DE4321585C2

DE4321585C2 - Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler

Info

Publication number: DE4321585C2
Application number: DE4321585A
Authority: DE
Inventors: Nak-Choon Choi
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Fairchild Korea Semiconductor Ltd
Priority date: 1992-07-03
Filing date: 1993-06-29
Publication date: 1999-11-11
Anticipated expiration: 2013-06-30
Also published as: JP2675509B2; JPH0698536A; KR940007716B1; US5612609A; DE4321585A1; KR940002615A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler mit einem Gleichrichter zum Gleichrichten eines sinusförmigen Eingangswechselstroms, einer Schaltvorrichtung und einer Induktivität dazwischen.

Ein solcher, aus der US 4 437 146 bekannter Wandler, der in einem kontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet, wird vorzugsweise bei Anwendungen mit hoher Leistungsabga be verwendet. Eine hier zur Korrektur verwendete Steuerungsvorrichtung dient zum Schließen und Öffnen der Schaltvorrichtung, so daß der Induktivitätsstrom so geschaltet wird, daß er vorgegebenen Spitzen- und Kleinststromwerten folgt, die dem sinusförmigen Eingangswechselstrom folgen. Auch wenn diese Wandler einen näher bei Eins liegen den Leistungsfaktor als die in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitenden Spannungserhöhungs-Wandler bieten, besitzen sie jedoch Nachteile. Da z. B. die Spit zen- und Kleinstwerte des Induktivitätsstroms durch zwei Referenzsignale gesteuert werden, wovon das eine bezogen auf das andere pegelverschoben ist, nimmt, wenn der Eingangsstrom erhöht wird, die "Totzeit", die in der Nähe des Kleinstwerts des gleichge richteten Eingangsstroms auftritt, zu, wodurch der Leistungsfaktor reduziert wird. Dar über hinaus erhöht die Anordnung zum Erzeugen von zwei Referenzsignalen die Kom plexität der zur Korrektur dienenden Steuerungsvorrichtung, was wiederum erhöhte Herstellungskosten nach sich zieht.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Wandler mit verbesserter Steuerungsvorrich tung für die Leistungsfaktorkorrektur zur Verfügung zu stellen, der einen Leistungsfaktor nahe Eins erreichen kann, wobei er in einem weiten Eingangsbereich arbeitet, indem er die nahe dem Kleinstwert des gleichgerichteten Eingangsstroms auftretende "Totzeit" in wirkungsvoller und preiswerter Weise reduziert.

Bei einem Wandler ist diese Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Eine Weiterbildung der Erfindung ist im Patentanspruch 2 angegeben.

Aus der JP 3-15264 (A) ist eine Wellenformerschaltung für einen Eingangsstrom be kannt, die einen Verstärkungszerhacker als eine Umformer-Glättungs-Einrichtung, eine Steuerschaltung und eine Rückkopplungsschaltung als eine Verstärkungsfaktor- Änderungseinrichtung aufweist. Die Steuerschaltung vergleicht eine Eingangsspannung mit einer dem dem Zerhacker zugeführten Eingangsstrom proportionalen Spannung, um diesen so zu steuern, daß die Einschaltzeit eines Schalttransistors vergrößert wird, wäh rend seine Abschaltzeit verkleinert wird, solange die proportionale Spannung niedrig ist. Die Eingangsspannung wird mit Hilfe eines Widerstandes erfaßt, der dem ersten Span nungsteiler entspricht, und die dem Eingangsstrom für den Zerhacker proportionale Spannung wird mit Hilfe eines Transformators erfaßt, der dem ersten Stromsensor bei der Erfindung entspricht. Außerdem wird die dem Eingangsstrom für den Zerhacker proportionale Spannung mit Hilfe der Rückkopplungsschaltung geregelt, die dem zweiten Spannungsteiler, dem Fehlerverstärker und dem Multiplizierer entspricht. Die Wellenfor merschaltung für den Eingangsstrom nach dem Stand der Technik dient daher der Steuerung des Schalttransistors allein durch Vergleichen einer Eingangsspannung mit einer dem Eingangsstrom für den Zerhacker proportionalen Spannung.

Im Gegensatz dazu hat der erfindungsgemäße Wandler eine Steuerungsvorrichtung für einen Leistungsfaktor, die ein Ladestromsignal, das die Induktivität entlädt und einen gleichgerichteten Eingangsstrom mit Hilfe von zwei Stromsensoren und einem ersten Spannungsteiler überwacht, um Kleinst- und Spitzenwerte eines Brummstroms zu be stimmen, der durch die Induktivität kontinuierlich fließt. Dadurch ist es möglich, die Brummkomponente des durch die Induktivität fließenden Stroms der sinusförmigen Wellenform des gleichgerichteten Eingangsstroms wirksam anzupassen, wodurch die nahe den Kleinstwerten des gleichgerichteten Eingangsstroms auftretende Totzeit redu ziert bzw. beseitigt werden kann.

Im einzelnen werden die ersten und zweiten Ströme jeweils mit dem gleichen sinusförmi gen Bezugssignal durch Verwendung eines Spitzenwertkomparators und eines Kleinst wertkomparators verglichen. Von diesen Komparatoren abgegebene logische Signale werden mit Hilfe einer Verriegelungs- bzw. Festhalteschaltung verknüpft, um ein Steuer signal zum Steuern der Schaltereinrichtung zu erzeugen.

Um das zweite Stromsignal wirksam zu erhalten, weist der zweite Stromfühler einen "fly back"-Transformator auf, der elektrische Energie speichert, wenn der als Schaltereinrich tung verwendete Schalttransistor leitend ist. Wird der Schalttransistor gesperrt, so wird die vom Transformator gespeicherte elektrische Energie in Form eines Stromes an Di oden abgegeben. Der über die Diode fließende Strom fließt durch einen Widerstand, der als Strom-Spannungswandler des Stromsensors dient. Die am Widerstand abfallende Spannung ist daher im wesentlichen identisch mit dem Entladestrom der Induktivität, der auftritt, wenn der Schalttransistor gesperrt wird.

Die Erfindung wird anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Im einzelnen zeigen:

Fig. 1 schematisch einen typischen AC/DC-Wandler, der die Erfindung umfaßt,

Fig. 2 schematisch die Leistungsfaktorkorrektur-Steuerungsvorrichtung bei der Erfindung,

Fig. 3 ein vereinfachtes, erklärendes Diagramm zur Darstellung der Arbeitsweise des in den Fig. 1 und 2 gezeigten AC/DC-Wandlers,

Fig. 4 die sich als Funktion der Zeit ändernden Spannungsamplituden für ver schiedene Signale in dem AC/DC-Wandler der Fig. 3, und

Fig. 5 eine Induktivitäts-Stromwellenform des AC/DC-Wandlers nach der Erfin dung während eines Halbzyklus der AC-Eingangsspannung.

Ein AC/DC-Wandler mit einer Leistungsfaktorkorrektur-Steuerungsvorrichtung ist in Fig. 1 gezeigt. Der AC/DC-Wandler umfaßt einen Brückengleichrichter 103, einen Hauptkon densator 117, eine Hochfrequenzinduktivität 111, eine Diode 112 und als Schalterein richtung einen Schalt-FET (Feldeffekttransistor) 113.

Ein AC-Eingangsstrom auf den Leitungen 101 und 102 wird durch den Brückengleich richter 103 gleichgerichtet und an die Induktivität 111 angelegt. Die Spannung des AC- Eingangs beträgt typischerweise 110 V oder 220 V. Der Schalt-FET 113 und die Induk tivität 111 bilden einen Hochfrequenzspannungserhöhungsschaltkreis. In dieser Induk tivität 111 gespeicherte Energie wird durch die Gleichrichterdiode 112 und den Spei cherkondensator 117 zur an den DC-Ausgangsleitungen 118 und 119 angebrachten Last 130 entladen. Der Speicherkondensator 117 kann ein großer Elektrolytkondensator sein, der zum Filtern und Speichern der DC-Ausgangsspannung verwendet wird.

Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt der AC/DC-Wandler weiterhin einen Spannungsteiler, der aus Widerständen 105 und 106 besteht, einen Filterkondensator 104, einen Spannungs teiler, der aus Widerständen 115 und 116 besteht, einen Strommeßwiderstand 114, einen Strommeßschaltkreis 110 und die Korrektur-Steuerungsvorrichtung 200.

Der Filterkondensator 104, der verglichen mit dem Hauptkondensator 117 eine relativ niedrige Kapazität besitzt, ist zwischen dem Ausgang des Brückengleichrichters 103 angeschlossen, und er wird zum Umgehen der AC-Leitung verwendet, so daß das Auf treten von hochfrequentem Brummen in den gleichgerichteten Eingangsleitungen ver mieden oder verhindert wird.

Der aus den Widerständen 105 und 106 bestehende Spannungsteiler ist zwischen dem Ausgang des Brückengleichrichters 103 angeschlossen und dient zum Herunterdividie ren der gleichgerichteten Eingangsspannung, um auf Leitung 124 ein herunterdividiertes Signal zu erzeugen. Dieses herunterdividierte, gleichgerichtete Signal ist direkt propor tional in seinem Betrag zur gleichgerichteten Eingangsspannung.

Der aus den Widerständen 115 und 116 bestehende Spannungsteiler ist zwischen den Ausgangsleitungen 118 und 119 angeschlossen und dient zum Herunterdividieren der DC-Ausgangsspannung, die zwischen den Leitungen 118 und 119 erzeugt wird, und erzeugt eine herunterdividierte DC-Ausgangsspannung auf einer Leitung 123.

Der Strommeßwiderstand 114 ist zwischen der Source des Schalt-FET 113 und der Rückführleitung 119 angeschlossen und dient zum Erzeugen eines ersten Induktivitäts- Strommeßsignals auf einer Leitung 122. Das erste Induktivitäts-Strommeßsignal ist der Spannungsabfall über dem Widerstand 114 und besitzt eine Wellenform, die mit der des die Induktivität 111 ladenden Stroms, wenn der Schalt-FET angeschaltet ist, identisch ist.

Der Strommeßschaltkreis oder Stromsensor 110 umfaßt einen Transformator 107, eine Diode 108, einen Kondensator 120, Widerstände 109 und 132 und eine Zenerdiode 131. Der Transformator 107 besitzt primäre und sekundäre Wicklungen. Ein Anschluß der primären Wicklung ist zwischen der Induktivität 111 und der Anode der Diode 112 angeschlossen; der andere Anschluß ist mit dem Drain des Schalt- FET 113 verbunden. Während ein Anschluß der zweiten Wicklung mit Erde verbunden ist, ist deren anderer Anschluß mit der Anode der Diode 108 verbunden. Der Widerstand 132, der Kondensator 120 und eine Reihenschaltung der Zenerdiode 131 und des Wi derstands 109 sind zwischen der Kathode der Diode 108 und Erde angeordnet. Der Widerstand 109 dient als ein Ausgangsanschluß des Strommeßschaltkreises 110. Der Kondensator 120 dient zum Absorbieren hochfrequenter Komponenten, die in dem von dem Transformator 107 gemessenen Strom enthalten sind.

Der Strommeßschaltkreis 110 dient zum Messen eines die Induktivität 111 entladenden Stroms, wenn der Schalt-FET ausgeschaltet ist, und zum Erzeugen eines zweiten Induk tivitäts-Strommeßsignals auf Leitung 121. Der Strommeßschaltkreis 110 führt diese Funktion durch Messen einer über dem Widerstand 109, der den Strom durch den Transformator 107 und die in Vorwärtsrichtung gespannte Diode 108 erhält, abfallenden Spannung durch. Die Wellenform des Spannungsabfalls über dem Widerstand 109 ist im wesentlichen identisch mit der des die Induktivität 111 entladenden Stroms, wenn der Schalt-FET 113 ausgeschaltet ist.

Die Korrektur-Steuerungsvorrichtung 200, die in Fig. 1 symbolisch in einem Kasten dar gestellt ist, dient zur Steuerung des Schaltens des durch die Induktivität 111 fließenden Stroms mittels des Schalt-FET 113.

Die Steuerungsvorrichtung 200 erhält Rückkopplungssignale über die verschiedenen Leitungen 121, 122, 123 und 124, die in Fig. 1 gezeigt sind. Die Leitung 123 stellt eine herunterdividierte, mit dem Spannungsteiler 115 und 116 verbundene DC- Spannungsmeßleitung dar und führt eine herunterdividierte DC-Spannung. Die Rück kopplungsleitung 121 stellt eine zweite Induktivitäts-Strommeßleitung dar, die mit dem Strommeßschaltkreis 110 verbunden ist, und führt ein zweites Induktivitäts- Strommeßsignal von dem Strommeßschaltkreis 110. Die Rückkopplungsleitung 122 dient zum Messen eines ersten Induktivitäts-Strommeßsignals durch Messen des Span nungsabfalls über dem Widerstand 114. Die Leitung 124 dient zum Messen eines herun terdividierten, gleichgerichteten Signals von dem Brückengleichrichter 103 durch Messen der Ausgangsspannung des aus den Widerständen 105 und 106 bestehenden Span nungsteilers. Zusätzliche Leitungen können mit der Steuerungsvorrichtung 200 verbun den sein, wie etwa eine DC-Rückführleitung, die auch als gemeinsamer Leiter oder Erd leiter für die DC-Vorspannungsversorgung, die zur Leistungsversorgung des integrierten Schaltkreises und seiner diskreten Komponenten dient, verwendet werden kann.

Die Leitung 125 ist eine Takt- oder eine FET-Treibersteuerungsleitung, die das Gate des in Fig. 1 gezeigten n-Typ MOSFET 113 treibt. Das Drain des Schalt-FET 113 ist mit der Induktivität 111 und der Anode der Diode 112 über die Primärwicklung des Transforma tors 107 verbunden. Die Source des Schalt-FET 113 ist mit der Strommeßleitung 122 und dem Strommeßwiderstand 114 verbunden. Der Schalt-FET 113 dient zum abwech selnden Kurzschließen und Trennen der Induktivität 111 von der Erd- oder Rückführlei tung 119. Es ist möglich, anstelle des Schalt-FET bipolare Transistoren zu verwenden; auch andere Halbleiterschalter wie etwa SCRs oder Triacs können verwendet werden.

Wenn der Schalt-FET 113 leitendgeschaltet ist, ist die Induktivität zwischen dem Brüc kengleichrichter 103 angeschlossen und wird mit Strom geladen. In diesem Zustand wird der Schalt-FET 113 von einem FET-Steuerungssignal auf der Gateleitung 125 betrieben, wie weiter unten diskutiert. Wenn der Schalt-FET 113 ausgeschaltet ist, ist die Induktivi tät 111 von der Rückführleitung 119 getrennt, und sie kann ihre gespeicherte Energie über die Diode 112 und den Hauptkondensator 117 an die Last 130 abgeben.

Der Strommeßschaltkreis 110 und der Strommeßwiderstand 114 arbeiten getrennt, um erste und zweite Induktivitätsstromsignale festzustellen; und die Steuerungsvorrichtung 200 stellt verschiedene Strom- und Spannungsänderungen fest, die in dem in Fig. 1 gezeigten Wandler auftreten, um dadurch ein Takt- oder FET-Treibersignal auf einer Leitung 125 zu erzeugen und das Schalten der Induktivität 111 mittels des FET 113 zu steuern.

Die Steuerungsvorrichtung 200, die im einzelnen in Fig. 2 gezeigt ist, umfaßt einen Feh lerverstärker 211, einen Multiplizierer 201, einen Spitzenwertkomparator 203, einen Kleinstwertkomparator 202 und einen Festhalteschaltkreis 210.

Der invertierende Eingang des Fehlerverstärkers 211 ist mit der Leitung 123 verbunden, während der nicht-invertierende Eingang mit einer Referenzspannungsquelle verbunden ist. Die vorgegebene Referenzspannung V_ref kann durch den Systemdesigner proportio nal zu einer gewünschten DC-Ausgangsspannung festgelegt sein. Wie oben beschrie ben, wird die herunterdividierte DC-Ausgangsspannung auf der Leitung 123 von dem aus den Widerständen 115 und 116 bestehenden Spannungsteiler erhalten. Die herun terdividierte DC-Ausgangsspannung wird dann am invertierenden Eingang des Fehler verstärkers 211 erhalten. Die DC-Referenzspannung V_ref wird an den nicht- invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 211 angelegt. Diese feste Referenzspan nung V_ref wird mittels des Fehlerverstärkers 211 mit der herunterdividierten DC- Ausgangsspannung verglichen, so daß das Ausgangsspannungs-Fehlersignal des Fehlerverstärkers 211 umgekehrt proportional zur Abweichung oder zur Differenz zwi schen den nicht-invertierenden und invertierenden Eingangssignalen wird. Das Aus gangsspannungs-Fehlersignal des Fehlerverstärkers 211 wird dann mit einem Multipli zierer 201 verbunden.

Ein Eingangsanschluß des Multiplizierers 201 ist mit der Leitung 124 verbunden, und sein anderer Eingangsanschluß ist mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers 211 (also dem Ausgangsspannungs-Fehlersignal) verbunden. Der Multiplizierer 201 dient zum Multiplizieren des Ausgangsspannungs-Fehlersignals mit dem herunterdividierten, gleichgerichteten Signal auf Leitung 124 und zum Erzeugen eines sinusförmigen Refe renzsignals V_mo. Die Amplitude des sinusförmigen Referenzsignals V_mo ändert sich mit dem Fehlerspannungssignal, das zum Regulieren der Ausgangsspannung des AC/DC- Wandler in die Nähe eines vorgegebenen DC-Wertes dient. Als Ergebnis ändert sich die Amplitude des sinusförmigen Referenzsignals auch umgekehrt proportional zu dem herunterdividierten, gleichgerichteten Signal. Das sinusförmige Referenzsignal V_mo wird gleichzeitig mit dem invertierenden Eingang des Kleinstwertkomparators 202 und dem nicht-invertierenden Eingang des Spitzenkomparators 203 verbunden. Der nicht- invertierende Eingang des Kleinstkomparators 202 ist mit der Leitung 121 verbunden. Der Kleinstwertkomparator 202 dient zum Vergleichen des zweiten Induktivitäts- Strommeßsignals auf der Leitung 121 das sinusförmige Referenzsignal und zum Erzeugen eines logischen "H"-Pegelsignals, wenn die Spannung auf Leitung 121 das sinusförmige Referenzsignal V_mo übersteigt. Das logische Signal des Kleinstwertkomparators 202 dient zum Bestimmen des Kleinst wertes des durch die in Fig. 1 gezeigte Induktivität 111 fließenden Brummstroms.

Der invertierende Eingang des Spitzenwertkomparators 203 ist mit der Leitung 122 verbunden. Der Spitzenwertkomparator 203 dient zum Vergleichen des ersten Induktivi täts-Strommeßsignals auf der Leitung 122 mit der sinusförmigen Referenzspannung V_mo und zum Erzeugen eines logischen "H"-Pegelsignals, wenn das sinusförmige Referenz signal V_mo das erste Induktivitäts-Strommeßsignal übersteigt. Das logische Signal des Spitzenwertkomparators 203 dient zum Bestimmen des Spitzenwertes des durch die Induktivität 111 fließenden Brummstroms.

Diese Anordnung mit dem Führen desselben sinusförmigen Referenzsignals V_mo auf der Leitung 209 an den invertierenden Eingang des Spitzenwertkomparators 203 und in den nicht-invertierenden Eingang des Kleinstwertkomparators 202 ermöglicht, daß das Band der Spitzen-Kleinst-Werte des durch die Induktivität 111 fließenden Brummstroms unge fähr der sinusförmigen Wellenform der Netzspannung folgt und wirkungsvoll die "Totzeit" eliminiert. (Hierin soll die "Totzeit" ein Zeitintervall bedeuten, in dem der Induktivi tätsstrom nahe bei Null in der Nähe des Kleinstwertes der gleichgerichteten Eingangs spannung bleibt, wenn die AC-Eingangsspannung zunimmt). Als Ergebnis erreicht der Wandler einen Leistungsfaktor nahe bei Eins.

Die logischen Signale von den Komparatoren 202 und 203 werden mit dem Festhalte schaltkreis 210 verbunden, der dazu dient, die logischen Signale zu verknüpfen und ein FET-Steuerungssignal auf der Leitung 125 zu erzeugen, das den FET 113 steuert. Der Festhalteschaltkreis 210 umfaßt einen Inverter 205, NAND-Gatter 206 und 207 und ein NOR-Gatter 208.

Der Ausgang des Festhalteschaltkreises 210 ist mit dem Gate des FET als eine logische Funktion der auf den Leitungen 213 und 214 auftretenden Signale verbunden. Das FET- Treibersignal auf Leitung 125 wird verwendet, um den FET 113 zu treiben, der das Schalten des durch die Induktivität 111 fließenden Stroms steuert. Wie in Fig. 2 be schrieben, stört unter normalen Betriebsbedingungen das Signal auf der Leitung 213 nicht das logische Signal auf der Leitung 214.

TABELLE 1

Wie in Tabelle 1 gezeigt, ist das FET-Treibersignal nur dann ein logisches "H"-Signal, wenn der Ausgang des Spitzenwertkomparators 203 ein logisches "H"-Signal und der Ausgang des Kleinstwertkomparators 202 ein logisches "L"-Signal ist. Das FET- Treibersignal ist eine Rechteckwelle mit sich änderndem Tastverhältnis und sich ändern der Frequenz, und sie wird zum Treiben des FET 113 verwendet. Das sinusförmige Referenzsignal V_mo bestimmt die Frequenz und das Tastverhältnis des FET- Treibersignals auf der Leitung 125, wie zuvor erläutert wurde. Der Festhalteschaltkreis 210 dient zum Ändern der Frequenz und dem Tastverhältnis des FET-Steuerungssignals auf der Leitung 125, um ein Treibersignal für den FET 113 zu erzeugen, das in einem Leistungsfaktor nahe bei Eins resultiert.

Aus dem Vorstehenden wird klar, daß die Breite des An- oder Aus-Intervalls des FET- Steuerungssignals durch eine Kombination der Ausgänge der Kleinstwert- und Spitzen wertkomparatoren 202 und 203 bestimmt wird. Das FET-Steuerungssignal auf der Lei tung 125 wird auch durch sich ändernde Bedingungen in der Last und in dem herunter dividierten, gleichgerichteten Eingangssignal, das von dem aus den Widerständen 105 und 106 bestehenden Spannungsteiler gemessen wird, beeinflußt.

In Fig. 3 ist nun ein vereinfachter AC/DC-Wandler gezeigt, bei dem der Brückengleich richter 103, die Kondensatoren 104 und 117, die Widerstände 105, 106, 115 und 116, die Diode 112 und der Festhalteschaltkreis 210 (der in Fig. 2 gezeigt ist) der Einfachheit halber fortgelassen sind. Außerdem wird angenommen, daß ein Rechteckwellen- Taktgenerator V_o mit dem Gate des Schalttransistors 113 verbunden ist. Der Taktgenera tor V_o erzeugt ein Taktsignal mit einer festen Frequenz, wie im Graph B der Fig. 4 ge zeigt.

In Fig. 4 zeigt der obere Graph A Spannungswellenformen von den Leitungen 121, 122 und 209 der Fig. 3. Der Graph A zeigt die Spannungswellenformen, wenn das Gate des Transistors 113 das Taktsignal mit fester Frequenz von dem Rechteckwellengenerator V_o erhält. Wie zuvor im Detail beschrieben, ist das sinusförmige Referenzsignal V_mo auf der Leitung 209, das im Graph A gezeigt ist, dem Betrag nach proportional der Ein gangsspannung und in Phase mit dieser. Das erste Induktivitäts-Strommeßsignal V_cs auf der Leitung 122 (durchgezogene Linie) gibt den die Induktivität 111 ladenden Strom an, wenn der Schalt-FET 113 leitendgeschaltet ist, und wird mit der sinusförmigen Referenz spannung V_mo mittels des Spitzenwertkomparators 203 verglichen. Das zweite Induktivi täts-Strommeßsignal V_n auf Leitung 121 (gestrichelte Linie) gibt den die Induktivität 111 entladenden Strom an, wenn der Schalt-FET 113 ausgeschaltet ist, und wird mit der sinusförmigen Referenzspannung V_mo mittels des Kleinstwertkomparators 202 vergli chen.

Graph C zeigt die Spannung am Ausgang des Spitzenwertkomparators 203 auf der Leitung 214, und Graph D zeigt die Spannung am Ausgang des in Fig. 3 gezeigten Kleinstwertkomparators 202 auf der Leitung 213. Wie zuvor beschrieben, werden die Ausgänge der Spitzenwert- und Kleinstwertkomparatoren 203 und 202 durch den in Fig. 2 gezeigten Festhalteschaltkreis 210 multipliziert. Graph E zeigt das FET- Steuerungssignal des Festhalteschaltkreises 210. Wie aus dem Graph E ersichtlich, besitzt das FET-Steuerungssignal einen logischen "H"-Wert, wenn das logische Signal des Spitzenwertkomparators 203 einen logischen "H"-Wert besitzt und das logische Signal des Kleinstwertkomparators 202 einen logischen "L"-Wert besitzt.

In Fig. 5 zeigt der obere Graph F die Stromwellenform iL an der Induktivität 111 und die Spannungswellenform V_in an dem in Fig. 1 gezeigten Brückengleichrichter 103, wenn das Gate des FET 113 das FET-Steuerungssignal von dem in Fig. 2 gezeigten Festhal teschaltkreis 210 erhält. Graph G zeigt die Beziehung zwischen dem sinusförmigen Referenzsignal V_mo und dem ersten Induktivitäts-Strommeßsignal V_cs, während Graph H die Beziehung zwischen dem sinusförmigen Referenzsignal V_mo und dem zweiten Induk tivitäts-Strommeßsignal V_n zeigt.

Wie aus den Graphen F, G und H ersichtlich, dient das sinusförmige Referenzsignal V_mo zur gleichzeitigen Bestimmung der Spitzenwerte und Kleinstwerte des durch die Induk tivität 111 fließenden Brummstrom ohne ein weiteres, im Pegel verschobenes Referenz signal. Wie zuvor im Detail beschrieben, ist das in den Graphen G und H gezeigte, sinus förmige Referenzsignal V_mo im Betrag proportional zu und in Phase mit der gleichgerich teten Eingangsspannung V_in. Demzufolge folgt, wie aus dem Graph F ersichtlich, der solchermaßen gesteuerte Brummstrom der sinusförmigen Wellenform der Eingangs spannung, und der mittlere Eingangsstrom der Induktivität ist im Betrag proportional zu und in Phase mit der gleichgerichteten Eingangsspannung, wodurch die nahe dem Kleinstwert der gleichgerichteten Eingangsspannung auftretende "Totzeit" in großem Maße reduziert oder beseitigt wird.

Aus dem Vorstehenden wird klar, daß das Tastverhältnis des FET-Steuerungssignals, also des Zerhackersignals, sich mit den Eingangsleitungs- und Lastbedingungen des Schaltkreises ändert. Das Tastverhältnis ändert sich auch mit dem einzigen sinusförmi gen Referenzsignal, das eine sinusförmige Wellenform identisch mit der der Eingangs spannung besitzt und zum Betreiben der Induktivität 111 in einem kontinuierlichen Lei tungsmodus dient. Die vorstehenden Änderungen in der Zerhackerfrequenz und im Tastverhältnis ermöglichen dem AC/DC-Wandler, den von der Netzversorgung erhalte nen Strom mit der Eingangsspannung sowohl hinsichtlich der Phase als auch des Be trags in enge Übereinstimmung zu bringen.

Claims

1. Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler mit einem Gleichrichter (103) zum Gleich richten eines sinusförmigen Eingangswechselstroms, einer Schaltvorrichtung (113) und einer Induktivität (111) dazwischen mit
einem mit dem Gleichrichter verbundenen ersten Spannungsteiler (105, 106), der aus dem gleichgerichteten Eingangsstrom ein herunterdividiertes, gleichgerichtetes Signal erzeugt;
einem ersten Stromsensor (114), der mit der Schaltvorrichtung (113) verbunden ist, zum Erfassen eines die Induktivität (111) ladenden Stroms, und zum Erzeugen eines Ladestromsignales;
einem zweiten Stromsensor (110), der mit der Induktivität (111) und der Schaltvor richtung (113) verbunden ist, zum Erfassen eines die Induktivität (111) entladenden Stroms und zum Erzeugen eines Entladestromsignales;
einem zweiten Spannungsteiler (115, 116), der mit dem Ausgang des Wandlers ver bunden ist, um eine herunterdividierte Ausgangsspannung zu erzeugen;
einer Steuerungsvorrichtung (200), die mit der Schaltvorrichtung (113) verbunden ist, um die Induktivität (111) abwechselnd zu laden und zu entladen, und umfaßt:
einen mit dem zweiten Spannungsteiler (115, 116) verbundenen Fehlerverstärker (211) zum Bestimmen einer Abweichung zwischen der herunterdvidierten Aus gangsspannung und einer vorgegebenen Bezugsspannung (V_ref) und zum Erzeugen eines dieser Abweichung entsprechenden Ausgangsspannungsfehlersignals;
einen mit dem Fehlerverstärker (211) und dem ersten Spannungsteiler (105, 106) verbundenen Multiplizierer (201) zum Multiplizieren des herunterdividierten, gleich gerichteten Signals mit dem Ausgangsspannungsfehlersignal und zum Erzeugen eines sinusförmigen Bezugssignals mit einer der Wellenform des herunterdividier ten, gleichgerichteten Signals im wesentlichen identischen Wellenform, und
einer mit dem Multiplizierer (201), dem ersten Stromsensor (114) und dem zweiten Stromsensor (110) verbundenen Stromsteuervorrichtung (202, 203, 210) zum Er zeugen eines Steuersignals für die Schaltvorrichtung (113), wodurch die Form des durch die Induktivität (111) fließenden Stroms der sinusförmigen Wellenform des gleichgerichteten Eingangsstroms angenähert wird, wobei
die Stromsteuervorrichtung (202, 203, 210) umfaßt:
einen mit dem ersten Stromsensor (114) und dem Multiplizierer (201) verbundenen Spitzenwertkomparator (203) zum Vergleichen des Ladestromsignals mit dem sinus förmigen Bezugssignal und zum Erzeugen eines ersten logischen Signals, wenn die Spannung des sinusförmigen Bezugssignals die des Ladestromsignals übersteigt;
einen mit dem zweiten Stromsensor (110) und dem Multiplizierer (201) verbundenen Kleinstwertkomparator zum Vergleichen des Entladestromsignals mit dem sinusför migen Bezugssignal und zum Erzeugen eines zweiten logischen Signals, wenn die Spannung des sinusförmigen Bezugssignals die des Entladestromsignals übersteigt; und
einen mit den Spitzenwert- und Kleinstwertkomparatoren verbundenen Festhalte schaltkreis (210) zum Verknüpfen der ersten und zweiten logischen Signale und zum Erzeugen eines Steuersignals für die Schaltvorrichtung (113), um die Induktivität (111) zu laden.

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Stromsen sor (110) umfaßt:
einen zwischen die Induktivität (111) und die Schaltvorrichtung (113) geschalteten Transformator (107) zum Feststellen des die Induktivität entladenden Stroms, wenn diese entladen wird;
einen mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Stromsensors (110) verbundenen Widerstand (109) und
eine zwischen den Transformator und den Widerstand (109) geschaltete Diode (108).