DE4321585A1

DE4321585A1 - Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis

Info

Publication number: DE4321585A1
Application number: DE4321585A
Authority: DE
Inventors: Nak-Choon Choi
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Fairchild Korea Semiconductor Ltd
Priority date: 1992-07-03
Filing date: 1993-06-29
Publication date: 1994-01-13
Anticipated expiration: 2013-06-30
Also published as: US5612609A; JP2675509B2; DE4321585C2; JPH0698536A; KR940007716B1; KR940002615A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Lei stungsfaktorkorrekturschaltkreis zur Verwendung in einem Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler (AC/DC-Wandler) und insbe sondere auf einen verbesserten Leistungsfaktorkorrektur schaltkreis zum Erreichen eines Leistungsfaktors nahe Eins im Hinblick auf eine Eingangsänderung des AC/DC-Wandlers auf eine wirkungsvolle und kostengünstige Weise.

Aktive Leistungsfaktorkorrekturvorrichtungen sind ein übliches Merkmal mit vermehrter Nachfrage in solchen unab hängigen, industriellen Geräten wie AC/DC-Wandlern geworden. Ein AC/DC-Wandler wird typischerweise in einem Lampenge häuse, einem Schaltungsmodus-Leistungsversorgungsgerät und dergleichen verwendet und besteht im allgemeinen aus einen Ganzwellengleichrichter, der von einem Hauptkondensator ge folgt wird, um Energie zu speichern und an eine Last abzuge ben.

Der hier verwendete "Leistungsfaktor" ist als das Ver hältnis einer Eingangsleistung in Watt (tatsächliche Lei stung) zur mit einem rms-Voltmeter und rms-Amp´remeter (rms = mittlere quadratische) gemessenen Leistung (Vrms×Irms, scheinbare Leistung). Normalerweise liegt der Eingangsstrom für einen AC/DC-Wandler in der Form von schmalen Impulsen mit hohen Spitzenwerten vor, und daher ist seine Wellenform nicht sinusförmig. Eine solche Stromform führt zu einer Ver ringerung des Leistungsfaktors, kann aber auch zu einer Er höhung der Belastung des Gleichrichters und des Kondensators führen und die Eingangsleitung mit Harmonischen belasten.

Um einen hohen Leistungsfaktor zu erreichen und die Har monischen des AC/DC-Wandlers zu beseitigen, wird daher der Eingangsstrom normalerweise mit einer relativ hohen Frequenz zerhackt und in einen Verstärkerschaltkreis geführt, der ty pischerweise eine hochfrequente Induktivität und eine Schaltvorrichtung umfaßt. Als Ergebnis wird der dem Span nungserhöhungsschaltkreis zugeführt Strom wirkungsvoll ge steuert, so daß ermöglicht wird, daß der mittlere Strom eine sinusförmige Wellenform mit einem der Leitungsspannung ent sprechenden Betrag und einer damit identischen Phase ist.

Verschiedene Arten von Leistungsfaktorkorrekturvorrich tungen für einen AC/DC-Wandler des Spannungserhöhungstyps wurden schon vorgeschlagen. Zum Beispiel legen das US-Patent Nr. 4 683 529 für James D. Bucher und das US-Patent Nr. 5 008 599 für Richard C. Counts Wandler des Spannungserhö hungstyps offen, die in einem diskontinuierlichen Leitungs modus arbeiten, der typischerweise in einer Anwendung mit einer niedrigen Leistungsabgabe verwendet wird, und einen Korrektursteuerungsschaltkreis zur Steuerung der Schaltvor richtung umfassen. Dieser Korrektursteuerungsschaltkreis dient zum An- und Ausschalten der Schaltvorrichtung, so daß der Induktivitäts-Spitzenstrom sinusförmig von Null bis zur AC-Leitungs-Spitzenspannung geht, während der Induktivitäts- Tiefpunktstrom bei Null gehalten wird. Auch wenn diese Art von Wandler hinsichtlich seiner Herstellungskosten und der Komplexität des Steuerungsschaltkreises einfacher ist als andere Arten von Wandlern, wird der darin erhaltene Lei stungsfaktor bei Anwendungen mit hoher Leistung niedriger wegen der zunehmenden Aussteuerungsbreite des durch die Hoch frequenzinduktivität fließenden Brummstroms.

Das US-Patent Nr. 4 437 146 für Ralph P. Carpenter, das US-Patent Nr. 4 761 725 für Christopher P. Henze und das US- Patent Nr. 5 006 975 für Herman Neufeld legen einen anderen Typ von Spannungserhöhungs-Wandlern offen, der in einem kon tinuierlichen Leitungsmodus arbeitet, der vorzugsweise in Anwendungen mit hoher Leistungsabgabe verwendet wird. Der in diesen Patenten verwendete Korrektursteuerungsschaltkreis dient zum An- und Ausschalten der Schaltvorrichtung, so daß der Induktivitätsstrom so geschaltet wird, daß er vorgegebe nen Spitzen- und Tiefpunktstromwerten folgt, die der sinus förmigen Wellenform der Leitungsspannung folgen. Auch wenn diese Wandler einen näher bei Eins liegenden Leistungsfaktor als die in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeiten den Spannungserhöhungswandler bieten, besitzen sie jedoch einige Nachteile. Da zum Beispiel die Spitzen- und Tief punktwerte des Induktivitätsstroms durch zwei Referenzsi gnale gesteuert werden, wovon das eine bezogen auf das an dere pegelverschoben ist, nimmt, wenn der Eingangsstrom er höht wird, die "Totzeit", die in der Nähe des Tiefpunktwerts der gleichgerichteten Eingangsleitungsspannung auftritt, zu, wodurch der Leistungsfaktor reduziert wird. Darüber hinaus erhöht die Anordnung zum Erzeugen von zwei Referenzsignalen die Komplexität des Korrektursteuerungsschaltkreises, was seinerseits erhöhte Herstellungskosten nach sich ziehen kann.

Es ist daher eine Hauptaufgabe der Erfindung, einen ver besserten Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis zur Verfügung zu stellen, der in der Lage ist einen Leistungsfaktor nahe Eins zu erreichen, wobei er in einem weiten Eingangsbereich arbeitet, indem er die nahe dem Tiefpunktwert der gleichge richteten Eingangsleitungsspannung auftretende "Totzeit" in einer wirkungsvollen und preiswerten Weise reduziert.

Diese und weitere Aufgaben werden durch den in den bei gefügten Patentansprüchen definierten Leistungsfaktorkorrek turschaltkreis gelöst.

Insbesondere ist ein Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis zur Verwendung in AC/DC-Wandlern nach der vorliegenden Er findung geeignet, automatisch den von einer Versorgungslei tung erhaltenen Eingangsstrom zu steuern, so daß der mitt lere Eingangsstrom in Phase mit und im Betrag proportional zu der Spannung der Eingangsleitung gehalten wird. Dieser Schaltkreis verwendet eine Spannungserhöhungstechnik, die abwechselnd den Strom in eine Induktivität lädt und ihn ent lädt, um einen hohen Leistungsfaktor unter unterschiedlichen Eingangsleitungs- und Lastbedingungen sicherzustellen. Der verbesserte Steuerungsschaltkreis, der in der Lage ist, die automatische Steuerung mit einem hohen Leistungsfaktor zu erreichen, umfaßt: einen Eingangsanschluß zum Erhalten eines herunterdividierten, gleichgerichteten AC-Signals; einen Spannungssensor zum Erzeugen eines Ausgangsspannungs-Fehler signals, das einer Abweichung in der Ausgangsspannung des AC/DC-Wandlers von einer vorgegebenen Referenzspannung ent spricht; Vorrichtungen zum Kombinieren des herunterdividier ten, gleichgerichteten Signals mit dem Ausgangsspannungs- Fehlersignal, um ein sinusförmiges Referenzsignal zu erzeu gen; einen ersten Stromsensor zum Erzeugen eines ersten Stromanzeigesignals, das einen eine Hochfrequenzinduktivität ladenden Strom angibt; einen zweiten Stromsensor zum Erzeu gen eines zweiten Stromanzeigesignals, das einen die Hoch frequenzinduktivität entladenden Strom angibt; Stromsteue rungsvorrichtungen zum Erhalten des sinusförmigen Referenz signals, des ersten und des zweiten Stromanzeigesignals zum Steuern der Schaltvorrichtung, wodurch die Form des durch die Hochfrequenzinduktivität fließenden Stroms die sinusför mige Wellenform der gleichgerichteten Eingangsspannung ap proximiert.

Die obige und weitere Aufgaben und Merkmale der vorlie genden Erfindung werden deutlich aus der nachfolgenden Be schreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele in Verbin dung mit den beigefügten Zeichnungen.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Diagramm eines typischen AC/DC-Wandlers, der die vorliegende Erfindung umfaßt.

Fig. 2 zeigt ein schematisches Diagramm des Leistungs faktorkorrektur-Steuerungsschaltkreises nach der vorliegen den Erfindung.

Fig. 3 zeigt ein vereinfachtes, erklärendes Diagramm zur Darstellung der Arbeitsweise des in den Fig. 1 und 2 ge zeigten AC/DC-Wandlers.

Fig. 4 zeigt die sich als Funktion der Zeit ändernden Spannungsamplituden für verschiedene Signale in dem AC/DC- Wandler der Fig. 3.

Fig. 5 zeigt eine Induktivitäts-Stromwellenform des AC/DC-Wandlers nach der vorliegenden Erfindung während eines Halbzyklus der AC-Eingangsspannung.

Ein AC/DC-Wandler mit einem Leistungsfaktorkorrektur schaltkreis nach der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 1 gezeigt. Der AC/DC-Wandler umfaßt einen Brückengleichrichter 103, einen Hauptkondensator 117, eine Hochfrequenzinduktivi tät 111, eine Diode 112 und einen Schalt-FET (Feldeffekttransistor) 113.

Ein AC-Eingangsstrom auf den Leitungen 101 und 102 wird durch den Brückengleichrichter 103 gleichgerichtet und an die Induktivität 111 angelegt. Die Spannung des AC-Eingangs beträgt typischerweise 110 V oder 220 V. Der Schalt-FET 113 und die Induktivität 111 bilden einen Hochfrequenzspannungs erhöhungsschaltkreis. In der Induktivität 111 gespeicherte Energie wird durch die Gleichrichterdiode 112 und den Spei cherkondensator 117 zur an den DC-Ausgangsleitungen 118 und 119 angebrachten Last 130 entladen. Der Speicherkondensator 117 kann ein großer Elektrolytkondensator sein, der zum Fil tern und Speichern der DC-Ausgangsspannung verwendet wird.

Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt der AC/DC-Wandler weiter hin einen Spannungsteiler, der aus Widerständen 105 und 106 besteht, einen Filterkondensator 104, einen Spannungsteiler, der aus Widerständen 115 und 116 besteht, einen Strommeßwi derstand 114, einen Strommeßschaltkreis 110 und einen Kor rektursteuerungsschaltkreis 200.

Der Filterkondensator 104, der verglichen mit dem Haupt kondensator 117 eine relativ niedrige Kapazität besitzt, ist zwischen dem Ausgang des Brückengleichrichters 103 ange schlossen, und er wird zum Umgehen der AC-Leitung verwendet, so daß das Auftreten von hochfrequentem Brummen in den gleichgerichteten Eingangsleitungen vermieden oder verhin dert wird.

Der Spannungsteiler besteht aus den Widerständen 105 und 106 und ist ebenfalls zwischen dem Ausgang des Brücken gleichrichters 103 angeschlossen und dient zum Herunterdivi dieren der gleichgerichteten Eingangsspannung, um auf Lei tung 124 ein herunterdividiertes Signal zu erzeugen. Dieses herunterdividierte, gleichgerichtete Signal ist direkt pro portional in seinem Betrag zur gleichgerichteten Eingangs spannung.

Der aus den Widerständen 115 und 116 bestehende Span nungsteiler ist zwischen den Ausgangsleitungen 118 und 119 angeschlossen und dient zum Herunterskalieren der DC-Aus gangsspannung, die zwischen den Leitungen 118 und 119 er zeugt wird, und erzeugt eine herunterskalierte DC-Ausgangs spannung auf Leitung 123.

Der Strommeßwiderstand 114 ist zwischen der Source des Schalt-FET 113 und der Rückführleitung 119 angeschlossen und dient zum Erzeugen eines ersten Induktivitäts-Strommeßsi gnals auf Leitung 122. Das erste Induktivitäts-Strommeßsi gnal ist der Spannungsabfall über den Widerstand 114 und be sitzt eine Wellenform, die mit der des die Induktivität 111 ladenden Stroms, wenn der Schalt-FET angeschaltet ist, identisch ist.

Der Strommeßschaltkreis 110 umfaßt einen Transformator 107, eine Diode 108, einen Kondensator 120, Widerstände 109 und 130 und eine Zenerdiode 131. Der Transformator 107 be sitzt primäre und sekundäre Wicklungen. Ein Anschluß der primären Wicklung ist zwischen der Induktivität 111 und der Anode der Diode 112 angeschlossen; der andere Anschluß ist mit dem Drain des Schalt-FET 113 verbunden. Während ein An schluß der zweiten Wicklung mit der Erde verbunden ist, ist deren anderer Anschluß mit der Anode der Diode 108 verbun den. Der Widerstand 130, der Kondensator 120 und eine Rei henschaltung der Zenerdiode 131 und des Widerstands 109 sind zwischen der Kathode der Diode 108 und Erde angeordnet. Der Widerstand 109 dient als ein Ausgangsanschluß des Strommeß schaltkreises 110. Der Kondensator 120 dient zum Absorbieren hochfrequenter Komponenten, die in dem von dem Transformator 107 gemessenen Strom enthalten sind.

Der Strommeßschaltkreis 110 dient zum Messen eines die Induktivität 111 entladenden Stroms, wenn der Schalt-FET ausgeschaltet ist, und zum Erzeugen eines zweiten Induktivitäts-Strommeßsignals auf Leitung 121. Der Strommeßschalt kreis 110 führt diese Funktion durch Messen einer über dem Widerstand 109, der den Strom durch den Transformator 107 und die in Vorwärtsrichtung gespannte Diode 108 erhält, ab fallenden Spannung durch. Die Wellenform des Spannungsab falls über dem Widerstand 109 ist im wesentlichen identisch mit der des die Induktivität 111 entladenden Stroms, wenn der Schalt-FET 113 ausgeschaltet ist.

Die vorliegende Erfindung, die als Korrektursteuerungs schaltkreis 200 in Fig. 1 symbolisch in einem Kasten darge stellt ist, dient zur Steuerung des Schaltens des durch die Induktivität 111 fließenden Stroms mittels des Schalt-FET 113.

Der Korrektursteuerungsschaltkreis 200 erhält Rückkopp lungssignale über die verschiedenen Leitungen 121, 122, 123 und 124, die in Fig. 1 gezeigt sind. Die Leitung 123 stellt eine herunterskalierte, mit den Spannungsteilernetzwerken 115 und 116 verbundene DC-Spannungsmeßleitung dar und erhält eine herunterskalierte DC-Spannung. Die Rückkopplungsleitung 121 stellt eine zweite Induktivitäts-Strommeßleitung dar, die mit dem Strommeßschaltkreis 110 verbunden ist, und er hält ein zweites Induktivitäts-Strommeßsignal von dem Strom meßschaltkreis 110. Die Rückkopplungsleitung 122 dient zum Messen eines ersten Induktivitäts-Strommeßsignals durch Mes sen des Spannungsabfalls über dem Widerstand 114. Die Lei tung 124 dient zum Messen eines herunterdividierten, gleich gerichteten Signals von dem Brückengleichrichter 103 durch Messen der Ausgangsspannung des aus den Widerständen 105 und 106 bestehenden Spannungsteilers. Zusätzliche Leitungen kön nen mit dem Korrektursteuerungsschaltkreis 200 verbunden sein, wie etwa eine DC-Rückführleitung, die auch als gemein samer Leiter oder Erdleiter für die DC-Vorspannungsversor gung, die zur Leistungsversorgung des integrierten Schalt kreises und seiner diskreten Komponenten dient, verwendet werden kann.

Die Leitung 125 ist eine Takt- oder eine FET-Treiber steuerungsleitung, die das Gate des in Fig. 1 gezeigten n- Typ MOSFET 113 treibt. Das Drain des Schalt-FET 113 ist mit der Induktivität 111 und der Anode der Diode 112 über die Primärwicklung des Transformators 107 verbunden. Die Source des Schalt-FET 113 ist mit der Strommeßleitung 122 und dem Strommeßwiderstand 124 verbunden. Der Schalt-FET 113 dient zum abwechselnden Kurzschließen und Trennen der Induktivität 111 von der Erd- oder Rückführleitung 119. Es ist möglich, anstelle des Schalt-FET bipolare Transistoren zu verwenden; auch andere Halbleiterschalter wie etwa SCRs oder Triacs können verwendet werden.

Wenn der Schalt-FET 113 angeschaltet ist, ist die Induk tivität zwischen dem Brückengleichrichter 103 angeschlossen und wird mit Strom geladen. In diesem Zustand wird der Schalt-FET 113 von einem FET-Steuerungssignal auf der Gate leitung 125 betrieben, wie weiter unten diskutiert. Wenn der Schalt-FET 113 ausgeschaltet ist, ist die Induktivität 111 von der Rückführleitung 119 getrennt, und ihr wird ermög licht, ihre gespeicherte Energie über die Diode 112 und den Hauptkondensator 117 an die Last 130 abzugeben.

Entsprechend der vorliegenden Erfindung arbeiten der Strommeßschaltkreis 110 und der Strommeßwiderstand 114 ge trennt, um erste und zweite Induktivitätsstromsignale fest zustellen; und der Korrektursteuerungsschaltkreis 200 stellt verschiedene Strom- und Spannungsänderungen fest, die in dem in Fig. 1 gezeigten Wandler auftreten, um dadurch ein Takt- oder FET-Treibersignal auf Leitung 125 zu erzeugen und das Schalten der Induktivität 111 mittels des FET 113 zu steu ern.

Der Korrektursteuerungsschaltkreis 200, der am besten in Fig. 2 gezeigt ist, umfaßt einen Fehlerverstärker 211, einen Multiplizierer 201, einen Spitzenkomparator 203, einen Tief punktkomparator 202 und einen Festhalteschaltkreis 210.

Der invertierende Eingang des Fehlerverstärkers 211 ist mit der Leitung 123 verbunden, währen der nicht-invertie rende Eingang mit einer vorgegebenen Referenzspannungsquelle verbunden ist. Die vorgegebene Referenzspannung Vref kann durch den Systemdesigner proportional zu einer gewünschten DC-Ausgangsspannung festgelegt sein. Wie oben beschrieben, wird die herunterskalierte DC-Ausgangsspannung auf Leitung 123 von dem aus den Widerständen 115 und 116 bestehenden Spannungsteiler erhalten. Die herunterskalierte DC-Ausgangs spannung wird dann am invertierenden Eingang des Fehlerver stärkers 211 erhalten. Die DC-Referenzspannung Vref wird an den nicht-invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 211 angelegt. Diese feste Referenzspannung Vref wird mittels des Fehlerverstärkers 211 mit der herunterskalierten DC-Aus gangsspannung verglichen, so daß das Ausgangsspannungs-Feh lersignal des Fehlerverstärkers 211 umgekehrt proportional zur Abweichung oder zur Differenz zwischen den nicht-inver tierenden und invertierenden Eingangssignalen wird. Das Aus gangsspannungs-Fehlersignal des Fehlerverstärkers 211 wird dann mit einem Multiplizierer 201 verbunden.

Ein Eingangsanschluß des Multiplizierers 201 ist mit der Leitung 124 verbunden, und sein anderer Eingangsanschluß ist mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers 211 (also dem Aus gangsspannungs-Fehlersignal) verbunden. Der Multiplizierer 201 dient zum Multiplizieren des Ausgangsspannungs-Fehlersi gnals mit dem herunterdividierten, gleichgerichteten Signal auf Leitung 124 und zum Erzeugen eines sinusförmigen Refe renzsignals Vmo. Die Amplitude des sinusförmigen Referenzsi gnals Vmo ändert sich mit dem Fehlerspannungssignal, das zum Regulieren der Ausgangsspannung des AC/DC-Wandlers in die Nähe eines vorgegebenen DC-Wertes dient. Als Ergebnis ändert sich die Amplitude des sinusförmigen Referenzsignals auch umgekehrt proportional zu dem herunterdividierten, gleichge richteten Signal. Das sinusförmige Referenzsignal Vmo wird gleichzeitig mit dem invertierenden Eingang des Tiefpunkt komparators 202 und dem nicht-invertierenden Eingang des Spitzenkomparators 203 verbunden. Der nicht-invertierende Eingang des Tiefpunktkomparators 202 ist mit der Leitung 121 verbunden. Der Tiefpunktkomparator 202 dient zum Vergleichen des zweiten Induktivitäts-Strommeßsignals auf Leitung 121 mit dem sinusförmigen Referenzsignal und zum Erzeugen eines logischen "H"-Pegelsignals, wenn die Spannung auf Leitung 121 das sinusförmige Referenzsignal Vmo übersteigt. Das lo gische Signal des Tiefpunktkomparators 202 dient zum Bestim men des Tiefpunktwertes des durch die in Fig. 1 gezeigte In duktivität 111 fließenden Brummstroms.

Der invertierende Eingang des Spitzenwertkomparators 203 ist mit Leitung 122 verbunden. Der Spitzenwertkomparator 203 dient zum Vergleichen des ersten Induktivitäts-Strommeßsi gnals auf Leitung 122 mit der sinusförmigen Referenzspannung Vmo und zum Erzeugen eines logischen "H"-Pegelsignals, wenn das sinusförmige Referenzsignal Vmo das erste Induktivitäts- Strommeßsignal übersteigt. Das logische Signal des Spitzen wertkomparators 203 dient zum Bestimmen des Spitzenwertes des durch die Induktivität 111 fließenden Brummstroms.

Diese Anordnung mit dem Führen desselben sinusförmigen Referenzsignals Vmo auf Leitung 209 in den invertierenden Eingang des Spitzenwertkomparators 203 und in den nicht-in vertierenden Eingang des Tiefpunktkomparators 202 ermög licht, daß das Band der Spitzen-Tiefpunkt-Werte des durch die Induktivität 111 fließenden Brummstroms ungefähr der si nusförmigen Wellenform der Netzspannung folgt und wirkungs voll die "Totzeit" eliminiert. (Hierin soll die "Totzeit" ein Zeitintervall bedeuten, in dem der Induktivitätsstrom nahe bei Null in der Nähe des Tiefpunktswertes der gleichge richteten Eingangsspannung bleibt, wenn die AC-Eingangsspan nung zunimmt.) Als Ergebnis erreicht die vorliegende Erfin dung einen Leistungsfaktor nahe bei Eins.

Die logischen Signale von den Komparatoren 202 und 203 werden mit dem Festhalteschaltkreis 210 verbunden, der dazu dient, die logischen Signale zu verbinden und ein FET-Steue rungssignal auf Leitung 125 zu erzeugen, das den FET 113 steuert. Der Festhalteschaltkreis 210 umfaßt einen Inverter 205, NAND-Gatter 206 und 207 und ein NOR-Gatter 208.

Der Ausgang des Festhalteschaltkreises 210 ist mit dem Gate des FET als eine logische Funktion der auf den Leitun gen 213 und 214 auftretenden Signale verbunden. Das FET- Treibersignal auf Leitung 125 wird verwendet, um den FET 113 anzutreiben, der das Schalten des durch die Induktivität 111 fließenden Stroms steuert. Wie in Fig. 2 beschrieben, stört unter normalen Betriebsbedingungen das Signal auf Leitung 213 nicht das logische Signal auf Leitung 214.

Tabelle 1

Wie in Tabelle 1 gezeigt, ist das FET-Treibersignal nur dann ein logisches "H"-Signal, wenn der Ausgang des Spitzen wertkomparators 203 ein logisches "H"-Signal und der Ausgang des Tiefpunktkomparators 202 ein logisches "L"-Signal ist. Das FET-Treibersignal ist eine Rechteckwelle mit sich än derndem Arbeitszyklus und sich ändernder Frequenz, und sie wird zum Treiben des FET 113 verwendet. Das sinusförmige Re ferenzsignal Vmo bestimmt die Frequenz und den Arbeitszyklus des FET-Treibersignals auf Leitung 125, wie zuvor erklärt wurde. Der Festhalteschaltkreis 210 dient zum Ändern der Frequenz und des Arbeitszyklus des FET-Steuerungssignals auf Leitung 125, um ein Treibersignal für den FET 113 zu erzeu gen, das in einem Leistungsfaktor nahe bei Eins resultiert.

Aus dem Vorstehenden sollte klar sein, daß die Breite des An- oder Aus-Intervalls des FET-Steuerungssignals durch eine Kombination der Ausgänge der Tiefpunkt- und Spitzen wertkomparatoren 202 und 203 bestimmt wird. Das FET-Steue rungssignal auf Leitung 125 wird auch durch sich ändernde Bedingungen in der Last und in dem herunterdividierten, gleichgerichteten Eingangssignal, das von dem aus den Wider ständen 105 und 106 bestehenden Spannungsteiler gemessen wird, beeinflußt.

In Fig. 3 ist nun ein vereinfachter AC/DC-Wandler ge zeigt, bei dem der Brückengleichrichter 103, die Kondensato ren 104 und 117, die Widerstände 105, 106, 115 und 116, die Diode 112 und der Festhalteschaltkreis 210 (der in Fig. 2 gezeigt ist) der Einfachheit halber weggelassen sind. Außer dem wird angenommen, daß ein Rechteckwellen-Taktgenerator Vo mit dem Gate des Schalttransistors 113 verbunden ist. Der Taktgenerator Vo erzeugt ein Taktsignal mit einer festen Frequenz, wie im Graph B der Fig. 4 gezeigt.

In Fig. 4 zeigt der obere Graph A Spannungswellenformen von den Leitungen 121, 122 und 209 der Fig. 3. Der Graph A zeigt die Spannungswellenformen, wenn das Gate des Transi stors 113 das Taktsignal mit fester Frequenz von dem Rechteckwellengenerator Vo erhält. Wie zuvor im Detail be schrieben, ist das sinusförmige Referenzsignal Vmo auf Lei tung 209, das im Graph A gezeigt ist, dem Betrag nach pro portional der Eingangsleitungsspannung und in Phase mit die ser. Das erste Induktivitäts-Strommeßsignal Vcs auf Leitung 122 (durchgezogene Linie) gibt den die Induktivität 111 la denden Strom an, wenn der Schalt-FET 113 angeschaltet ist, und wird mit der sinusförmigen Referenzspannung Vmo mittels des Spitzenwertkomparators 203 verglichen. Das zweite Induktivitäts-Strommeßsignal Vn auf Leitung 121 (gestrichelte Li nie) gibt den die Induktivität 111 entladenden Strom an, wenn der Schalt-FET 113 ausgeschaltet ist, und wird mit der sinusförmigen Referenzspannung Vmo mittels des Tiefpunktkom parators 203 verglichen.

Graph C zeigt die Spannung am Ausgang des Spitzenwert komparators 203 auf Leitung 214, und Graph D zeigt die Span nung am Ausgang des in Fig. 3 gezeigten Tiefpunktkomparators 202 auf Leitung 213. Wie zuvor beschrieben, werden die Aus gänge der Spitzenwert- und Tiefpunktkomparatoren 203 und 202 durch den in Fig. 2 gezeigten Festhalteschaltkreis 210 kom biniert. Graph E zeigt das FET-Steuerungssignal des Festhal teschaltkreises 210. Wie aus dem Graph E ersichtlich, be sitzt das FET-Steuerungssignal einen logischen "H"-Wert, wenn das logische Signal des Spitzenwertkomparators 203 einen logischen "H" -Wert besitzt und das logische Signal des Tiefpunktkomparators 202 einen logischen "L"-Wert besitzt.

In Fig. 5 zeigt der obere Graph F die Stromwellenform iL an der Induktivität 111 und die Spannungswellenform Vin an dem in Fig. 1 gezeigten Brückengleichrichter 103, wenn das Gate des FET 113 das FET-Steuerungssignal von dem in Fig. 2 gezeigten Festhalteschaltkreis 210 erhält. Graph G zeigt die Beziehung zwischen dem sinusförmigen Referenzsignal Vmo und dem ersten Induktivitäts-Strommeßsignal Vcs, während Graph H die Beziehung zwischen dem sinusförmigen Referenzsignal Vmo und dem zweiten Induktivitäts-Strommeßsignal Vn zeigt.

Wie aus den Graphen F, G und H ersichtlich, dient das sinusförmige Referenzsignal Vmo zur gleichzeitigen Bestim mung der Spitzenwerte und Tiefpunkte des durch die Indukti vität 111 fließenden Brummstroms ohne ein weiteres, im Pegel verschobenes Referenzsignal. Wie zuvor im Detail beschrie ben, ist das in den Graphen G und H gezeigte, sinusförmige Referenzsignal Vmo im Betrag proportional zu und in Phase mit der gleichgerichteten Eingangsspannung Vin. Demzufolge folgt, wie aus dem Graph F ersichtlich, der solchermaßen ge steuerte Brummstrom der sinusförmigen Wellenform der Ein gangsspannung, und der mittlere Eingangsstrom der Induktivi tät ist im Betrag proportional zu und in Phase mit der gleichgerichteten Eingangsspannung, wodurch die nahe dem Tiefpunktwert der gleichgerichteten Eingangsspannung auftre tende "Totzeit" in großem Maße reduziert oder beseitigt wird.

Aus dem vorstehenden sollte klar sein, daß der Arbeits zyklus des FET-Steuerungssignals, also des Zerhackersignals, sich mit den Eingangsleitungs- und Lastbedingungen des Schaltkreises ändert. Der Arbeitszyklus ändert sich auch mit dem einzigen sinusförmigen Referenzsignal, das eine sinus förmige Wellenform identisch mit der der Eingangsleitungs spannung besitzt und zum Betreiben der Induktivität 111 in einem kontinuierlichen Leitungsmodus dient. Die vorstehenden Änderungen in der Zerhackerfrequenz und im Arbeitszyklus er möglichen dem vorliegenden AC/DC-Wandler, den von der Netz versorgung erhaltenen Strom mit der Eingangsleitungsspannung sowohl hinsichtlich der Phase als auch des Betrags in enge Übereinstimmung zu bringen.

Während die vorliegende Erfindung in Verbindung mit den bevorzugten Ausführungsbeispielen gezeigt und beschrieben wurde, ist für den Fachmann klar, daß viele Änderungen und Modifikationen durchgeführt werden können, ohne vom Umfang und Wesen der in den beigefügten Patentansprüchen definier ten Erfindung abzuweichen.

Claims

1. Leistungsfaktor-Korrekturschaltkreis zur Verwendung in einem AC/DC-Wandler mit einem Gleichrichter (103) zum Gleichrichten eines AC-Eingangs, einer Schaltvorrichtung (113) und einer Induktivität (111) dazwischen, dadurch ge kennzeichnet, daß der Schaltkreis umfaßt:
einen Eingangsanschluß (124) zum Erhalten eines herun terdividierten, gleichgerichteten AC-Signals;
einen Spannungssensor (211) zum Erzeugen eines Ausgangs spannungs-Fehlersignals, das einer Abweichung in der Aus gangsspannung des AC/DC-Wandlers von einer vorgegebenen Re ferenzspannung entspricht;
Vorrichtungen (201) zum Kombinieren des herunterdivi dierten, gleichgerichteten Signals mit dem Ausgangsspan nungs-Fehlersignal, um ein sinusförmiges Referenzsignal zu erzeugen;
einen ersten Stromsensor (114) zum Erzeugen eines ersten Stromanzeigesignals, das einen die Induktivität ladenden Strom angibt;
einen zweiten Stromsensor (110) zum Erzeugen eines zwei ten Stromanzeigesignals, das einen die Induktivität entla denden Strom angibt;
Stromsteuerungsvorrichtungen (202, 203, 210) zum Erhal ten des sinusförmigen Referenzsignals, des ersten und des zweiten Stromanzeigesignals zum Steuern der Schaltvorrich tung, wodurch die Form des durch die Induktivität fließenden Stroms die sinusförmige Wellenform der gleichgerichteten Eingangsspannung approximiert.

2. Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der durch die Induktivität flie ßende Strom eine Brummkomponente enthält und daß die Strom steuerungsvorrichtung einen Spitzenwertkomparator (203), der geeignet ist, die sinusförmige Referenzspannung mit dem er sten Stromanzeigesignal zum Erzeugen eines ersten logischen Signals zum Bestimmen des Spitzenwertes der Brummkomponente zu vergleichen, einen Tiefpunktkomparator (202), der ge eignet ist, die sinusförmige Referenzspannung mit dem zwei ten Stromanzeigesignal zum Erzeugen eines zweiten logischen Signals zum Bestimmen des Tiefpunktwertes der Brummkompo nente zu vergleichen, und eine Festhaltvorrichtung (210) um faßt, die geeignet ist, die ersten und zweiten logischen Si gnale zum Erzeugen eines Steuerungssignals zum Steuern der Schaltvorrichtung zu kombinieren.

3. Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsmeßvorrichtung einen Fehlerverstärker (211) umfaßt und daß die Vorrichtung zum Kombinieren des herunterdividierten, gleichgerichteten Signals mit dem Ausgangsspannungsfehlersignal ein Multipli zierer (201) zum Multiplizieren des Ausgangsspannungsfehler signals mit dem herunterdividierten, gleichgerichteten Si gnal ist.

4. AC/DC-Wandler mit einem Gleichrichter (103) zum Gleichrichten eines AC-Eingangs, einer Schaltvorrichtung (113) und einer Induktivität (111) dazwischen, dadurch ge kennzeichnet, daß der Wandler umfaßt:
einen ersten Spannungsteiler (105, 106), der mit dem Gleichrichter zum Erhalten des gleichgerichteten Eingangs stromes und zum Erzeugen eines herunterdividierten, gleich gerichteten Signals verbunden ist;
einen ersten Stromsensor (114), der mit der Induktivität verbunden ist, zum Erzeugen eines ersten Stromanzeigesi gnals, das den die Induktivität ladenden, gleichgerichteten Eingangsstrom angibt;
einen zweiten Stromsensor (110), der mit der Schaltvor richtung verbunden ist, zum Erzeugen eines zweiten Stroman zeigesignals, das den die Induktivität entladenden, gleich gerichteten Eingangsstrom angibt;
einen zweiten Spannungsteiler (115, 116), der mit dem Ausgang des AC/DC-Wandlers verbunden ist, um eine herunter dividierte Ausgangsspannung zu erzeugen;
Steuerungsvorrichtungen (200), die mit der Schaltvor richtung verbunden sind, um die Induktivität abwechselnd in eine erste Position zu bringen, in der der gleichgerichtete Eingangsstrom von dem Gleichrichter in die Induktivität ge laden wird, und in eine zweite Position zu bringen, in der der geladene, gleichgerichtete Eingangsstrom aus der Induk tivität entladen wird;
einen Fehlerverstärker (211), der mit dem zweiten Span nungsteiler verbunden ist, um eine Abweichung zwischen der herunterdividierten Ausgangsspannung und einer vorgegebenen Bezugsspannung festzustellen und ein dieser Abweichung ent sprechendes Ausgangsspannungsfehlersignal zu erzeugen;
einen Multiplizierer (201), der mit dem Fehlerverstärker und dem ersten Spannungsteiler verbunden ist, um das herun terdividierte, gleichgerichtete Signal mit dem Ausgangsspan nungsfehlersignal zu multiplizieren und um ein sinusförmiges Referenzsignal mit einer im wesentlichen der Wellenform des herunterdividierten, gleichgerichteten Signals indentischen Wellenform zu erzeugen;
Stromsteuerungsvorrichtungen (202, 203, 210), die mit dem Multiplizierer, dem ersten Stromsensor und dem zweiten Stromsensor verbunden sind, um ein Steuerungssignal für die Schaltvorrichtung zu erzeugen, so daß dadurch die Form des durch die Induktivität fließenden Stroms die sinusförmige Wellenform der gleichgerichteten Eingangsspannung approxi miert.

5. Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsteuerungsvorrichtung weiterhin umfaßt:
einen Spitzenwertkomparator (203), der mit dem ersten Stromsensor und dem Multiplizierer verbunden ist, zum Ver gleichen des ersten Stromanzeigesignals mit dem sinusförmi gen Referenzsignal und zum Erzeugen eines ersten logischen Signals, wenn die Spannung des sinusförmigen Referenzsignals die des ersten Stromanzeigesignals übersteigt;
einen Tiefpunktkomparator (202), der mit dem zweiten Stromsensor und dem Multiplizierer verbunden ist, zum Ver gleichen des zweiten Stromanzeigesignals mit dem sinusförmi gen Referenzsignal und zum Erzeugen eines zweiten logischen Signals, wenn die Spannung des sinusförmigen Referenzsignals die des zweiten Stromanzeigesignals übersteigt; und
einen Festhalteschaltkreis (210), der mit den Spitzenwert- und Tiefpunktkomparatoren verbunden ist, um die ersten und zweiten logischen Signale zu kombinieren und um ein Steue rungssignal zu erzeugen, um die Induktivität in die erste Position zu bringen.

6. Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Stromsensor umfaßt:
einen Transformator (107), der zwischen der Induktivität und der Schaltvorrichtung zum Feststellen des die Induktivi tät entladenden Stroms angeordnet ist;
einen mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Stromsensors verbundenen Widerstand (109); und
eine zwischen dem Transformator und dem Widerstand ange schlossene Diode (108).