DE69736260T2

DE69736260T2 - Leistungsfaktorkorrekturschaltung

Info

Publication number: DE69736260T2
Application number: DE69736260T
Authority: DE
Inventors: David Mark Ilkley Leeds Sugden; Phillip Gerard Crestwood Langhorst; Joseph Gerald Ripon North Yorkshire Marcinkiewicz; James Christopher Rudd Horsforth Leeds Smart
Original assignee: Switched Reluctance Drives Ltd; Emerson Electric Co
Current assignee: Nidec SR Drives Ltd; Emerson Electric Co
Priority date: 1996-04-30
Filing date: 1997-01-24
Publication date: 2007-05-31
Anticipated expiration: 2017-01-25
Also published as: KR970072667A; EP0805548A3; EP0805548A2; DE69736260D1; KR100431782B1; EP0805548B1; GB9608832D0; US5801935A; TW368774B

Description

Diese Erfindung betrifft Leistungsfaktorkorrekturschaltungen und Verfahren zur Steuerung des Leistungsfaktors einer elektrischen Schaltung.
Allgemein ist der "Leistungsfaktor" einer elektrischen Last das Verhältnis zwischen der der Last zur Verfügung gestellten Wirkleistung und der der Last zugeführten Scheinleistung. Der Leistungsfaktor steht eng mit der Phasen- und Oberwellenbeziehung zwischen dem von der Last gezogenen elektrischen Strom und der an der Last anliegenden elektrischen Spannung in Beziehung, die von einer elektrischen Stromquelle zur Verfügung gestellt werden. Wenn sich der gezogene Strom mit der anliegenden Spannung vollständig in Phase befindet und die gleiche Form wie die Wellenform der anliegenden Spannung hat, dann wird ein Leistungsfaktor mit dem Wert 1 erreicht.
Hohe Leistungsfaktoren sind aus verschiedenen Gründen gewünscht, einschließlich energetischer Wirkungsgrad. Allgemein gilt die Beziehung: je höher der Leistungsfaktor einer Last, desto größer ist der Wirkungsgrad der Last. Außerdem: je höher der Leistungsfaktor, desto weniger wird die Spannungswellenform, die von der elektrischen Stromquelle zur Verfügung gestellt wird, durch die Last verzerrt. Um eine signifikante Verzerrung der Spannungswellenformen zu verhindern, die durch Stromversorgungseinrichtungen zur Verfügung gestellt werden, haben einige Länder veröffentlichte Bestimmungen, durch die bestimmt wird, dass elektrische Vorrichtungen über einer bestimmten Leistungsgrenze einen minimalen Leistungsfaktor haben müssen.
In der Praxis haben elektrische Schaltungen keine Leistungsfaktoren von 1. Bei bestimmten Anwendungen, wie zum Beispiel Motorsteuerungsschaltungen, die einen Konverter oder Inverter verwenden, die über einen DC-Bus betrieben werden, kann der Leistungsfaktor von einem Leistungsfaktor mit dem Wert 1 wesentlich abweichen. Solche Schaltungen verwenden üblicherweise einen Vollwellen-Gleichrichter in Kombination mit einem relativ großen DC-Bus-Kondensator, um die sinusförmig alternierende Eingangspannung in eine im wesentlichen konstante unidirektionale Spannung umzuwandeln. Bei solchen Anwendungen werden häufig Leistungsfaktorkorrekturschaltungen (PFC-Schaltungen) verwendet, um den Leistungsfaktor zu verbessern.
Es gibt verschiedene kommerziell verfügbare PFC-Schaltungen. Zum Beispiel bietet Unitrode Integrated Circuits Corp., Merrimack, NH, USA, eine Familie von Hochleistungs-Leistungsfaktor-Vorreglern unter den Modellnummern UC1852, UC2852 und UC3852 an, und die Linear Technologie Corp., Milpitas, CA, USA, bietet eine Leistungsfaktorsteuerung mit der Modellnummer LT1248 an. Diese PFC-Vorrichtungen werden normalerweise in analogen integrierten Schaltungschips hergestellt und arbeiten wie analoge Schaltungen. Allgemein verwenden diese Vorrichtungen pulsweitenmodulierte Leistungsschalterelektroniken, um die Leistungsfaktoren von Schaltungen zu verbessern, wie zum Beispiel Steuerungen für geschaltete Reluktanzmotoren, die DC-Bus-Spannungen verwenden.
1 zeigt die Funktion von einem beispielhaften analogen PFC-Chip 20. Die Schaltung empfängt eine angelegte sinusförmige AC-Spannung an dem Eingang von einem Vollwellen-Gleichrichter 10 und erzeugt eine Vollwellen-gleichgerichtete Sinusspannung an dem Ausgang des Gleichrichters. Die Vollwellen-gleichgerichtete Sinusspannung von dem Gleich richter wird an einen Anschluss von einem Filter-Induktor 12 angelegt. Mit dem anderen Anschluss des Induktors 12 ist eine Schaltvorrichtung 16 gekoppelt, wie zum Beispiel ein Leistungs-MOSFET oder ein IGBT. Der andere Anschluss von der Schaltvorrichtung 16 ist mit der negativen Schiene von dem DC-Bus gekoppelt. Der PFC-Chip 20 stellt Schaltsignale zur Verfügung, um die Schaltvorrichtung 16 ein- und auszuschalten. Der PFC-Chip 20 empfängt als Eingang eine Vollwellengleichgerichtete Sinusspannung, die mit der Sinusspannung in Phase ist, die an dem Gleichrichter 10 anliegt. Der PFC-Chip 20 empfängt außerdem ein Signal, das die gewünschte Spannung über dem DC-Bus (V_REF) darstellt. Ein DC-Bus-Kondensator 18 ist zwischen der positiven und negativen Schiene von dem DC-Bus angeschlossen. Eine Diode 14 ist vorgesehen, um zu verhindern, dass Strom von der Last in das Netz zurückfließt.
Bei Betrieb öffnet und schließt der PFC-Chip 20 die Schaltvorrichtung 16, so dass die Last über dem Vollwellen-Gleichrichter 10 von dem Induktor 12 (wenn der Schalter 16 geschlossen ist) zu dem Induktor und der DC-Bus-Kapazität 18 wechselt (wenn der Schalter 16 geöffnet ist). Dies wird durch die Verwendung einer Stromsteuerschaltung 26 erreicht. Die Stromsteuerschaltung 26 arbeitet gemäß bekannter Techniken, um die Schaltvorrichtung 16 umzuschalten. Der Stromeingabebefehl zu der Stromsteuerschaltung wird durch einen analogen Multiplizierer 25 zur Verfügung gestellt, durch den der V_SIN-Eingang (der die Phaseninformation enthält) mit einem Signal von einem analogen Fehlerverstärker 22 multipliziert wird (der ebenfalls Kompensationskomponenten, nicht gezeigt, für die Stabilisierung des Systems aufweist), und zwar entsprechend der Differenz zwischen der gewünschten DC-Bus-Spannung (V_REF) und einem Signal, das der tatsächlichen Bus-Spannung entspricht. In 1 wird die Spannung, die der tatsächlichen Bus-Spannung entspricht, von einem Spannungsteiler abgenommen, der die Widerstände 28a und 28b beinhaltet. Durch korrektes Umschalten des Schalters 16 in einer Weise, die den Spannungsveränderungen in dem sinusförmigen Eingang zu dem Vollwellen-Gleichrichter 10 entspricht, kann der Leistungsfaktor des Systems verbessert werden.
Eine Einschränkung bekannter PFC-Schaltungen, wie zum Beispiel der Chip 20 aus 1, besteht darin, dass sie analoge Schaltungen benötigen, wie zum Beispiel einen analogen Fehler-Verstärker 22 und einen analogen Multiplizierer 25. Die Herstellung solcher analogen Schaltungen ist relativ schwierig und relativ teuer im Vergleich zu der Herstellung von Schaltungen, die digitale Schaltungen verwenden. Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diese und weitere Probleme im Stand der Technik zu überwinden, indem ein digitaler PFC-Chip zur Verfügung gestellt wird, der einfach implementiert wird und gegenüber bekannten analogen PFC-Chips Kosten- und Herstellungsvorteile bietet.
Die vorliegende Erfindung ist in den beigefügten unabhängigen Ansprüchen definiert. Bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beinhaltet die Verwendung von einem digitalen Leistungsfaktorkorrektur-Chip in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, der als eine einzige integrierte Schaltung gebildet ist, die einen digitalen Komparator, um eine Spannung, die der gewünschten DC-Bus-Spannung entspricht, mit einer Spannung zu vergleichen, die der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht; einen Vorwärts/Rückwärts-Zähler mit einem Vorwärts/Rückwärts-Steuereingang, der mit dem Ausgang von dem digitalen Komparator gekoppelt ist, und einem Takt-Eingang, der dazu ausgestaltet ist, um ein Taktsignal mit feststehender Frequenz zu empfangen; und einen digitalen Pulsweitenmodulationsgenerator enthält, der geschaltet ist, um den Ausgang von dem Vorwärts/Rückwärts-Zähler zu empfangen, um das Pulsweitenmodulationssteuersignal zu erzeugen, wobei das Tastverhältnis des Pulsweitenmodulationssteuersignals dem Ausgang von dem Vorwärts/Rückwärts-Zähler entspricht. In diesem Ausführungsbeispiel wird das Pulsweitenmodulationssteuersignal verwendet, um ein pulsweitenmodulationsgesteuertes Dämpfungsglied zu steuern, durch das die gleichgerichtete Quellenspannung gedämpft wird.
Weitere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden beim Lesen der nachfolgenden detaillierten Beschreibung von einigen Ausführungsbeispielen der Erfindung deutlich, die unter beispielhafter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert werden, in denen:
1 eine schematische Darstellung von einem analogen PFC-Chip gemäß Stand der Technik ist;
2 eine schematische Darstellung von einem digitalen PFC-Chip gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
3 eine schematische Darstellung von einem weiteren Ausführungsbeispiel von einem digitalen PFC-Chip gemäß der vorliegenden Erfindung ist.
In den verschiedenen Ansichten der Zeichnungen sind ähnliche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Es wird nun auf 2 Bezug genommen, in der eine digitale PFC-Schaltung 30 gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt ist.
In 2, wie auch in der Schaltung aus 1, wird ein sinusförmiges AC-Signal an den Eingang von einem Vollwellen-Gleichrichter 10 angelegt, der an seinem Ausgang ein Vollwellen-gleichgerichtetes sinusförmiges Signal zur Verfügung stellt. Mit einem Ausgang von dem Gleichrichter 10 ist ein Induktor 12 gekoppelt. Der Induktor 12 ist außerdem über eine Diode 14 mit der positiven Schiene von dem DC-Bus gekoppelt. Wie in 1, ist eine Schaltvorrichtung 16' zwischen dem Ausgang des Induktors und der Referenzschiene von dem DC-Bus angeschlossen. Eine PFC-Schaltung 30 steuert das Umschalten der Schaltvorrichtung 16', so dass der Leistungsfaktor der Schaltung verbessert wird.
Im Gegensatz zu der Schaltung aus 1, verwendet das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das in 2 dargestellt ist, einen digitalen PFC-Chip 30, um das Umschalten der Schaltvorrichtung 16' zu steuern. Der digitale PFC-Chip empfängt ein Signal, das die gewünschte DC-Bus-Spannung (V_REF) darstellt, und durch die Verwendung der digitalen Schaltung wird das Umschalten der Schaltvorrichtung 16' gesteuert, um die gewünschte DC-Bus-Spannung zur Verfügung zu stellen und um den Leistungsfaktor der Schaltung zu verbessern.
Allgemein verwendet der digitale PFC-Chip 30 ein gesteuertes digitales Dämpfungsglied, um ein gedämpftes Spannungssignal zur Verfügung zu stellen, das sich mit der angelegten AC-Netzspannung in Phase befindet und eine Höhe hat, die in Reaktion auf die Differenz zwischen der gewünschten DC-Bus-Spannung und der tatsächlichen DC-Bus-Spannung variiert. Das geschwächte Spannungssignal wird dann als ein Strombefehl für eine Stromsteuerung verwendet, die den Strom steuert, der aus dem AC-Netz gezogen wird.
Unter Bezugnahme auf 2 wird das Schalten der Schaltvorrichtung 16' gesteuert, um einen verbesserten Leistungsfaktor für die Schaltung zur Verfügung zu stellen, indem gewährleistet wird, dass der aus dem AC-Netz gezogene Strom mit der angelegten AC-Spannung im wesentlichen in Phase ist und nicht verzerrt wird. In der Schaltung aus 2 wird dies durch die Verwendung von einem Minimum-Aus-Zeitgeber 48, einem digitalen Komparator 46 und einem Strom-Rückführ-Widerstand 36 erreicht. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel befinden sich sowohl der digitale Komparator 46 als auch der Minimum-Aus-Zeitgeber 48 beide in dem PFC-Chip 30.
Wie nachfolgend detailliert erläutert wird, wird dann, wenn der PFC-Chip 30 arbeitet, ein sinusförmiges Spannungssignal, das sich mit der an dem Gleichrichter 10 anliegenden AC-Spannung in Phase befindet, an den Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 angelegt. Dieses sinusförmige Spannungssignal wird in dem digitalen Komparator 46 mit einem Strom-Rückführ-Signal verglichen. Das Strom-Rückführ-Signal entspricht dem Strom, der durch den Widerstand 36 strömt, und entspricht allgemein dem Strom, der durch die Schaltung von der AC-Netz gezogen wird. Der digitale Komparator 46 vergleicht das Strom-Rückführ-Signal mit dem sinusförmigen Spannungssignal, das an dem Eingang 40 bereitgestellt wird, und steuert über den Minimum-Aus-Zeitgeber 48 das Umschalten des Schalters 16'.
In dem Ausführungsbeispiel von 2 ist dann, wenn das Strom-Rückführ-Signal kleiner ist als die Spannung am Eingang 40, der Ausgang von dem digitalen Komparator 46 ein logisch hohes Signal, und die Schaltvorrichtung 16' wird eingeschaltet bzw. geschlossen. In dieser Konfiguration strömt ein ansteigender Strom von dem Ausgang des Gleichrichters 10 durch den Induktor 12 und durch die durch die Schaltvorrichtung 16' und den Widerstand 36 gebildete Reihenschaltung. wenn der durch den Widerstand 36 strömende Strom ansteigt, wird ein Punkt erreicht, an dem das Strom-Rückführ-Signal die Spannung an dem Eingang 40 übersteigt. Wenn dies stattfindet, wechselt der Ausgang von dem digitalen Komparator 46 von einem logisch hohen Signal zu einem logisch niedrigen Signal, und die Schaltvorrichtung 16' wird ausgeschaltet, und der Strom wird durch die Diode 14 umgeleitet und verwendet, um den DC-Bus-Kondensator 18 aufzuladen. Wenn die Schaltvorrichtung 16' geöffnet ist, dann fällt der durch den Widerstand 36 fließende Strom auf Null ab, und der Ausgang von dem digitalen Komparator 46 wechselt zurück von dem logisch niedrigen Signal zu einem logisch hohen Signal. Nachdem das Zeitintervall des Minimum-Aus-Zeitgebers 48 abgelaufen ist, das in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel 10 μSekunden entspricht, wird die Schaltvorrichtung 16' wieder eingeschaltet, und der Prozess wird wiederholt.
Wie durch die vorstehende Diskussion angegeben, arbeiten der Minimum-Aus-Zeitgeber 48, der digitale Komparator 46 und der Strom-Rückführ-Widerstand 36, um einen durchschnittlichen Strom von dem Gleichrichter 10 zu ziehen, der: (i) mit der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung in Phase liegt; und (ii) eine Höhe hat, die der Höhe der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung entspricht.
In 2 ist die an dem Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 anliegende Spannung eine gedämpfte Version des Ausgangs von dem Vollwellen-Gleichrichter 10, die im wesentlichen mit der AC-Netzspannung in Phase liegt, die an dem Gleichrichter 10 anliegt. Wie nachfolgend beschrieben wird, wird die Höhe der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung durch den digitalen PFC-Chip 30 gesteuert, um die DC-Bus-Spannung auf einem gewünschten Pegel zu halten.
In dem Ausführungsbeispiel in 2 wird die Vollwellen-gleichgerichtete Sinusspannung, die an dem Ausgang des Gleichrichters erscheint, durch einen Spannungsteiler nach unten dividiert, der die Widerstände 32a und 32b aufweist. Die Spannung, die an der Verbindung der Widerstände 32a und 32b erscheint, wird über einen Widerstand 33 an den Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 angelegt.
Mit der Verbindung der Widerstände 32a, 32b und 33 ist ein Widerstand 35 gekoppelt, der über eine Schaltvorrichtung 34 mit der negativen Schiene von dem DC-Bus gekoppelt ist. Die Schaltvorrichtung 34 kann ein IGBT, ein MOSFET, ein Leistungstransistor oder ähnliches sein, und ist vorzugsweise in dem PFC-Chip 30 enthalten. Wenn die Schaltvorrichtung 34 geöffnet ist, dann gibt es keinen Strompfad von der Verbindung zwischen den Widerständen 32a, 32b und 35 durch den Widerstand 35 zur Erde. Wenn also die Schaltvorrichtung 34 geöffnet ist, dann ist es so, als wenn der Widerstand 35 nicht vorhanden wäre, und die Spannung, die an dem Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 anliegt, ist eine reduzierte Version der Vollwellen-gleichgerichteten Sinusspannung, die an dem Ausgang des Gleichrichters 10 erscheint, wobei die augenblickliche Spannung, die an dem Eingang 40 (V₄₀) anliegt, etwa die augenblickliche Spannung an dem Ausgang des Gleichrichters multipliziert mit R_32b/(R_32a + R_32b) ist, wobei R_32a und R_32b die Widerstände der Widerstände 32a bzw. 32b darstellen. Wenn die Schaltvorrichtung 34 geschlossen ist, dann gibt es einen Strompfad von der Verbindung zwischen den Widerständen 32a, 32b und 35 durch den Widerstand 35 zur Erde, als wenn der Widerstand 35 parallel zu dem Widerstand 32b geschaltet wäre. Wenn daher die Schaltvorrichtung 34 geschlossen ist, dann ist die Spannung, die an dem Eingang von dem digitalen PFC-Chip 30 erscheint, eine reduzierte Version der Vollwellen-gleichgerichteten Sinusspannung V₀, die an dem Ausgang von dem Gleichrichter 10 erscheint, wobei die augenblickliche Spannung, die an dem Eingang 40 (V₄₀) anliegt, etwa der augenblicklichen Spannung an dem Ausgang des Gleichrichters multipliziert mit R_x/(R_32a + R_x) ist, wobei R_x der Wert der parallel geschalteten Widerstände 32b und 35 ist, der (R_32b·R₃₅)/(R_32b + R_32b) ist. Da R_x immer kleiner ist als R₃₅, ist die Spannung, die an dem Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 erscheint, immer ein kleinerer Bruchteil von dem Ausgang des Gleichrichters 10, wenn die Schaltvorrichtung 34 geschlossen ist, als dann, wenn sie geöffnet ist.
Durch Steuerung der prozentualen Zeit, in der die Schaltvorrichtung 34 geschlossen ist (d.h. deren "Ein-Zeit"), ist es möglich, die Höhe der am Eingang 40 des digitalen PFC-Chip 30 anliegenden Spannung von einem Maximum V₀ * R_32b/(R_32a + R_32b) wenn das Ein-Zeit-Tastverhältnis 0 % beträgt, zu einem Minimum V₀·R_x/(R_32a + R_X) zu steuern, wenn das Ein-Zeit-Tastverhältnis 100 % beträgt. Auf diese Weise bildet der Widerstandsteiler, der die Widerstände 32a, 32b und 35 aufweist, ein variables pulsweitenmodulationsgesteuertes ("PWM") Dämpfungsglied.
Die relativen Werte der Widerstände 32a, 32b und 35 hängen von der bestimmten Anwendung und von der Höhe der AC-Spannung ab, die an dem Gleichrichter 10 anliegt. Wenn die RMS-AC-Eingangsspannung etwa 120 V beträgt, dann beträgt der Spitzenwert von V₀ etwa 170 V. Wenn angenommen wird, dass in den Widerständen etwa 1 W verbraucht wird, dann erfordert dies, dass die Summe von R_32a und R_32b etwa 30 kΩ beträgt. Geeignete Werte für diese beiden Widerstände können 30 kΩ bzw. 500 Ω sein. Der Wert von R₃₅ kann dann gewählt werden, um etwa 20 % von R_32b zu betragen, d. h. etwa 100 Ω. R₃₃ wird gemäß der normalen Praxis gewählt, um zusammen mit dem Kondensator 38 eine geeignete Filter-Zeitkonstante für die Spannung V₄₀ zur Verfügung zu stellen, so dass die Schwankungen infolge des Schaltvorgangs des Schalters 34 unterdrückt werden. Ein Wert von 5 kΩ ist geeignet.
In dem Ausführungsbeispiel von 2 wird der PWM-Tastzyklus der Schaltvorrichtung 34 durch einen digitalen Pulsweitenmodulationsgenerator 44 herkömmlicher Konstruktion gesteuert, der sich in dem PFC-Chip 30 befindet. Wie für den Fachmann offensichtlich, empfängt ein digitaler PWM-Generator an seinem Eingang ein digitales Wort, das einem bestimmten Tastzyklus entspricht, und erzeugt ein PWM-Signal mit konstanter Wiederholrate, das den gewünschten Tastzyklus hat.
In 2 wird das digitale Wort, das den Eingang zu dem digitalen PWM-Generator 44 bildet, durch einen Vorwärts/Rückwärts-Zähler 42 zur Verfügung gestellt. Der Vorwärts/Rückwärts-Zähler 42, der sich in dem PFC-Chip 30 befindet, empfängt als Eingänge ein externes Taktsignal (CLK) und ein Vorwärts/Rückwärts-Steuersignal von dem digitalen Komparator 41.
Bei Betrieb vergleicht der digitale Komparator 41 ein Spannungssignal, das die gewünschte DC-Bus-Spannung darstellt, mit einem Signal, das der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht. In 2 wird das Signal, das der DC-Bus-Spannung (V_DC) entspricht, von einem Spannungsteiler abgenommen, der die Widerstände 28a und 28b aufweist. Im Gegensatz zu dem analogen Differenzverstärker 22 aus 1 stellt der digitale Komparator 41 in 2 keinen analogen Ausgang zur Verfügung, der die Differenz zwischen seinen Eingängen darstellt; er stellt lediglich einen digitalen Ausgang zur Verfügung, bei dem beispielsweise eine logische 1 angibt, dass V_REF größer ist als V_DE, und eine logische 0 angibt, dass V_DE größer ist als V_REF.
Die ausgegebene logische 1 oder logische 0 von dem digitalen Komparator 41 wird dem Vorwärts/Rückwärts-Eingang des Zählers 42 zugeführt. Daher zählt der Zähler 42 so lange vorwärts, wie V_REF größer ist als V_DE, und beginnt zurückzuzählen, wenn V_DE den Wert von V_REF übersteigt. Daher stellt in einem stabilen Betrieb, wenn die DC-Bus-Spannung nahe der gewünschten DC-Bus-Spannung liegt, der Zähler 42 an seinem Ausgang ein digitales Wort zur Verfügung, dass sich um einen bestimmten nominalen Wert herum bewegt, der der gewünschten DC-Bus-Spannung entspricht.
Das digitale Wort von dem Zähler 42 wird dem PWM-Generator 44 zugeführt und verwendet, um das Schalten der Schaltvorrichtung 34 und somit die Höhe der an dem Eingang 40 anliegendem Spannung zu steuern. In dem Ausführungsbeispiel von 2 entspricht der Zählwert der Aus-Zeit für das pulsweitenmodulierte Steuersignal (d.h. der Zeitdauer, innerhalb derer der Schalter 34 geöffnet ist). Daher stellt ein hoher Zählwert von dem Zähler 42 die Situation dar, in der die Referenzspannung sehr viel größer ist als die DC-Bus-Spannung, und entsprechend wird die Schaltvorrichtung 34 so geschaltet, dass die an dem Eingang 40 anliegende Spannung ihren maximalen möglichen Wert hat. Progressiv niedrigere Zählwerte von dem Zähler 44 entsprechen einem progressiv längeren Schalt-Tastverhältnis der Schaltvorrichtung 34, so dass die Höhe der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung reduziert wird.
Der digitale PFC-Chip 30 aus 2 steuert das Schalten der Schaltvorrichtungen 34 und 16', so dass die gewünschte DC-Bus-Spannung aufrechterhalten und der Leistungsfaktor der Schaltung verbessert wird. Insbesondere dann, wenn die Schaltung anfänglich betrieben wird, ist die Höhe der DC-Bus-Spannung kleiner als die gewünschte DC-Bus-Spannung. Daher beginnt der Zähler 44 vorwärts zu zählen, was bewirkt, dass die Höhe des an dem Eingang 40 anliegenden Eingangs progressiv ansteigt. An einem bestimmten Punkt erreicht die Höhe der DC-Bus-Spannung die gewünschte DC-Bus-Spannung und übersteigt diese, was bewirkt, dass der Zähler 42 anfängt rückwärts zu zählen, wodurch die Höhe der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung reduziert wird. Dies wiederum bewirkt eine leichte Verminderung der DC-Bus-Spannung, was bewirkt, dass der Zähler 42 wieder anfängt vorwärts zu zählen. Eventuell wird ein stabiler Zustand erreicht, in dem sich der Ausgang des Zählers 42 um einen bestimmten Wert herum bewegt.
Zusätzlich zur Steuerung der Höhe der DC-Bus-Spannung, wie vorstehend beschreiben, wird durch den digitalen PFC-Chip 30 aus 2 außerdem der Leistungsfaktor durch die Schaltvorrichtung 16' so verbessert, dass der durchschnittliche Strom, der vom Gleichrichter 10 gezogen wird, in Phase mit der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung ist, die (in 2) in Phase mit der an dem Eingang des Gleichrichters 10 anliegenden Spannung ist.
Das in 2 gezeigte System ist ein Basissystem, das dann, obwohl es allgemein die erforderliche Ausgabe erzeugt, unter sub-harmonischen Oszillationen leiden kann. Der Grund dafür besteht darin, dass das Steuerungs-Rückführ-System lediglich einen integralen Term hat. Ein alternatives Ausführungsbeispiel ist in 3 gezeigt.
In 3 ist der Komparator 41 aus 2 durch einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 51 ersetzt, und der Schaltung ist ein digitaler Multiplizierer 52 hinzugefügt. Dadurch wird das Steuerungs-Rückführ-System von einem lediglich integralen zu einem proportionalen plus integralen (P+I) verändert.
Der Analog/Digital-Wandler 51 stellt eine digitale Darstellung der DC-Bus-Spannung in einer Weise zur Verfügung, die für den Fachmann vertraut ist. Dieses digitale Wort wird in einem digitalen Subtraktionsglied 60 von einer digitalen Spannungsabfrage-Referenz subtrahiert, um einen Bus-Spannungsfehler (BVE) zu erzeugen. Dieser wird in der digitalen Multiplizierschaltung 52 entweder mit einem vorprogrammierten oder einem externen variablen Multiplikationsfaktor multipliziert. Dieser Multiplizierer fügt effektiv einen P-Verstärkungsfaktor hinzu. Der Vorwärts/Rückwärts-Zähler 42 aus 2 fährt fort, einen I-Verstärkungsterm bereitzustellen, wobei der P- und der I-Term in einem digitalen Addierer 62 addiert werden, bevor sie dem PWM-Generator zugeführt werden. Der Schalter 34 aus 2 kann durch einen Puffer 65 ersetzt werden, wie in 3 gezeigt. Der Fachmann erkennt, dass der I-Verstärkungsterm außerdem vorprogrammiert oder extern programmiert sein kann. Dieses Ausführungsbeispiel führt dazu, dass die Bus-Spannung stabil gehalten wird und jegliche Tendenz vermieden wird, dass in der Busspannung Niederfrequenz-Oszillationen erscheinen können.
Der Rest der Schaltung aus 3 arbeitet auf eine Weise, die ähnlich der der Schaltung aus 2 ist.

Claims

Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verbesserung des Leistungsfaktors einer elektrischen Schaltung, die einen DC-Bus aufweist, wobei die elektrische Schaltung von einer Wechselstromquelle gespeist wird und die Leistungsfaktorkorrekturschaltung aufweist: einen Gleichrichter (10), der mit der Wechselstromquelle gekoppelt ist, um eine gleichgerichtete Spannung zur Verfügung zu stellen; eine Schaltvorrichtung (16'), die betätigbar ist, um einen Strompfad von einem positiven Ausgang des Gleichrichters zu einem Referenzausgang des Gleichrichters zur Verfügung zu stellen; einen Stromsensor (36) zum Erfassen des Stroms in dem Strompfad; ein pulsweitenmodulationsgesteuertes Dämpfungsglied (32a, 32b, 34, 35), das mit dem Ausgang des Gleichrichters gekoppelt ist, wobei das pulsweitenmodulationsgesteuerte Dämpfungsglied (32a, 32b, 34, 35) eine gedämpfte Version der gleichgerichteten Spannung zur Verfügung stellt, die eine Höhe hat, die einem Pulsweitenmodulationssteuersignal entspricht; und eine Stromsteuerung (46, 48), die mit dem Stromsensor (36) und dem Dämpfungsglied gekoppelt ist, um die Schaltvorrichtung (16') so zu steuern, dass die Höhe von dem Strom, der in dem Strompfad fließt, einer Einhüllenden folgt, die im wesentlichen in Phase mit der abgeschwächten Version des gleichgerichteten Spannungssignals liegt und mit der Höhe der abgeschwächten Version des gleichgerichteten Signals in Beziehung steht, dadurch gekennzeichnet, dass das Pulsweitenmodulationssteuersignal durch eine digitale Schaltung zur Verfügung gestellt wird, die aufweist: einen digitalen Komparator (41) zum Vergleichen einer Spannung, die der gewünschten DC-Bus-Spannung entspricht, mit einer Spannung, die der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht; einen Vorwärts/Rückwärts-Zähler (42) mit einem Vorwärts/Rückwärts-Steuereingang, der mit dem Ausgang von dem digitalen Komparator gekoppelt ist, und einem Takt-Eingang, der dazu ausgestaltet ist, um ein Taktsignal mit einer feststehenden Frequenz zu empfangen; und einen digitalen Pulsweitenmodulationsgenerator (44), der geschaltet ist, um den Ausgang von dem Vorwärts/Rückwärts-Zähler (42) zu empfangen, um das Pulsweitenmodulationssteuersignal zu erzeugen, wobei der Tastzyklus des Pulsweitenmodulationssteuersignals dem Ausgang des Vorwärts/Rückwärts-Zählers (42) entspricht.
Schaltung nach Anspruch 1, außerdem mit einem Induktor (12), die zwischen dem positiven Ausgang des Gleichrichters (10) und der Schaltvorrichtung (16') gekoppelt ist.
Schaltung nach Anspruch 1, bei der das Pulsweitenmodulationsdämpfungsglied (32a, 32b, 34, 35) aufweist: einen Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand (32a), der mit dem positiven Ausgang des Gleichrichters gekoppelt ist, und einem zweiten Widerstand (32b), der mit dem ersten Widerstand (32a) und dem Referenzausgang des Gleichrichters gekoppelt ist; einen dritten Widerstand (35), der elektrisch mit der Verbindung zwischen dem ersten Widerstand und dem zweiten Widerstand gekoppelt ist; eine weitere Schaltvorrichtung (34), die dann, wenn sie geschlossen ist, einen Strompfad von der Verbindung zwischen dem ersten (32a) und dem zweiten (32b) Widerstands durch den dritten Widerstand (35) zu dem Referenz ausgang des Gleichrichters bewirkt, wobei die weitere Schaltvorrichtung (34) durch das Pulsweitenmodulationssteuersignal gesteuert wird.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der der Stromsensor einen Messwiderstand (36) aufweist, der zwischen der Schaltvorrichtung (16') und dem Referenzausgang des Gleichrichters geschaltet ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Stromsteuerung (46, 48) einen digitalen Komparator (46) aufweist, um den Ausgang von dem Stromsensor (36) mit der gedämpften Version der gleichgerichteten Spannung zu vergleichen, und bei der der Ausgang von dem digitalen Komparator das Schalten der Schaltvorrichtung (16') steuert.
Schaltung nach Anspruch 5, außerdem mit einem Minimum-Aus-Zeitgeber (48), der zwischen dem digitalen Komparator (46) und der Schaltvorrichtung (16') gekoppelt ist.
Schaltung nach Anspruch 5, bei der die Schaltvorrichtung (16') geöffnet ist, wenn der Ausgang von dem digitalen Komparator (46) einen logisch niedrigen Wert hat, und der Ausgang von dem digitalen Komparator (46) einen logisch niedrigen Wert hat, wenn die Spannung über dem Messwiderstand (36) größer ist als die gedämpfte Version der gleichgerichteten Spannung.
Schaltung nach Anspruch 1, bei der der Ausgang von dem digitalen Komparator (46) einen logisch hohen Wert hat, wenn die Spannung, die der gewünschten DC-Bus-Spannung entspricht, größer ist als die Spannung, die der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht.
Schaltung nach Anspruch 8, bei der der Vorwärts/Rückwärts-Zähler (42) vorwärts zählt, wenn der Ausgang von dem digitalen Komparator (46) einen logisch hohen Wert hat.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der das Pulsweitenmodulationssteuersignal durch eine digitale Schaltung zur Verfügung gestellt wird, die aufweist: einen Analog/Digital-Wandler (51), um eine Spannung, die der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht, in einen digitalen Wert umzuwandeln, der der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht; ein digitales Subtraktionsglied (60), um einen digitalen Wert zur Verfügung zu stellen, der der Differenz zwischen dem digitalen Wert, der der gewünschten DC-Bus-Spannung entspricht, und einem digitalen Wert entspricht, der die gewünschte DC-Bus-Spannung darstellt; einen digitalen Pulsweitenmodulationsgenerator (44), der angeschlossen ist, um den Ausgang von dem digitalen Subtraktionsglied (60) zu empfangen, um das Pulsweitenmodulationssteuersignal zu erzeugen, wobei der Tastzyklus des Pulsweitenmodulationssteuersignals dem Ausgang von dem digitalen Subtraktionsglied (60) entspricht.
Schaltung nach Anspruch 10, außerdem mit einem weiteren Vorwärts/Rückwärts-Zähler (42), der auf den Ausgang von dem digitalen Subtraktionsglied (60) anspricht, wobei der Tastzyklus des Pulsweitenmodulationssteuersignals der Summe von dem Ausgang des weiteren Vorwärts/Rückwärts-Zählers (42) und dem Ausgang des digitalen Subtraktionsglieds (60) entspricht.
Schaltung nach Anspruch 10, bei der der Pulsweitenmodulationsgenerator (44) einen Puffer (65), der geschaltet ist, um das Pulsweitenmodulationssteuersignal zu empfangen, und einen Widerstand (35) aufweist, der mit dem Ausgang von dem Puffer und mit einem Spannungsteiler (32a, 32b) gekoppelt ist, der über dem Ausgang des Gleichrichters (10) gekoppelt ist.
Verfahren zur Verbesserung des Leistungsfaktors einer elektrischen Schaltung, die Leistung von einer zeitlich variierenden Spannungsquelle empfängt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Gleichrichten der Spannung von der Quelle, um eine DC-Bus-Spannung abzuleiten; Vergleichen der tatsächlichen DC-Bus-Spannung mit einer gewünschten DC-Bus-Spannung und Bereitstellen eines digitalen Signals, das angibt, ob die gewünschte DC-Bus-Spannung größer ist als die tatsächliche DC-Bus-Spannung; Erhöhen eines Zählerwertes auf einer periodischen Basis immer dann, wenn die gewünschte DC-Bus-Spannung größer ist als die tatsächliche DC-Bus-Spannung, und Vermindern des Zählerwertes immer dann, wenn die gewünschte DC-Bus-Spannung kleiner ist als die tatsächliche DC-Bus-Spannung; Erzeugen eines Pulsweitenmodulationssignals mit einem Tastzyklus, der dem Zählerwert entspricht; Dämpfen der Quellenspannung um einen Wert, der dem Tastzyklus des Pulsweitenmodulationssignals entspricht; und Betätigen einer Schaltvorrichtung, die mit der elektrischen Schaltung gekoppelt ist, um einen Strom zu ziehen, der mit der gedämpften Quellenspannung in Phase liegt und eine Höhe hat, die der Höhe der gedämpften Quellenspannung entspricht.
Verfahren nach Anspruch 13, außerdem mit dem Schritt des Bereitstellens der Quellenspannung durch Gleichrichten einer AC-Netzspannung.