird auf der Basis des Rückkopplungsfehlersignals erzeugt.
  • Gemäß einer Ausführungsform weist eine Netzteilschaltung eine Pulsmodulationsschaltung mit einem Schaltsignalausgang, einem Abtastzeiteingang und einem Abtastpulsausgang; einen Schaltertreiber, der mit dem Schaltsignal gekoppelt ist und dazu ausgestaltet ist, mit einem hochseitigen Schalter und einem niederseitigen Schalter gekoppelt zu werden; eine Zeitmesseinheit, die mit dem Schaltsignalausgang gekoppelt ist und dazu ausgestaltet ist, mit dem hochseitigen Schalter und dem niederseitigen Schalter gekoppelt zu werden; und eine Strommesseinheit auf, die mit dem Abtastpulsausgang gekoppelt und dazu ausgestaltet ist, mit dem hochseitigen Schalter oder dem niederseitigen Schalter gekoppelt zu werden. Die Pulsmodulationsschaltung ist dazu ausgestaltet, ein pulsmoduliertes Schaltsignal an dem Schaltsignalausgang zu liefern und ein Abtastpulssignal an dem Abtastpulsausgang zu liefern. Der Schaltertreiber ist dazu ausgestaltet, den hochseitigen Schalter und den niederseitigen Schalter gemäß dem pulsmodulierten Schaltsignal an dem Schaltsignalausgang zu steuern. Die Zeitmesseinheit ist dazu ausgestaltet, eine Verzögerungszeit zwischen dem pulsmodulierten Schaltsignal und dem Schalten des hochseitigen Schalters und des niederseitigen Schalters bestimmen, und dem Abtastzeiteingang ein Abtastzeitsignal zu liefern. Das Abtastzeitsignal basiert auf dem pulsmodulierten Schaltsignal und der bestimmten Verzögerungszeit.
  • In verschiedenen Ausführungsformen ist die Strommesseinheit dazu ausgestaltet, das Abtastpulssignal an dem Abtastpulsausgang zu empfangen, einen Strom zu messen, der in dem hochseitigen Schalter oder dem niederseitigen Schalter fließt, und ein Schwellenwertvergleichssignal auf der Basis des Vergleichs des gemessenen Stroms mit einem Stromschwellenwert zu erzeugen. In derartigen Ausführungsformen basiert das Abtastpulssignal auf dem Abtastzeitsignal. Die Netzteilschaltung kann ebenfalls den hochseitigen Schalter und den niederseitigen Schalter enthalten. Der hochseitige Schalter kann zwischen einer ersten Referenzversorgungsspannung und einem Ausgangsknoten gekoppelt sein, und der niederseitige Schalter kann zwischen einer zweiten Referenzversorgungsspannung und dem Ausgangsknoten gekoppelt sein.
  • Gemäß verschiedenen hierin beschriebenen Ausführungsformen können zu Vorteilen die genaue Induktionsspulenstrommessung und die Messung des durchschnittlichen Stroms in Schaltnetzteilen, die energieeffiziente Schaltsteuerung für Schaltnetzteile und die stabilisierte Ausgangssteuerung für Schaltnetzteile gehören.

Claims (20)

  1. Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils (100; 120; 140), wobei das Verfahren umfasst: Anlegen eines periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) an einen ersten Schalter (HS, LS), wobei der erste Schalter (HS, LS) mit einem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt ist; Detektieren einer Versatzverzögerung (Td_ON, Td_OFF) zwischen dem Anlegen des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) und einer Veränderung einer Spannung (VOUT) des Ausgangsknotens (OUT); Berechnen eines korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) auf der Basis der Versatzverzögerung (Td_ON, TD_OFF); Erzeugen eines Abtastpulses (ps) auf der Basis des korrigierten Mittelpunkts; und Abtasten eines Stroms (iL) an dem Ausgangsknoten (OUT) entsprechend dem Abtastpuls (ps).
  2. Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren ein Vergleichen des abgetasteten Stroms (iL) mit einem Stromschwellenwert umfassend.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, des Weiteren ein Anlegen eines Inversen (LSDRV, HSDRV) des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) an einen zweiten Schalter (LS, HS) umfassend, wobei der zweite Schalter (LS, HS) ebenfalls mit dem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt ist.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei das Detektieren der Versatzverzögerung (Td_ON, Td_OFF) des Weiteren umfasst: Detektieren einer ersten Versatzverzögerung Td_ON bei einer eingeschalteten Halbphase, wenn der erste Schalter (HS, LS) geschlossen ist; und Detektieren einer zweiten Versatzverzögerung Td_OFF bei einer ausgeschalteten Halbphase, wenn der zweite Schalter (LS, HS) geschlossen ist.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Berechnen eines korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) umfasst: Berechnen einer ersten Mittelpunktzeit Tmid einer Halbphase des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) auf der Basis einer Schaltfrequenz des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) ; und Berechnen des korrigierten Mittelpunkts einer Halbphase durch Korrigieren der ersten Mittelpunktzeit Tmid mit einem Korrekturfaktor auf der Basis der ersten Versatzverzögerung Td_ON und der zweiten Versatzverzögerung Td_OFF.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei der korrigierte Mittelpunkt für die eingeschaltete Halbphase und/oder die ausgeschaltete Halbphase berechnet wird, und wobei der korrigierte Mittelpunkt der eingeschalteten Halbphase gleich Tmid + (Td_ON - Td_OFF) /2 - Td_ON ist, und der korrigierte Mittelpunkt der ausgeschalteten Halbphase gleich Tmid + (Td_ON - Td_OFF) /2 + TD_OFF ist.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-6, wobei das Detektieren der Versatzverzögerung (Td_ON, Td_OFF) umfasst: Detektieren einer ersten Flanke des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV); wiederholtes Inkrementieren eines ersten Zählers (146) gemäß einem Taktsignal, sobald die erste Flanke detektiert ist; wiederholtes Messen einer Spannung (VSW) an einem Schaltknoten (SW), wobei der Schaltknoten (SW) mit dem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt ist; Vergleichen der Spannung (VSW) an dem Schaltknoten (SW) mit einer ersten Schwellenwertspannung; Anhalten der Inkrementierung des ersten Zählers (146), sobald die Spannung (VSW) an dem Schaltknoten (SW) die erste Schwellenwertspannung passiert; und Bestimmen der Versatzverzögerung (Td_ON, Td_OFF) auf der Basis des ersten Zählers (146).
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-7, wobei das Berechnen des korrigierten Mittelpunkts der Halbphase des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV) umfasst: Berechnen eines ersten Mittelpunkts der Halbphase auf der Basis einer Schaltfrequenz des periodischen Schaltsignals (HSDRV, LSDRV); und Versetzen des berechneten ersten Mittelpunkts um die detektierte Versatzverzögerung (Td_ON, Td-OFF).
  9. Steuerschaltung (110) zum Steuern eines Schaltnetzteils (100; 120; 140), wobei die Steuerschaltung (110) umfasst: eine Strommessschaltung (124; 300), umfassend einen Abtaststeuereingang und einen Vergleichsausgang, wobei die Strommessschaltung (124; 300) ausgestaltet ist, einen Strom (iL), der durch einen Schalter (HS, LS) fließt, gemäß einem Abtastsignal an dem Abtaststeuereingang zu messen; und eine Steuerung (122, 142), die mit dem Abtaststeuereingang und dem Vergleichsausgang gekoppelt und dazu ausgestaltet ist, mit dem Schalter (HS, LS) gekoppelt zu werden, wobei die Steuerung (122, 142) ausgestaltet ist: ein Schaltsteuersignal an den Schalter (HS, LS) anzulegen, eine Ausgangsspannung des Schalters (HS, LS) an einem Ausgangsknoten (OUT) zu messen, eine Schalterverzögerung zwischen dem Anlegen des Schaltsteuersignals und einer Änderung in der Ausgangsspannung des Schalters (HS, LS) zu messen, und das Abtastsignal auf der Basis einer Frequenz des Schaltsteuersignals und der Schalterverzögerung zu erzeugen.
  10. Steuerschaltung (110) nach Anspruch 9, wobei die Strommessschaltung (124; 300) des Weiteren ausgestaltet ist, den gemessenen Strom (iL) mit einem Stromschwellenwert zu vergleichen und ein Vergleichsergebnis an dem Vergleichsausgang zu erzeugen.
  11. Steuerschaltung (110) nach Anspruch 10, wobei die Steuerung (122, 142) des Weiteren ausgestaltet ist, das Schaltsteuersignal an den Schalter (HS, LS) in einer ersten Betriebsart oder einer zweiten Betriebsart auf der Basis des Vergleichsergebnisses anzulegen.
  12. Steuerschaltung (110) nach Anspruch 11, wobei: das Schaltsteuersignal während der ersten Betriebsart als ein pulsweitenmoduliertes Signal angelegt wird; und das Schaltsteuersignal während der zweiten Betriebsart als ein pulsfrequenzmoduliertes Signal angelegt wird.
  13. Steuerschaltung (110) nach einem der Ansprüche 9-12, wobei die Steuerung (122, 142) einen digitalen Pulsmodulationszähler (146) umfasst, der ausgestaltet ist, das Abtastsignal und das Schaltsteuersignal zu erzeugen.
  14. Steuerschaltung (110) nach Anspruch 13, wobei die Steuerung (122, 142) des Weiteren eine Berechnungsschaltung (144) umfasst, die einen ersten Eingang, der ausgestaltet ist, das Schaltsteuersignal zu empfangen, einen zweiten Eingang, der ausgestaltet ist, ein Ausgangsspannung-Vergleichssignal zu empfangen, und einen Ausgang umfasst, der mit dem digitalen Pulsmodulationszähler (146) gekoppelt ist und ausgestaltet ist, eine Abtastzeit bereitzustellen, wobei das Abtastsignal, das in dem digitalen Pulsmodulationszähler (146) erzeugt wird, durch die Abtastzeit gesteuert wird.
  15. Steuerschaltung (110) nach Anspruch 14, wobei das Abtastsignal einen Puls umfasst, der zu der Abtastzeit erzeugt wird.
  16. Steuerschaltung (110) nach Anspruch 14 oder 15, des Weiteren einen Spannungskomparator (162) mit einem Ausgang umfassend, der mit dem zweiten Eingang der Berechnungsschaltung (144) gekoppelt ist, wobei der Spannungskomparator (162) ausgestaltet ist, die Ausgangsspannung des Schalters (HS, LS) mit der Schaltreferenzspannung zu vergleichen und das Ausgangsspannung-Vergleichssignal auf der Basis des Vergleichs zu erzeugen.
  17. Steuerschaltung (110) nach einem der Ansprüche 13-16, wobei die Steuerung (122, 142) des Weiteren einen Proportional-Integral-Differential-Regler umfasst, der mit dem digitalen Pulsmodulationszähler (146) gekoppelt ist, wobei der Proportional-Integral-Differential-Regler ausgestaltet ist, ein Rückkopplungsfehlersignal auf der Basis der Ausgangsspannung zu empfangen und dem digitalen Pulsmodulationszähler (146) ein Tastsignal zu liefern, und wobei das Tastsignal auf der Basis des Rückkopplungsfehlersignals erzeugt wird.
  18. Netzteilschaltung (100; 120; 140), umfassend: eine Pulsmodulationsschaltung umfassend einen Schaltersignalausgang, einen Abtastzeiteingang und einen Abtastpulsausgang, wobei die Pulsmodulationsschaltung ausgestaltet ist, ein pulsmoduliertes Schaltsignal (SCTRL; PWM) an dem Schaltersignalausgang bereitzustellen und ein Abtastpulssignal an dem Abtastpulsausgang bereitzustellen; einen Schaltertreiber (126; 152), der mit dem Schaltersignalausgang gekoppelt ist und ausgestaltet ist, mit einem hochpegelseitigen Schalter (HS) und einem niederpegelseitigen Schalter (LS) gekoppelt zu werden, wobei der Schaltertreiber (126; 152) ausgestaltet ist, den hochpegelseitigen Schalter (HS) und den niederpegelseitigen Schalter (LS) gemäß dem pulsmodulierten Schaltsignal (SCTRL; PWM) an dem Schaltersignalausgang zu steuern; eine Zeitmesseinheit, die mit dem Schaltersignalausgang gekoppelt und ausgestaltet ist, mit dem hochpegelseitigen Schalter (HS) und dem niederpegelseitigen Schalter (LS) gekoppelt zu werden, wobei die Zeitmesseinheit ausgestaltet ist: eine Verzögerungsdauer zwischen dem pulsmodulierten Schaltsignal (SCTRL; PWM) und dem Schalten des hochpegelseitigen Schalters (HS) und des niederpegelseitigen Schalters (LS) zu bestimmen, und ein Abtastzeitsignal an den Abtastzeiteingang zu liefern, wobei das Abtastzeitsignal auf dem pulsmodulierten Schaltsignal (SCTRL; PWM) und der bestimmten Verzögerungszeit beruht; und eine Strommesseinheit, die mit dem Abtastpulsausgang gekoppelt und ausgestaltet ist, mit dem hochpegelseitigen Schalter (HS) oder dem niederpegelseitigen Schalter (LS) gekoppelt zu werden.
  19. Netzteilschaltung (100; 120; 140) nach Anspruch 18, wobei die Strommesseinheit ausgestaltet ist: das Abtastpulssignal an dem Abtastpulsausgang zu empfangen, wobei das Abtastpulssignal auf dem Abtastzeitsignal beruht; einen Strom (iL) zu messen, der in dem hochpegelseitigen Schalter (HS) oder niederpegelseitigen Schalter (LS) fließt; und ein Schwellenwertvergleichssignal auf der Basis des Vergleichs des gemessenen Stroms (iL) mit einem Stromschwellenwert zu erzeugen.
  20. Netzteilschaltung (100; 120; 140) nach Anspruch 18 oder 19, des Weiteren umfassend: den hochpegelseitigen Schalter (HS), wobei der hochpegelseitige Schalter (HS) zwischen einer ersten Referenznetzspannung und einem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt ist; und den niederpegelseitigen Schalter (LS), wobei der niederpegelseitige Schalter (LS)zwischen einer zweiten Referenznetzspannung und dem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt ist.
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Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9647562B2 (en) * 2014-02-26 2017-05-09 Infineon Technologies Austria Ag Power conversion with switch turn-off delay time compensation
US10175298B2 (en) * 2014-11-06 2019-01-08 Rockwell Automation Technologies, Inc. Wellness monitoring of electromagnetic switching devices
JP6688625B2 (ja) * 2016-02-12 2020-04-28 ローム株式会社 半導体装置、および表示装置
US20170331364A1 (en) * 2016-05-13 2017-11-16 General Electric Company Single-stage current-fed clamped series resonant power factor corrected converter
US20180091051A1 (en) * 2016-09-23 2018-03-29 Apple Inc. Control and Detection of Average Phase Current in Switching DC-DC Power Converters
CN106953537B (zh) * 2016-09-29 2019-08-06 蔚来汽车有限公司 用于逆变器的电流采样和处理装置及方法
DE202016105453U1 (de) * 2016-09-30 2018-01-03 Tridonic Gmbh & Co Kg Echtzeitbestimmung von Schaltverzögerungen
JP2018153048A (ja) * 2017-03-14 2018-09-27 ルネサスエレクトロニクス株式会社 スイッチングシステム
FR3064847B1 (fr) * 2017-04-04 2019-12-27 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procede de gestion des commutations d'un bras d'interrupteur commande en frequence
US10381927B2 (en) * 2017-07-17 2019-08-13 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Pulse-frequency modulation constant on-time with peak-current servo
KR102028318B1 (ko) * 2018-01-23 2019-10-04 어보브반도체 주식회사 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법
US10965212B2 (en) 2018-04-17 2021-03-30 STMicroelectronics (Alps) SAS Switched-mode power supply with bypass mode
CN113647003A (zh) * 2019-03-29 2021-11-12 株式会社村田制作所 交错式功率因数校正电路的自调谐调节器和自调谐调节方法
US10788523B1 (en) * 2019-06-14 2020-09-29 Infineon Technologies Ag Inductor value determination for power converter
US10958174B1 (en) * 2019-07-08 2021-03-23 Dialog Semiconductor Inc. Light load detector circuit for inductive DC-DC converter
US11695330B2 (en) * 2019-09-11 2023-07-04 Analog Devices International Unlimited Company Method to reduce the common-mode EMI of a full bridge converter using sampling common-mode feedback
CN110638518B (zh) * 2019-09-29 2020-12-29 杭州安杰思医学科技股份有限公司 基于电外科手术的高频控制方法、装置及电外科手术设备
CN110784104B (zh) * 2019-10-08 2020-08-14 华中科技大学 一种dc-dc开关电源的pid控制电路
US11728731B2 (en) * 2020-05-09 2023-08-15 Intel Corporation Accurate load current sensing apparatus and method
KR102312805B1 (ko) * 2020-05-29 2021-10-15 주식회사 스카이칩스 에너지 하베스팅 시스템에서의 최대 전력 지점 추적 장치 및 그 제어 방법
CN111707857B (zh) * 2020-06-29 2023-05-02 上海南芯半导体科技股份有限公司 一种高精度的升降压转换器输出电流采样方法
CN111740599A (zh) * 2020-07-03 2020-10-02 上海艾为电子技术股份有限公司 一种dc-dc降压转换器及其控制方法和控制系统
FR3114711B1 (fr) * 2020-08-31 2024-01-12 Stmicroelectronics Grand Ouest Sas Signal modulé en fréquence
US11594965B2 (en) * 2020-12-14 2023-02-28 Psemi Corporation Power converter counter circuit with under-regulation detector
US11575321B2 (en) 2021-02-09 2023-02-07 Navitas Semiconductor Limited Systems and methods for automatic determination of state of switches in power converters
US11863058B2 (en) * 2021-09-24 2024-01-02 Apple Inc. Switching power converter with mode transition control
CN113765384B (zh) * 2021-09-27 2023-03-28 电子科技大学 一种连续最大功率点追踪方法
CN116136716A (zh) * 2021-11-16 2023-05-19 Oppo广东移动通信有限公司 供电电路及方法、电子设备以及计算机可读存储介质
CN114362505A (zh) * 2022-01-17 2022-04-15 成都利普芯微电子有限公司 一种控制电路、电源装置和电子设备
CN114442718B (zh) * 2022-01-29 2023-01-24 北京奕斯伟计算技术股份有限公司 稳压器及其控制方法、电源系统、接收机及其控制方法
US11646663B1 (en) * 2022-02-25 2023-05-09 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited Adaptive dead-time control of a synchronous buck converter
CN117706187B (zh) * 2024-02-06 2024-04-12 杭州元芯半导体科技有限公司 半桥驱动芯片的电感电流采样电路和电感电流采样方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100327825A1 (en) 2007-03-30 2010-12-30 Intersil Americas Inc. Switching regulator circuit, system, and method for providing input current measurement without a dedicated input current sense element

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2003233126A1 (en) * 2002-06-04 2003-12-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Dc-dc converter
JP4209386B2 (ja) * 2002-06-04 2009-01-14 エヌエックスピー ビー ヴィ パワーコンバータ
US6747441B2 (en) * 2002-08-20 2004-06-08 Texas Instruments Incorporated Non-synchronous switching regulator with improved output regulation at light or low loads
US7301488B2 (en) * 2005-03-31 2007-11-27 Silicon Laboratories Inc. Digital PWM controller for preventing limit cycle oscillations
TWI308996B (en) * 2006-03-22 2009-04-21 Anpec Electronics Corp Switching regulator capable of fixing frequency
DE102007059498A1 (de) * 2007-12-11 2009-06-18 Texas Instruments Deutschland Gmbh Linearer Spannungsregler mit präziser Detektion einer offenen Last
US7800351B2 (en) * 2008-03-24 2010-09-21 Active-Semi, Inc. High efficiency voltage regulator with auto power-save mode
JP5422922B2 (ja) * 2008-05-29 2014-02-19 富士電機株式会社 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータの逆流防止回路
JP5211959B2 (ja) * 2008-09-12 2013-06-12 株式会社リコー Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8285502B2 (en) 2008-11-21 2012-10-09 L&L Engineering, Llc Digital compensator for power supply applications
JP5458686B2 (ja) * 2009-06-16 2014-04-02 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 降圧型コンバータ
US8829879B2 (en) * 2010-12-03 2014-09-09 Maxim Integrated Products, Inc. Inductor current measurement for DC to DC converters
US8698470B2 (en) * 2011-02-28 2014-04-15 Texas Instruments Incorporated Control for switching between PWM and PFM operation in a buck converter
JP5306400B2 (ja) * 2011-03-24 2013-10-02 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN103280970B (zh) * 2013-05-30 2015-07-29 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种准平均电流控制电路

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100327825A1 (en) 2007-03-30 2010-12-30 Intersil Americas Inc. Switching regulator circuit, system, and method for providing input current measurement without a dedicated input current sense element

Also Published As

Publication number Publication date
US9570980B2 (en) 2017-02-14
DE102015108822A1 (de) 2015-12-03
US20150349636A1 (en) 2015-12-03
CN105305818A (zh) 2016-02-03
US10263518B2 (en) 2019-04-16
US20170149334A1 (en) 2017-05-25
CN105305818B (zh) 2018-06-15

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