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Diese
Erfindung betrifft Leistungsfaktorkorrekturschaltungen und Verfahren
zur Steuerung des Leistungsfaktors einer elektrischen Schaltung.
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Allgemein
ist der "Leistungsfaktor" einer elektrischen
Last das Verhältnis
zwischen der der Last zur Verfügung
gestellten Wirkleistung und der der Last zugeführten Scheinleistung. Der Leistungsfaktor
steht eng mit der Phasen- und Oberwellenbeziehung zwischen dem von
der Last gezogenen elektrischen Strom und der an der Last anliegenden
elektrischen Spannung in Beziehung, die von einer elektrischen Stromquelle
zur Verfügung
gestellt werden. Wenn sich der gezogene Strom mit der anliegenden Spannung
vollständig
in Phase befindet und die gleiche Form wie die Wellenform der anliegenden
Spannung hat, dann wird ein Leistungsfaktor mit dem Wert 1 erreicht.
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Hohe
Leistungsfaktoren sind aus verschiedenen Gründen gewünscht, einschließlich energetischer
Wirkungsgrad. Allgemein gilt die Beziehung: je höher der Leistungsfaktor einer
Last, desto größer ist der
Wirkungsgrad der Last. Außerdem:
je höher
der Leistungsfaktor, desto weniger wird die Spannungswellenform,
die von der elektrischen Stromquelle zur Verfügung gestellt wird, durch die
Last verzerrt. Um eine signifikante Verzerrung der Spannungswellenformen
zu verhindern, die durch Stromversorgungseinrichtungen zur Verfügung gestellt
werden, haben einige Länder
veröffentlichte
Bestimmungen, durch die bestimmt wird, dass elektrische Vorrichtungen über einer
bestimmten Leistungsgrenze einen minimalen Leistungsfaktor haben
müssen.
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In
der Praxis haben elektrische Schaltungen keine Leistungsfaktoren
von 1. Bei bestimmten Anwendungen, wie zum Beispiel Motorsteuerungsschaltungen,
die einen Konverter oder Inverter verwenden, die über einen
DC-Bus betrieben werden, kann der Leistungsfaktor von einem Leistungsfaktor mit
dem Wert 1 wesentlich abweichen. Solche Schaltungen verwenden üblicherweise
einen Vollwellen-Gleichrichter in Kombination mit einem relativ großen DC-Bus-Kondensator,
um die sinusförmig
alternierende Eingangspannung in eine im wesentlichen konstante
unidirektionale Spannung umzuwandeln. Bei solchen Anwendungen werden
häufig
Leistungsfaktorkorrekturschaltungen (PFC-Schaltungen) verwendet,
um den Leistungsfaktor zu verbessern.
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Es
gibt verschiedene kommerziell verfügbare PFC-Schaltungen. Zum
Beispiel bietet Unitrode Integrated Circuits Corp., Merrimack, NH,
USA, eine Familie von Hochleistungs-Leistungsfaktor-Vorreglern unter
den Modellnummern UC1852, UC2852 und UC3852 an, und die Linear Technologie
Corp., Milpitas, CA, USA, bietet eine Leistungsfaktorsteuerung mit
der Modellnummer LT1248 an. Diese PFC-Vorrichtungen werden normalerweise
in analogen integrierten Schaltungschips hergestellt und arbeiten
wie analoge Schaltungen. Allgemein verwenden diese Vorrichtungen
pulsweitenmodulierte Leistungsschalterelektroniken, um die Leistungsfaktoren von
Schaltungen zu verbessern, wie zum Beispiel Steuerungen für geschaltete
Reluktanzmotoren, die DC-Bus-Spannungen verwenden.
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1 zeigt
die Funktion von einem beispielhaften analogen PFC-Chip 20.
Die Schaltung empfängt
eine angelegte sinusförmige
AC-Spannung an dem Eingang von einem Vollwellen-Gleichrichter 10 und erzeugt
eine Vollwellen-gleichgerichtete Sinusspannung an dem Ausgang des
Gleichrichters. Die Vollwellen-gleichgerichtete Sinusspannung von
dem Gleich richter wird an einen Anschluss von einem Filter-Induktor 12 angelegt.
Mit dem anderen Anschluss des Induktors 12 ist eine Schaltvorrichtung 16 gekoppelt,
wie zum Beispiel ein Leistungs-MOSFET oder ein IGBT. Der andere
Anschluss von der Schaltvorrichtung 16 ist mit der negativen
Schiene von dem DC-Bus gekoppelt. Der PFC-Chip 20 stellt
Schaltsignale zur Verfügung,
um die Schaltvorrichtung 16 ein- und auszuschalten. Der
PFC-Chip 20 empfängt
als Eingang eine Vollwellengleichgerichtete Sinusspannung, die mit
der Sinusspannung in Phase ist, die an dem Gleichrichter 10 anliegt.
Der PFC-Chip 20 empfängt
außerdem
ein Signal, das die gewünschte Spannung über dem
DC-Bus (VREF) darstellt. Ein DC-Bus-Kondensator 18 ist
zwischen der positiven und negativen Schiene von dem DC-Bus angeschlossen.
Eine Diode 14 ist vorgesehen, um zu verhindern, dass Strom
von der Last in das Netz zurückfließt.
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Bei
Betrieb öffnet
und schließt
der PFC-Chip 20 die Schaltvorrichtung 16, so dass
die Last über dem
Vollwellen-Gleichrichter 10 von dem Induktor 12 (wenn
der Schalter 16 geschlossen ist) zu dem Induktor und der
DC-Bus-Kapazität 18 wechselt
(wenn der Schalter 16 geöffnet ist). Dies wird durch
die Verwendung einer Stromsteuerschaltung 26 erreicht. Die
Stromsteuerschaltung 26 arbeitet gemäß bekannter Techniken, um die
Schaltvorrichtung 16 umzuschalten. Der Stromeingabebefehl
zu der Stromsteuerschaltung wird durch einen analogen Multiplizierer 25 zur
Verfügung
gestellt, durch den der VSIN-Eingang (der
die Phaseninformation enthält)
mit einem Signal von einem analogen Fehlerverstärker 22 multipliziert
wird (der ebenfalls Kompensationskomponenten, nicht gezeigt, für die Stabilisierung des
Systems aufweist), und zwar entsprechend der Differenz zwischen
der gewünschten
DC-Bus-Spannung (VREF) und einem Signal,
das der tatsächlichen Bus-Spannung
entspricht. In 1 wird die Spannung, die der
tatsächlichen
Bus-Spannung entspricht, von einem Spannungsteiler abgenommen, der
die Widerstände 28a und 28b beinhaltet.
Durch korrektes Umschalten des Schalters 16 in einer Weise,
die den Spannungsveränderungen
in dem sinusförmigen
Eingang zu dem Vollwellen-Gleichrichter 10 entspricht,
kann der Leistungsfaktor des Systems verbessert werden.
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Eine
Einschränkung
bekannter PFC-Schaltungen, wie zum Beispiel der Chip 20 aus 1,
besteht darin, dass sie analoge Schaltungen benötigen, wie zum Beispiel einen
analogen Fehler-Verstärker 22 und
einen analogen Multiplizierer 25. Die Herstellung solcher
analogen Schaltungen ist relativ schwierig und relativ teuer im
Vergleich zu der Herstellung von Schaltungen, die digitale Schaltungen
verwenden. Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diese
und weitere Probleme im Stand der Technik zu überwinden, indem ein digitaler
PFC-Chip zur Verfügung
gestellt wird, der einfach implementiert wird und gegenüber bekannten
analogen PFC-Chips Kosten- und Herstellungsvorteile bietet.
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Die
vorliegende Erfindung ist in den beigefügten unabhängigen Ansprüchen definiert.
Bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Ein
weiteres Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung beinhaltet die Verwendung von einem digitalen
Leistungsfaktorkorrektur-Chip in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung,
der als eine einzige integrierte Schaltung gebildet ist, die einen
digitalen Komparator, um eine Spannung, die der gewünschten
DC-Bus-Spannung entspricht, mit einer Spannung zu vergleichen, die
der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht;
einen Vorwärts/Rückwärts-Zähler mit
einem Vorwärts/Rückwärts-Steuereingang,
der mit dem Ausgang von dem digitalen Komparator gekoppelt ist,
und einem Takt-Eingang, der dazu ausgestaltet ist, um ein Taktsignal
mit feststehender Frequenz zu empfangen; und einen digitalen Pulsweitenmodulationsgenerator
enthält,
der geschaltet ist, um den Ausgang von dem Vorwärts/Rückwärts-Zähler zu empfangen, um das Pulsweitenmodulationssteuersignal
zu erzeugen, wobei das Tastverhältnis
des Pulsweitenmodulationssteuersignals dem Ausgang von dem Vorwärts/Rückwärts-Zähler entspricht.
In diesem Ausführungsbeispiel
wird das Pulsweitenmodulationssteuersignal verwendet, um ein pulsweitenmodulationsgesteuertes
Dämpfungsglied
zu steuern, durch das die gleichgerichtete Quellenspannung gedämpft wird.
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Weitere
Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden beim Lesen
der nachfolgenden detaillierten Beschreibung von einigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung deutlich, die unter beispielhafter Bezugnahme auf
die Zeichnungen erläutert
werden, in denen:
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1 eine
schematische Darstellung von einem analogen PFC-Chip gemäß Stand
der Technik ist;
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2 eine
schematische Darstellung von einem digitalen PFC-Chip gemäß der vorliegenden
Erfindung ist;
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3 eine
schematische Darstellung von einem weiteren Ausführungsbeispiel von einem digitalen
PFC-Chip gemäß der vorliegenden
Erfindung ist.
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In
den verschiedenen Ansichten der Zeichnungen sind ähnliche
Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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Es
wird nun auf 2 Bezug genommen, in der eine
digitale PFC-Schaltung 30 gemäß der vorliegenden Erfindung
dargestellt ist.
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In 2,
wie auch in der Schaltung aus 1, wird
ein sinusförmiges
AC-Signal an den Eingang von einem Vollwellen-Gleichrichter 10 angelegt, der
an seinem Ausgang ein Vollwellen-gleichgerichtetes sinusförmiges Signal
zur Verfügung
stellt. Mit einem Ausgang von dem Gleichrichter 10 ist
ein Induktor 12 gekoppelt. Der Induktor 12 ist
außerdem über eine
Diode 14 mit der positiven Schiene von dem DC-Bus gekoppelt.
Wie in 1, ist eine Schaltvorrichtung 16' zwischen dem
Ausgang des Induktors und der Referenzschiene von dem DC-Bus angeschlossen.
Eine PFC-Schaltung 30 steuert das Umschalten der Schaltvorrichtung 16', so dass der Leistungsfaktor
der Schaltung verbessert wird.
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Im
Gegensatz zu der Schaltung aus 1, verwendet
das Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, das in 2 dargestellt
ist, einen digitalen PFC-Chip 30, um das Umschalten der
Schaltvorrichtung 16' zu
steuern. Der digitale PFC-Chip empfängt ein Signal, das die gewünschte DC-Bus-Spannung (VREF) darstellt, und durch die Verwendung
der digitalen Schaltung wird das Umschalten der Schaltvorrichtung 16' gesteuert,
um die gewünschte DC-Bus-Spannung
zur Verfügung
zu stellen und um den Leistungsfaktor der Schaltung zu verbessern.
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Allgemein
verwendet der digitale PFC-Chip 30 ein gesteuertes digitales
Dämpfungsglied,
um ein gedämpftes
Spannungssignal zur Verfügung
zu stellen, das sich mit der angelegten AC-Netzspannung in Phase
befindet und eine Höhe
hat, die in Reaktion auf die Differenz zwischen der gewünschten DC-Bus-Spannung
und der tatsächlichen DC-Bus-Spannung variiert.
Das geschwächte
Spannungssignal wird dann als ein Strombefehl für eine Stromsteuerung verwendet,
die den Strom steuert, der aus dem AC-Netz gezogen wird.
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Unter
Bezugnahme auf 2 wird das Schalten der Schaltvorrichtung 16' gesteuert,
um einen verbesserten Leistungsfaktor für die Schaltung zur Verfügung zu
stellen, indem gewährleistet
wird, dass der aus dem AC-Netz gezogene Strom mit der angelegten
AC-Spannung im wesentlichen in Phase ist und nicht verzerrt wird.
In der Schaltung aus 2 wird dies durch die Verwendung
von einem Minimum-Aus-Zeitgeber 48, einem digitalen Komparator 46 und
einem Strom-Rückführ-Widerstand 36 erreicht.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel befinden
sich sowohl der digitale Komparator 46 als auch der Minimum-Aus-Zeitgeber 48 beide
in dem PFC-Chip 30.
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Wie
nachfolgend detailliert erläutert
wird, wird dann, wenn der PFC-Chip 30 arbeitet, ein sinusförmiges Spannungssignal,
das sich mit der an dem Gleichrichter 10 anliegenden AC-Spannung
in Phase befindet, an den Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 angelegt.
Dieses sinusförmige
Spannungssignal wird in dem digitalen Komparator 46 mit einem
Strom-Rückführ-Signal
verglichen. Das Strom-Rückführ-Signal
entspricht dem Strom, der durch den Widerstand 36 strömt, und
entspricht allgemein dem Strom, der durch die Schaltung von der AC-Netz
gezogen wird. Der digitale Komparator 46 vergleicht das
Strom-Rückführ-Signal
mit dem sinusförmigen
Spannungssignal, das an dem Eingang 40 bereitgestellt wird,
und steuert über
den Minimum-Aus-Zeitgeber 48 das Umschalten des Schalters 16'.
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In
dem Ausführungsbeispiel
von 2 ist dann, wenn das Strom-Rückführ-Signal kleiner ist als die
Spannung am Eingang 40, der Ausgang von dem digitalen Komparator 46 ein
logisch hohes Signal, und die Schaltvorrichtung 16' wird eingeschaltet
bzw. geschlossen. In dieser Konfiguration strömt ein ansteigender Strom von
dem Ausgang des Gleichrichters 10 durch den Induktor 12 und
durch die durch die Schaltvorrichtung 16' und den Widerstand 36 gebildete
Reihenschaltung. wenn der durch den Widerstand 36 strömende Strom
ansteigt, wird ein Punkt erreicht, an dem das Strom-Rückführ-Signal
die Spannung an dem Eingang 40 übersteigt. Wenn dies stattfindet,
wechselt der Ausgang von dem digitalen Komparator 46 von
einem logisch hohen Signal zu einem logisch niedrigen Signal, und
die Schaltvorrichtung 16' wird
ausgeschaltet, und der Strom wird durch die Diode 14 umgeleitet
und verwendet, um den DC-Bus-Kondensator 18 aufzuladen.
Wenn die Schaltvorrichtung 16' geöffnet ist, dann fällt der
durch den Widerstand 36 fließende Strom auf Null ab, und der
Ausgang von dem digitalen Komparator 46 wechselt zurück von dem
logisch niedrigen Signal zu einem logisch hohen Signal. Nachdem
das Zeitintervall des Minimum-Aus-Zeitgebers 48 abgelaufen
ist, das in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel 10 μSekunden
entspricht, wird die Schaltvorrichtung 16' wieder eingeschaltet, und der
Prozess wird wiederholt.
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Wie
durch die vorstehende Diskussion angegeben, arbeiten der Minimum-Aus-Zeitgeber 48,
der digitale Komparator 46 und der Strom-Rückführ-Widerstand 36,
um einen durchschnittlichen Strom von dem Gleichrichter 10 zu
ziehen, der: (i) mit der an dem Eingang 40 anliegenden
Spannung in Phase liegt; und (ii) eine Höhe hat, die der Höhe der an
dem Eingang 40 anliegenden Spannung entspricht.
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In 2 ist
die an dem Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 anliegende
Spannung eine gedämpfte
Version des Ausgangs von dem Vollwellen-Gleichrichter 10,
die im wesentlichen mit der AC-Netzspannung in Phase liegt, die
an dem Gleichrichter 10 anliegt. Wie nachfolgend beschrieben
wird, wird die Höhe
der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung durch den digitalen
PFC-Chip 30 gesteuert, um die DC-Bus-Spannung auf einem
gewünschten
Pegel zu halten.
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In
dem Ausführungsbeispiel
in 2 wird die Vollwellen-gleichgerichtete Sinusspannung,
die an dem Ausgang des Gleichrichters erscheint, durch einen Spannungsteiler
nach unten dividiert, der die Widerstände 32a und 32b aufweist.
Die Spannung, die an der Verbindung der Widerstände 32a und 32b erscheint,
wird über
einen Widerstand 33 an den Eingang 40 von dem
digitalen PFC-Chip 30 angelegt.
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Mit
der Verbindung der Widerstände 32a, 32b und 33 ist
ein Widerstand 35 gekoppelt, der über eine Schaltvorrichtung 34 mit
der negativen Schiene von dem DC-Bus gekoppelt ist. Die Schaltvorrichtung 34 kann
ein IGBT, ein MOSFET, ein Leistungstransistor oder ähnliches
sein, und ist vorzugsweise in dem PFC-Chip 30 enthalten.
Wenn die Schaltvorrichtung 34 geöffnet ist, dann gibt es keinen
Strompfad von der Verbindung zwischen den Widerständen 32a, 32b und 35 durch
den Widerstand 35 zur Erde. Wenn also die Schaltvorrichtung 34 geöffnet ist,
dann ist es so, als wenn der Widerstand 35 nicht vorhanden
wäre, und
die Spannung, die an dem Eingang 40 von dem digitalen PFC-Chip 30 anliegt,
ist eine reduzierte Version der Vollwellen-gleichgerichteten Sinusspannung,
die an dem Ausgang des Gleichrichters 10 erscheint, wobei
die augenblickliche Spannung, die an dem Eingang 40 (V40) anliegt, etwa die augenblickliche Spannung
an dem Ausgang des Gleichrichters multipliziert mit R32b/(R32a + R32b) ist,
wobei R32a und R32b die
Widerstände
der Widerstände 32a bzw. 32b darstellen.
Wenn die Schaltvorrichtung 34 geschlossen ist, dann gibt
es einen Strompfad von der Verbindung zwischen den Widerständen 32a, 32b und 35 durch
den Widerstand 35 zur Erde, als wenn der Widerstand 35 parallel
zu dem Widerstand 32b geschaltet wäre. Wenn daher die Schaltvorrichtung 34 geschlossen
ist, dann ist die Spannung, die an dem Eingang von dem digitalen
PFC-Chip 30 erscheint, eine reduzierte Version der Vollwellen-gleichgerichteten Sinusspannung
V0, die an dem Ausgang von dem Gleichrichter 10 erscheint,
wobei die augenblickliche Spannung, die an dem Eingang 40 (V40) anliegt, etwa der augenblicklichen Spannung
an dem Ausgang des Gleichrichters multipliziert mit Rx/(R32a + Rx) ist, wobei
Rx der Wert der parallel geschalteten Widerstände 32b und 35 ist,
der (R32b·R35)/(R32b + R32b) ist. Da
Rx immer kleiner ist als R35,
ist die Spannung, die an dem Eingang 40 von dem digitalen
PFC-Chip 30 erscheint,
immer ein kleinerer Bruchteil von dem Ausgang des Gleichrichters 10,
wenn die Schaltvorrichtung 34 geschlossen ist, als dann,
wenn sie geöffnet ist.
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Durch
Steuerung der prozentualen Zeit, in der die Schaltvorrichtung 34 geschlossen
ist (d.h. deren "Ein-Zeit"), ist es möglich, die
Höhe der
am Eingang 40 des digitalen PFC-Chip 30 anliegenden Spannung
von einem Maximum V0 * R32b/(R32a + R32b) wenn
das Ein-Zeit-Tastverhältnis
0 % beträgt,
zu einem Minimum V0·Rx/(R32a + RX) zu steuern,
wenn das Ein-Zeit-Tastverhältnis
100 % beträgt.
Auf diese Weise bildet der Widerstandsteiler, der die Widerstände 32a, 32b und 35 aufweist,
ein variables pulsweitenmodulationsgesteuertes ("PWM")
Dämpfungsglied.
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Die
relativen Werte der Widerstände 32a, 32b und 35 hängen von
der bestimmten Anwendung und von der Höhe der AC-Spannung ab, die
an dem Gleichrichter 10 anliegt. Wenn die RMS-AC-Eingangsspannung
etwa 120 V beträgt,
dann beträgt
der Spitzenwert von V0 etwa 170 V. Wenn
angenommen wird, dass in den Widerständen etwa 1 W verbraucht wird,
dann erfordert dies, dass die Summe von R32a und
R32b etwa 30 kΩ beträgt. Geeignete Werte für diese
beiden Widerstände
können
30 kΩ bzw.
500 Ω sein.
Der Wert von R35 kann dann gewählt werden, um
etwa 20 % von R32b zu betragen, d. h. etwa
100 Ω.
R33 wird gemäß der normalen Praxis gewählt, um zusammen
mit dem Kondensator 38 eine geeignete Filter-Zeitkonstante
für die
Spannung V40 zur Verfügung zu stellen, so dass die
Schwankungen infolge des Schaltvorgangs des Schalters 34 unterdrückt werden.
Ein Wert von 5 kΩ ist
geeignet.
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In
dem Ausführungsbeispiel
von 2 wird der PWM-Tastzyklus der Schaltvorrichtung 34 durch einen
digitalen Pulsweitenmodulationsgenerator 44 herkömmlicher
Konstruktion gesteuert, der sich in dem PFC-Chip 30 befindet.
Wie für
den Fachmann offensichtlich, empfängt ein digitaler PWM-Generator an
seinem Eingang ein digitales Wort, das einem bestimmten Tastzyklus
entspricht, und erzeugt ein PWM-Signal mit konstanter Wiederholrate,
das den gewünschten
Tastzyklus hat.
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In 2 wird
das digitale Wort, das den Eingang zu dem digitalen PWM-Generator 44 bildet, durch
einen Vorwärts/Rückwärts-Zähler 42 zur
Verfügung
gestellt. Der Vorwärts/Rückwärts-Zähler 42,
der sich in dem PFC-Chip 30 befindet, empfängt als
Eingänge
ein externes Taktsignal (CLK) und ein Vorwärts/Rückwärts-Steuersignal von dem digitalen Komparator 41.
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Bei
Betrieb vergleicht der digitale Komparator 41 ein Spannungssignal,
das die gewünschte DC-Bus-Spannung
darstellt, mit einem Signal, das der tatsächlichen DC-Bus-Spannung entspricht.
In 2 wird das Signal, das der DC-Bus-Spannung (VDC) entspricht, von einem Spannungsteiler
abgenommen, der die Widerstände 28a und 28b aufweist. Im
Gegensatz zu dem analogen Differenzverstärker 22 aus 1 stellt
der digitale Komparator 41 in 2 keinen
analogen Ausgang zur Verfügung,
der die Differenz zwischen seinen Eingängen darstellt; er stellt lediglich
einen digitalen Ausgang zur Verfügung,
bei dem beispielsweise eine logische 1 angibt, dass VREF größer ist
als VDE, und eine logische 0 angibt, dass
VDE größer ist
als VREF.
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Die
ausgegebene logische 1 oder logische 0 von dem digitalen Komparator 41 wird
dem Vorwärts/Rückwärts-Eingang
des Zählers 42 zugeführt. Daher
zählt der
Zähler 42 so
lange vorwärts,
wie VREF größer ist als VDE,
und beginnt zurückzuzählen, wenn VDE den Wert von VREF übersteigt.
Daher stellt in einem stabilen Betrieb, wenn die DC-Bus-Spannung nahe
der gewünschten
DC-Bus-Spannung liegt, der Zähler 42 an
seinem Ausgang ein digitales Wort zur Verfügung, dass sich um einen bestimmten
nominalen Wert herum bewegt, der der gewünschten DC-Bus-Spannung entspricht.
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Das
digitale Wort von dem Zähler 42 wird dem
PWM-Generator 44 zugeführt
und verwendet, um das Schalten der Schaltvorrichtung 34 und
somit die Höhe
der an dem Eingang 40 anliegendem Spannung zu steuern.
In dem Ausführungsbeispiel
von 2 entspricht der Zählwert der Aus-Zeit für das pulsweitenmodulierte
Steuersignal (d.h. der Zeitdauer, innerhalb derer der Schalter 34 geöffnet ist).
Daher stellt ein hoher Zählwert
von dem Zähler 42 die Situation
dar, in der die Referenzspannung sehr viel größer ist als die DC-Bus-Spannung, und entsprechend
wird die Schaltvorrichtung 34 so geschaltet, dass die an
dem Eingang 40 anliegende Spannung ihren maximalen möglichen
Wert hat. Progressiv niedrigere Zählwerte von dem Zähler 44 entsprechen einem
progressiv längeren
Schalt-Tastverhältnis
der Schaltvorrichtung 34, so dass die Höhe der an dem Eingang 40 anliegenden
Spannung reduziert wird.
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Der
digitale PFC-Chip 30 aus 2 steuert das
Schalten der Schaltvorrichtungen 34 und 16', so dass die
gewünschte
DC-Bus-Spannung aufrechterhalten und der Leistungsfaktor der Schaltung
verbessert wird. Insbesondere dann, wenn die Schaltung anfänglich betrieben
wird, ist die Höhe
der DC-Bus-Spannung
kleiner als die gewünschte DC-Bus-Spannung.
Daher beginnt der Zähler 44 vorwärts zu zählen, was
bewirkt, dass die Höhe
des an dem Eingang 40 anliegenden Eingangs progressiv ansteigt.
An einem bestimmten Punkt erreicht die Höhe der DC-Bus-Spannung die
gewünschte DC-Bus-Spannung
und übersteigt
diese, was bewirkt, dass der Zähler 42 anfängt rückwärts zu zählen, wodurch
die Höhe
der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung reduziert wird.
Dies wiederum bewirkt eine leichte Verminderung der DC-Bus-Spannung,
was bewirkt, dass der Zähler 42 wieder
anfängt vorwärts zu zählen. Eventuell
wird ein stabiler Zustand erreicht, in dem sich der Ausgang des
Zählers 42 um
einen bestimmten Wert herum bewegt.
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Zusätzlich zur
Steuerung der Höhe
der DC-Bus-Spannung, wie vorstehend beschreiben, wird durch den
digitalen PFC-Chip 30 aus 2 außerdem der
Leistungsfaktor durch die Schaltvorrichtung 16' so verbessert,
dass der durchschnittliche Strom, der vom Gleichrichter 10 gezogen
wird, in Phase mit der an dem Eingang 40 anliegenden Spannung
ist, die (in 2) in Phase mit der an dem Eingang
des Gleichrichters 10 anliegenden Spannung ist.
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Das
in 2 gezeigte System ist ein Basissystem, das dann,
obwohl es allgemein die erforderliche Ausgabe erzeugt, unter sub-harmonischen
Oszillationen leiden kann. Der Grund dafür besteht darin, dass das Steuerungs-Rückführ-System
lediglich einen integralen Term hat. Ein alternatives Ausführungsbeispiel
ist in 3 gezeigt.
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In 3 ist
der Komparator 41 aus 2 durch
einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 51 ersetzt, und der
Schaltung ist ein digitaler Multiplizierer 52 hinzugefügt. Dadurch
wird das Steuerungs-Rückführ-System
von einem lediglich integralen zu einem proportionalen plus integralen
(P+I) verändert.
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Der
Analog/Digital-Wandler 51 stellt eine digitale Darstellung
der DC-Bus-Spannung in einer Weise zur Verfügung, die für den Fachmann vertraut ist.
Dieses digitale Wort wird in einem digitalen Subtraktionsglied 60 von
einer digitalen Spannungsabfrage-Referenz subtrahiert, um einen
Bus-Spannungsfehler (BVE) zu erzeugen. Dieser wird in der digitalen
Multiplizierschaltung 52 entweder mit einem vorprogrammierten
oder einem externen variablen Multiplikationsfaktor multipliziert.
Dieser Multiplizierer fügt
effektiv einen P-Verstärkungsfaktor
hinzu. Der Vorwärts/Rückwärts-Zähler 42 aus 2 fährt fort, einen
I-Verstärkungsterm
bereitzustellen, wobei der P- und der I-Term in einem digitalen
Addierer 62 addiert werden, bevor sie dem PWM-Generator
zugeführt
werden. Der Schalter 34 aus 2 kann durch einen
Puffer 65 ersetzt werden, wie in 3 gezeigt. Der
Fachmann erkennt, dass der I-Verstärkungsterm außerdem vorprogrammiert
oder extern programmiert sein kann. Dieses Ausführungsbeispiel führt dazu,
dass die Bus-Spannung stabil gehalten wird und jegliche Tendenz
vermieden wird, dass in der Busspannung Niederfrequenz-Oszillationen
erscheinen können.
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Der
Rest der Schaltung aus 3 arbeitet auf eine Weise, die ähnlich der
der Schaltung aus 2 ist.