JP2006042477A - 波形整形回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 トランスを用いない簡単な回路で、低電圧電源（３）の電圧を昇圧すると同時に、直流波形から任意の出力電圧波形を形成する波形整形回路を提供する。
【解決手段】 インダクタ（４）と直列の充電用スイッチング素子（５）を開閉制御し、インダクタ（４）に発生する逆起電力によりキャパシタ（７）を充電し、放電抵抗（８）と直列の放電用スイッチング素子（９）を開閉制御し、キャパシタ（７）の充電を放電させる。充電用スイッチング素子（５）と放電用スイッチング素子（９）の開閉時間を制御することにより、電源電圧を昇圧し、その包絡線の傾きを決定できる充電電圧を発生できるので、充電電圧から所要の出力電圧波形の出力電圧が得られる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電源の電源電圧を昇圧すると同時に任意の出力電圧波形を形成する波形整形回路に関する。

ノートブック型パーソナルコンピュータ、携帯電話等のポータブル機器では、商用電源を使用できない場所でも長時間使用できるように、低消費電力とする直流５Ｖ程度のバッテリーを電源としている。しかしながら、これらのポータブル機器には、入力操作を受け付けたことや着信を操作者へ知らせる振動素子など、±１００Ｖ程度の交流電圧で、かつ特殊な電圧波形で動作する回路部品が搭載されている。

そこで、従来このような回路部品を動作させるために、５Ｖ程度の低電圧を±１００Ｖ程度の電圧へ昇圧させる昇圧回路と、電源から得られる直流電圧波形を、回路部品に適した所要の駆動電圧波形に整形する波形整形回路を備える必要があった（例えば特許文献１参照）。以下、回路部品として圧電基板１３を振動させる為に昇圧した出力電圧を形成する従来の波形整形回路１００を図１０で説明する。

特開２００４−２１６９７（項目００８１乃至００８５、図７）

波形整形回路１００において、昇圧用発振回路１０１は、数Ｖの直流定電圧電源で２０乃至２００ｋＨｚの発振動作を行う。昇圧用発振回路１０１に接続する昇圧回路１０２は、昇圧用発振回路１０１の周期でコイルに流れる電流をスイッチング制御し、数ボルトの直流定電圧電源を約１００Ｖの直流電圧に昇圧し、増幅回路１０３へ出力する。

一方、振動用発振回路１０４は、圧電基板１３を動作させる周波数の駆動信号を発生し、増幅回路１０３へ出力するもので、増幅回路１０３は、この駆動信号を昇圧回路１０２から入力される直流電圧で増幅し、ゲート回路１０５へ出力する。

ゲート回路１０５の入力側には、圧電基板１３を振動させる際に生成されるトリガーを入力した際に、圧電基板１３を振動させる時間幅のパルスを生成するパルス幅発生回路１０６が接続され、ゲート回路１０５は、このパルスを入力している間、増幅回路１０３より入力される駆動信号を、駆動電圧として圧電基板１３へ出力する。

この波形整形回路１００によれば、振動用発振回路１０４で生成される駆動信号の周波数と、パルス幅発生回路１０６で生成されるパルス幅を任意に設定することにより、回路部品１３の動作に適した任意の駆動電圧波形を生成できる。

しかしながら、この従来の波形整形回路１００では、昇圧回路１０１と所要の電圧波形を得るための回路１０４、１０５、１０６の２種類の目的の回路を備えるために、トランスを含む大型回路部品が必要で、回路構成が複雑になるとともに、部品点数が増加しコスト高となるという問題があった。特に、持ち運びを行うポータブル機器には、可能な限りの軽量化と小型化が求められるので、トランスなどの大型部品を搭載することとなり、これらの要求に応じることができなかった。

更に、振動トリガーの入力有無にかかわらず、常に昇圧回路１０２において高電圧を発生させるので、漏電やショートなどの危険が増加し、これに加えて常に昇圧させるための電力を消費するので、バッテリーの寿命が短くなるものとなっていた。

本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、トランスを用いない簡単な回路で、低電圧電源の電圧を昇圧すると同時に、直流波形から任意の出力電圧波形を形成する波形整形回路を提供することを目的とする。

また、高電圧の出力電圧波形で負荷を駆動させる必要がある場合にのみ、電源電圧を昇圧することにより、回路内に常時高電圧が流れず、電力消費量を低下させる波形整形回路を提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１の波形整形回路は、直流電源に、充電用スイッチング素子を介して直列に接続されるインダクタと、充電用スイッチング素子に並列に接続されるキャパシタと、 インダクタからキャパシタの方向を順方向として、インダクタからキャパシタ間に配設される逆流防止素子と、直列に接続される放電用スイッチング素子とともに、キャパシタに並列に接続される放電用抵抗と、パルス幅とパルス休止幅をパルス繰り返し周期毎に設定したパルス制御信号を充電用スイッチング素子と放電用スイッチング素子の一方へ選択的に出力するコントローラとを備え、
パルス制御信号で充電用スイッチング素子若しくは放電用スイッチング素子をオンオフ制御することによりキャパシタの充電電圧を昇圧若しくは降圧制御し、キャパシタの両端に接続する一対の出力端子間に、直流電源の電圧を昇圧させた所要の出力電圧波形を形成することを特徴とする。

パルス制御信号で、充電用スイッチング素子をオンオフ制御すると、オフ制御の際にインダクタに発生する逆起電力により、インダクタからキャパシタを充電する充電電流が流れ、キャパシタの充電電圧が上昇する。充電用スイッチング素子がオン制御されている間、キャパシタからインダクタの方向に流れようとする放電電流は、逆流防止素子で遮断されるので充電電圧はほぼ保たれ、パルス制御信号によりオンオフ制御を繰り返すことにより、直流電源の電圧を昇圧した所要の充電電圧、すなわち出力電圧が得られる。

また、一度のオンオフ制御によりキャパシタに充電される充電電圧は、オン制御時間にほぼ比例するので、充電用スイッチング素子をオン制御するパルス制御信号のパルス幅若しくはパルス休止幅を任意に設定し、上昇する出力電圧の傾きを調整できる。

一方、放電用スイッチング素子をオン制御すると、キャパシタから放電用抵抗に放電電流が流れ、充電電圧が減少する。キャパシタに充電される充電電圧は、放電用スイッチング素子のオン制御時間にほぼ比例するので、放電用スイッチング素子をオン制御するパルス制御信号のパルス幅若しくはパルス休止幅を任意に設定し、降下する出力電圧の傾きを調整できる。

従って、パルス幅とパルス休止幅を繰り返し周期毎に設定したパルス制御信号で、充電用スイッチング素子若しくは放電用スイッチング素子の一方のオンオフ制御を選択的に繰り返すことにより、キャパシタの両端に直流電源の電圧を昇圧した出力電圧で、所要の出力電圧波形が得られる。

請求項２の波形整形回路は、キャパシタの両端と一対の出力端子間に、相互の接続を逆転させる切換接続手段を備え、一対の出力端子間に、キャパシタの充電電圧と逆極性の出力電圧波形を形成自在としたことを特徴とする。

キャパシタの両端と、一対の出力端子間相互の接続を切り替えることにより、一対の出力端子間にキャパシタの充電電圧と等しく逆極性の出力電圧を形成できるので、選択的に切り替えることにより、所要の電圧波形でキャパシタの充電電圧の２倍の出力電圧が得られる。

請求項３の波形整形回路は、パルス制御信号は、パルス幅変調により衝撃係数がパルス繰り返し周期毎に変化する被変調信号であることを特徴とする。

変調信号のデータによってパルス制御信号のパルス幅とパルス休止幅が定まるので、変調信号のデータで、充電用スイッチング素子と放電用スイッチング素子のオン、オフ制御時間を設定し、出力電圧の傾きを調整できる。

請求項４の波形整形回路は、所要の出力電圧波形の出力電圧で、一対の出力端子間に接続される振動素子を振動させることを特徴とする。

高電圧を加えて振動する振動素子であっても、低電圧電源を用い、所要の電圧波形で振動させることができる。

請求項５の波形整形回路は、振動素子は、タッチパネル入力装置のタッチパネルに固着された圧電基板であり、タッチパネルへの入力操作を検出した際に、所要の出力電圧波形の出力電圧で圧電基板を振動させることを特徴とする。

所要の電圧波形で圧電基板を振動させることができるので、操作に応じて種々の感触の操作感を操作者へ伝達できる。

請求項６の波形整形回路は、キャパシタは、一対の出力端子間に接続される負荷の内部容量で構成されることを特徴とする。

負荷の内部容量を利用して昇圧した出力電圧を形成するキャパシタとするので、別にキャパシタを回路上用意する必要がない。

請求項１の発明によれば、低電圧電源の電圧を昇圧するトランスを用いずに、高電圧を生成し、その昇圧と同時に所要の電圧波形を形成するので、大幅に回路構成が簡略化され、小型かつ安価に形成できる。

また、高電圧の出力電圧波形で負荷を駆動させる必要がある場合にのみ、充電用スイッチング素子をオンオフ制御し出力電圧を得るので、無駄な電力消費がなく、低電圧電源の寿命を大幅に延ばすことができる。

更に、回路内に常時高電圧が流れることがないので、安全な回路とすることができる。

これに加えて請求項２の発明によれば、相互の接続を切り換えるだけで、一対の出力端子間にキャパシタの充電電圧以上の高電圧の出力電圧がえられる。

これに加えて、請求項３の発明によれば、デジタル信号により、出力電圧の傾きを設定できるので、マイコンなどのコントローラによる制御に適するものとなる。

これに加えて請求項４の発明によれば、異なる出力電圧の電圧波形を振動素子に加えることにより、振動素子に種々の異なる感触の振動を発生させることができる。

これに加えて請求項５の発明によれば、タッチパネルへの操作内容、操作者の嗜好などに合わせて、種々の感触が得られるようにタッチパネルを振動させることができる。

これに加えて請求項６の発明によれば、負荷の内部容量を利用するので、キャパシタを別に回路上用意する必要がなく、更に簡単な回路で、昇圧と任意波形の出力電圧が得られる。

始めに、本発明に係る波形整形回路１の動作原理を図１と図２で説明する。図１（ａ）（ｂ）は、出力端子２ａ、２ｂ間に上昇する傾きの出力電圧を形成する動作を説明する回路図、図２は、出力端子２ａ、２ｂ間に降下する傾きの出力電圧を形成する動作を説明する回路図である。

これらの回路図において、３は、例えば５Ｖ程度の直流電源を供給する低電圧直流電源、４は、インダクタとなるコイル、５は、コイル４とともに低電圧直流電源３に直列に接続される充電用スイッチである。また、充電用スイッチ５と並列に、直列に接続されたダイオード６とキャパシタとなるコンデンサ７が接続される。ダイオード６は、コイル４からコンデンサ７の方向を順方向とする逆流防止素子であり、後述するように、コンデンサ７が充電された際に、その充電電圧によりコンデンサ７からコイル４へ放電電流が逆流しないようにするものである。

コンデンサ７の両端には、更に放電抵抗８と放電用スイッチ９が直列に接続され、また、ここでは、このコンデンサ７の両端がそのまま負荷１３に接続する出力端子２ａ、２ｂとなっている。

上昇する傾きの出力電圧を形成する際には、放電用スイッチ９は常に開放させる。この状態で、図１（ａ）に示すように、充電用スイッチ５を閉じると、コイル４を通して図中矢印で示す方向に電流が流れる。この電流は、充電用スイッチ５を閉じてからの時間とともに上昇する。

所定時間後に充電用スイッチ５を開き、コイル４に流れる電流を遮断すると、コイル４に電流を継続して流そうとする逆起電力が発生する。この逆起電力の電圧は、ダイオード６を介して接続される負荷１３の図示しない内部抵抗に依存するが、定数とすれば、充電用スイッチ５を閉じてから開くまでのオン時間にほぼ比例する。一方、ダイオード６は、コイル４からコンデンサ７の方向を順方向とするので、図１（ｂ）に示す矢印方向に充電電流が流れ、コイル４に発生する逆起電力により、コンデンサ７と負荷１３の内部容量１３ａが充電される。

その後、同様に充電用スイッチ５の開閉を繰り返すと、充電用スイッチ５を開きコイル４に流れる電流を遮断する毎に、コイル４に発生する逆起電力により、コンデンサ７と負荷１３の内部容量１３ａが充電され、充電電圧はその直前の充電電位より更にこの逆起電力で上昇する。尚、充電用スイッチ５を閉じコイル４に電流が流れている間に、コンデンサ７と負荷１３の内部容量１３ａから流れようとする放電電流は、ダイオード６で遮断されるので、その充電電圧は保たれる。

充電用スイッチ５を閉じた後開放させる一周期で、上昇する充電電圧は、その間の負荷１３の内部抵抗に流れる放電電流とすでに充電されている充電電圧を無視すれば、充電用スイッチ５を開放した際に発生する逆起電力にほぼ等しく、この逆起電力は、前述したように、充電用スイッチ５を閉じてから開くまでのオン時間にほぼ比例する。

すなわち、充電用スイッチ５を閉じた後開放させる一周期での充電電圧の上昇分は、充電用スイッチ５を閉じ操作するオン時間により定められ、これを繰り返すことにより、充電電圧の上昇する任意の傾きが得られ、また、この充電電圧は、低電圧直流電源３から昇圧した任意の電圧とすることができる。

従って、コンデンサ７の両端に出力端子２ａ、２ｂを接続し、コンデンサ７の充電電圧を出力電圧とすれば、直流の低電圧を昇圧すると同時に、上昇する任意の傾きの出力電圧波形が得られる。

一方、降下する傾きの出力電圧を形成する際には、図２に示すように、充電用スイッチ５を常に開放させる。この状態で、図２に示すように、放電用スイッチ９を閉じると、放電抵抗８を通して図中矢印で示す方向に放電電流が流れる。放電用スイッチ９を閉じた後のｔ時間後のコンデンサ７の充電電圧Ｖｔは、閉じる前のコンデンサ７の充電電圧をＶ０、コンデンサ７の容量と負荷１３の内部容量１３ａの和をＣ、放電抵抗８の抵抗値をＲとすれば、

と、経過時間ｔの関数として表される。

すなわち、充電電圧の降下分は、放電用スイッチ９を閉じ操作するオン時間により定められ、これを所定期間内で繰り返すことにより、充電電圧の下降する任意の傾きが得られる。

従って、出力端子２ａ、２ｂ間に表れる出力電圧は、上昇する傾きと下降する傾きが、それぞれ充電用スイッチ５と放電用スイッチ９を開閉制御することにより任意に得られ、これらの制御を連続させることにより、低電圧直流電源３から昇圧させた所要の出力電圧波形を得ることができる。

尚、負荷１３の内部抵抗が小さく、内部抵抗に放電電流が流れることによりコンデンサ７の充電電圧の電圧波形が一定の傾きで下降し、その傾きが、得ようとする出力電圧波形の下降方向の最大傾きより大きい場合には、負荷１３の内部抵抗が放電抵抗８を代用するので、図１の充電行程を併用することによってその傾きを調整することができ、放電抵抗８と放電用スイッチ９を省略することができる。

以下、上述の動作原理を利用し、５Ｖの直流低圧電源から±１００Ｖの正弦電圧波形の出力電圧を形成する本発明の一実施の形態に係る波形整形回路２０を、図３乃至図９を用いて説明する。本実施の形態において、上述の動作原理を説明した波形整形回路１と同一若しくは相当する構成については、同一の番号を付してその説明を省略する。

図３乃至図６に示すように、波形整形回路２０は、コントローラ２１のポートＰ０、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３から出力される制御信号と、ＰＷＭ出力端子から出力されるパルス制御信号により制御される６種類のスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６）を備えている。

このうち、コイル４とコンデンサ７の接地側電極７ｂ（グランド）間に配設されるスイッチＳＷ２が充電用スイッチ５に相当し、コンデンサ７の高圧側電極７ａと接地側電極７ｂに配設されるスイッチＳＷ４が放電用スイッチ９に相当するものとなる。スイッチＳＷ２には、スイッチＳＷ１を閉じ制御することによりＰＷＭ出力端子から出力されるパルス制御信号が入力され、後述するようにパルス制御信号に従って開閉する。また、スイッチＳＷ４には、スイッチＳＷ３を閉じ制御することにより同じＰＷＭ出力端子から出力されるパルス制御信号が入力され、入力されたパルス制御信号に従って同様に開閉する。

スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ３は、電圧波形を形成する間、いずれか一方が選択的に閉じ制御され、従って、スイッチＳＷ２、ＳＷ４のいずれか一方がパルス制御信号により開閉し、パルス制御信号が入力されない他方は、開放状態を保っている。また、スイッチＳＷ２、ＳＷ４は、パルス制御信号のパルスが入力されている間、閉じ、パルスが休止している間、開放するように制御されるが、パルスが休止している間、閉じ、パルスが入力されている間、開放するものであってもよい。

スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ３は、それぞれ、ポートＰ２とポートＰ３から「Ｈ」レベルの制御信号が出力されている間、閉じ制御され、「Ｌ」レベルの制御信号が出力されている間、開放制御される。

スイッチＳＷ５のコモン端子は、負荷１３に接続する一方の出力端子２２ａとなり、また、スイッチＳＷ６のコモン端子は、負荷１３に接続する他方の出力端子２２ｂとなっている。出力端子２２ａとの接続が切り換えられるスイッチＳＷ５の切換端子２３ａ、２３ｂは、それぞれコンデンサ７の両端である高圧側電極７ａと接地側電極７ｂに電気接続し、また、同様に、出力端子２２ｂとの接続が切り換えられるスイッチＳＷ６の切換端子２４ａ、２４ｂも、それぞれコンデンサ７の両端である高圧側電極７ａと接地側電極７ｂに電気接続している。

スイッチＳＷ５とスイッチＳＷ６は、それぞれ、ポートＰ０とポートＰ１から出力される制御信号により切換制御され、「Ｈ」レベルの制御信号が出力されている間、各コモン端子２２ａ、２２ｂを高圧側電極７ａに接続する切換端子２３ａ、２４ａ側に、「Ｌ」レベルの制御信号が出力されている間、各コモン端子２２ａ、２２ｂを、接地側電極７ｂに接続する切換端子２３ｂ、２４ｂ側に切り換える。

出力端子間２２ａ、２２ｂに接続される負荷１３は、ここでは図８に示すタッチパネル入力装置１０のタッチパネル１１に固着された圧電基板であり、圧電基板１３を駆動する一対の電極に出力端子２２ａ、２２ｂが接続されている。

タッチパネル入力装置１０は、タッチパネル１１への押圧位置を検出し、その押圧位置データを出力するもので、タッチパネルを構成する可動板１１と支持基板１２とが、僅かな間隙を隔てて積層されている。可動板１１と支持基板１２の対向面には、均一な抵抗被膜で構成された導電体層が被着され、可動板１１を押圧操作することにより、押圧位置で導電体層間が接触、導通することから、押圧操作とその押圧位置を電気的に検出している。

圧電基板１３は、タッチパネル入力装置１０が押圧位置を検出した際に振動する振動素子であり、自らが振動することによりタッチパネル１１を振動させ、タッチパネル１１に触れる指から操作者へ押圧位置が検出されたことを伝えるものである。図示するように、ここでは可動板１１の背面に、細長帯状の圧電基板１３が固着され、その表裏に形成された駆動電極間に出力端子２２ａ、２２ｂから出力される出力電圧を印加する。以下の方法で、出力端子２２ａ、２２ｂ間に形成する±１００Ｖ程度の正弦波形の駆動電圧が加えられると、圧電基板１３は、矢印で示す厚み方向に撓み、固着したタッチパネル１１を、押圧操作している指でも充分感触しうる大きな振幅で振動させる。

このような圧電基板１３を出力端子２２ａ、２２ｂ間に接続する負荷とすると、圧電基板１３が、１０Ｍ乃至２０ＭΩの内部抵抗と大きな内部容量を有するので、コンデンサ７の充電電圧はすみやかに下降せず、そこで、得ようとする出力電圧波形の下降方向の傾きと一致させるように、スイッチＳＷ４と放電抵抗８を用いて強制的にその充電電圧を下降させている。尚、更に急速に充電電圧を降下させる場合には、放電抵抗８を接続せず、スイッチＳＷ４の内部抵抗やコンデンサ７とスイッチＳＷ４を接続する導電パターンの抵抗を放電抵抗８としてもよい。

本実施の形態では、図７（ｈ）に示す正弦電圧波形を形成するために、１波形の周期をＰｈａｓｅ１乃至Ｐｈａｓｅ８の８種類のＰｈａｓｅに分割し、各Ｐｈａｓｅ毎にスイッチＳＷ１乃至スイッチＳＷ６を開閉制御する。

ＰＷＭ出力端子から出力されるパルス制御信号は、パルス幅変調により１周期に対するパルス幅の比率であるデューティ比（衝撃関数）を、各周期毎に変調信号で変化させた被変調信号であり、Ｐｈａｓｅ１乃至Ｐｈａｓｅ８毎に異なるパルス変調信号が割り当てられる。パルス制御信号の周波数は、ここでは２０．８０ｋＨｚと各Ｐｈａｓｅで同一であり、各Ｐｈａｓｅ毎に、２周期のパルス制御信号を１ユニットとするユニット数を設定し、Ｐｈａｓｅ毎の長さを異ならせている。これにより、８種類のＰｈａｓｅから任意の周期の電圧波形を形成することができる。

また、パルス制御信号のデューティ比は、連続する１周期毎に一定の割合で増減し、各Ｐｈａｓｅ毎にこの増減数が設定されている。つまり、デューティ比の初期値及びその増減数と連続するユニット数をＰｈａｓｅ毎に設定することにより、パルス制御信号の１周期毎にパルス幅を決定する従来のパルス幅変調方式に比べ、限られた変調データを用いて、他種類のパルス幅とパルス休止幅の組み合わせを設定できる。

Ｐｈａｓｅ１とＰｈａｓｅ２では、図７（ｈ）に示す正弦電圧波形のゼロクロス位置から極大値をわずかに超えた位置までの電圧波形を形成するもので、図７（ａ）乃至（ｄ）に示すように、ポートＰ０、Ｐ２を「Ｈ」レベル、ポートＰ１、Ｐ３を「Ｌ」レベルとして、スイッチＳＷ１を閉じ制御、スイッチＳＷ３を開制御、スイッチＳＷ５のコモン端子２２ａを切換端子２３ａに、スイッチＳＷ６のコモン端子２２ｂを切換端子２４ｂ側に切り換え制御している（図３参照）。

これにより、スイッチＳＷ２は、ＰＷＭ出力端子から出力されるパルス制御信号により開閉制御されると同時に、放電抵抗８がコンデンサ７との接続から切り離され、スイッチＳＷ２が開閉を繰り返す毎に、コンデンサ７への充電が繰り返される。

Ｐｈａｓｅ１で出力されるパルス制御信号は、２１ユニット分の長さ、すなわち１ユニットの長さが９６μｓｅｃであるので約２ｍｓｅｃの長さとなり、コンデンサ７の充電電圧が正弦波形のゼロクロス位置から極大値までを描いて増加するように、各周期のパルス制御信号のパルス幅とパルス休止幅が設定される。

一方、コンデンサ７の充電電圧は、その両端を圧電基板１３に接続する出力端子２２ａ、２２ｂに接続しているので、充電を繰り返している間を含め、常に圧電基板１３の内部抵抗を放電電流が流れ、降下しようとしている（以下この降下減少を自然放電という）。また、コイル４に同一の逆起電力が発生する場合しても、充電電圧の上昇は充電電圧に依存し、充電電圧が低い間は簡単に上昇するが、充電電圧が高くなるほど上昇しにくいものとなっている。

このため、充電電圧の電圧波形を上昇する傾きの正弦波形とする場合には、充電電圧が低い間は、デューティー比の小さいパルス制御信号でスイッチＳＷ２のオン時間を短く、充電電圧が上昇するにしたがって、デューティー比を徐々に大きくスイッチＳＷ２のオン時間を長く調整して、発生する逆起電力を上げる必要があり、Ｐｈａｓｅ１で出力されるパルス制御信号は、図７（ｅ１）に拡大して示すように、各周期のデューティー比をその直前の１周期のデューティー比に対して一定の割合で増加させている。

Ｐｈａｓｅ１のパルス制御信号で充電を繰り返すことにより、Ｐｈａｓｅ１を終了した時点で、図７（ｇ）に示すように、コンデンサ７の高圧側電極７ａと接地側電極７ｂ間に＋１００Ｖの充電電圧が充電される。

Ｐｈａｓｅ２では、コンデンサ７の充電電圧波形が、正弦波形の極大値からその傾きが自然放電による傾きに一致する位置までを描くように、ここでは７ユニット分の長さのパルス制御信号が出力される。すなわち、この期間では、自然放電により充電電圧は降下するが、自然放電により降下する充電電圧の波形は、正弦波形として極大値から連続させる充電電圧の波形より低いので、スイッチＳＷ２をパルス制御信号により開閉制御し、コンデンサ７の充電を繰り返して、正弦波に一致する充電電圧を得るものである。

従って、Ｐｈａｓｅ２のパルス制御信号は、１番目の周期のデューティー比がＰｈａｓｅ１の最後の周期のデューティー比にほぼ等しく、最後の周期のデューティー比がほぼ０％に収束するように、各周期のデューティー比をその直前の１周期のデューティー比に対して一定の割合で減少させている（図７（ｅ１）参照）。

Ｐｈａｓｅ３とＰｈａｓｅ４では、充電電圧の電圧波形を、図７（ｈ）に示す正弦電圧波形の自然放電による傾きに一致する位置から次のゼロクロス位置までの電圧波形を形成するもので、Ｐｈａｓｅ１とＰｈａｓｅ２の制御信号の出力状態から、ポートＰ３を「Ｈ」レベル、ポートＰ２を「Ｌ」レベルとして、図４に示すように、スイッチＳＷ１を開制御、スイッチＳＷ３を閉じ制御している。

これにより、スイッチＳＷ２は、ＰＷＭ出力端子から切り離されると同時に、スイッチＳＷ４が出力されるパルス制御信号により開閉制御され、パルス制御信号のパルスを入力する間、コンデンサ７の充電電圧が放電抵抗８を流れる放電電流により下降する。

このＰｈａｓｅ３とＰｈａｓｅ４の期間中は、自然放電により降下する充電電圧より、正弦波形とするための充電電圧が低いので、放電抵抗８にパルス制御信号で制御する時間、放電電流を流して強制的に充電電圧を降下させ、正弦波形に一致する充電電圧を得るものである。

Ｐｈａｓｅ３では、正弦波形の自然放電による傾きと一致する位置（Ｐｈａｓｅ２の終了位置）から、コンデンサ７の充電電圧波形が、連続して正弦波形に近似した波形を描くように、ここでは７ユニット分の長さのパルス制御信号がスイッチＳＷ４へ出力される。放電抵抗８をコンデンサ７に並列に接続し、コンデンサ７の充電電圧を下降させる際には、充電の場合とは逆に、充電電圧が高い間は簡単に下降するが、充電電圧が低くなるほど下降させにくくなる。従って、Ｐｈａｓｅ３のパルス制御信号は、１番目の周期のデューティー比を０％とし、Ｐｈａｓｅ３内の最後の周期まで、一定の割合でデューティー比を増加させている（図７（ｆ１）参照）。

Ｐｈａｓｅ３によるパルス制御信号で放電制御を繰り返し、ある程度まで充電電圧が低下すると、上述したのように充電電圧は下降しにくくなる。そこで、Ｐｈａｓｅ４によるパルス制御信号では、最初の周期のデューティー比をＰｈａｓｅ３でのパルス制御信号に比べて大幅に上昇させた４０％のデューティー比とし、更に９ユニットからなる最後の周期まで、一定の割合でデューティー比を増加させている（図７（ｆ１）参照）。

Ｐｈａｓｅ４のパルス制御信号による放電制御が終了すると、コンデンサ７の充電電圧は、ほぼ０Ｖまで下降し、これによりコンデンサ７の両端に、図７（ｇ）に示すように、正弦波形の半波を近似した電圧波形が得られる。スイッチＳＷ５のコモン端子（出力端子）２２ａは切換端子２３ａに、スイッチＳＷ６のコモン端子（出力端子）２２ｂは切換端子２４ｂ側に接続し、切換端子２４ｂは接地されているので、出力端子２２ａと出力端子２２ｂ間に出力端子２２ａを＋側とする正弦波形の半波を電圧波形とする出力電圧が表れる。

以上の方法によれば、コンデンサ７の充電電圧を低圧の直流電圧を昇圧するとともに、昇降圧させる傾きを任意に設定できるので、充電電圧をそのまま出力電圧として、昇圧した任意の出力電圧波形が得られるが、本実施の形態では、更に、Ｐｈａｓｅ５からＰｈａｓｅ８で、コンデンサ７の両端７ａ、７ｂに、Ｐｈａｓｅ１からＰｈａｓｅ４で形成した充電電圧と同一の充電電圧を形成するとともに、コンデンサ７の両端７ａ、７ｂと、一対の出力端子２２ａ、２２ｂ間相互の接続をスイッチＳＷ５、ＳＷ６で切り替えることにより、一対の出力端子２２ａ、２２ｂ間にコンデンサ７の充電電圧と等しく逆極性の出力電圧を形成し、コンデンサ７の充電電圧の２倍の出力電圧を得ている。

すなわちＰｈａｓｅ５からＰｈａｓｅ８では、図７（ｃ）（ｄ）に示すように、Ｐｈａｓｅ１からＰｈａｓｅ４の制御信号の出力状態から、ポートＰ０を「Ｌ」レベル、ポートＰ１を「Ｈ」レベルとして、図５、図６に示すように、スイッチＳＷ５のコモン端子２２ａを切換端子２３ｂに、スイッチＳＷ６のコモン端子２２ｂを切換端子２４ａ側に切り換え制御している。

その他のスイッチＳＷの制御信号、及びＰＷＭ出力端子から出力されるパルス制御信号は、Ｐｈａｓｅ５がＰｈａｓｅ１に、Ｐｈａｓｅ６がＰｈａｓｅ２に、Ｐｈａｓｅ７がＰｈａｓｅ３に、Ｐｈａｓｅ８がＰｈａｓｅ４にそれぞれ対応して同一であり、これによりＰｈａｓｅ５からＰｈａｓｅ８の間で、図７（ｇ）に示すように、コンデンサの７の両端７ａ、７ｂに、Ｐｈａｓｅ１からＰｈａｓｅ４と同一の正弦波形の半波の電圧波形が表れる。

その結果、図７（ｈ）に示すように、出力端子２２ａ、２２ｂには、出力端子２２ａ側を−側とする正弦波形の半波を電圧波形とする出力電圧が表れ、Ｐｈａｓｅ１からＰｈａｓｅ４間で形成された出力電圧に連続させることにより、±１００Ｖの正弦波形が形成され、更にＰｈａｓｅ１からＰｈａｓｅ８を繰り返すことにより、任意の時間発振する正弦波形の出力電圧が得られる。

出力端子２２ａ、２２ｂに駆動電極を接続させた圧電基板１２は、この±１００Ｖの正弦波形の出力電圧を駆動電源として振動し、固着するタッチパネル１１を振動させる。

同様にして、１波形を形成するＰｈａｓｅ数、各Ｐｈａｓｅで出力されるパルス制御信号、スイッチＳＷの制御信号を任意に設定することにより、同一の波形整形回路２０を用いて種々の出力電圧波形を形成できる。

例えば、操作者がタッチパネル１１を押圧している指で感じる振動の間隔は、圧電基板１３を駆動する駆動電圧の電圧波形により大きく異なるので、振動させる目的、操作者の嗜好により、図９に例示するような種々の電圧波形を形成し、圧電基板１３を振動させることが可能となる。

図９（ａ）は、操作者に皿バネで支持される押ボタンを押圧した際に生じるクリック感に類似した感触を与える出力電圧波形で、押圧を検出した後、５乃至１０ｍｓｅｃ幅のパルスを２回発生させるものである。これにより、タッチパネル１１は、瞬間的に２度振動する。

図９（ｂ）は、上述の実施の形態より、更に周波数を上昇させた２０乃至３０ｋＨｚの正弦波交流の出力電圧波形で、タッチパネル１１に、同じ周波数の正弦波振動が表れる。これにより、操作者は、振動モータでタッチパネル１１を振動させたような振動の感触を受ける。

図９（ｃ）は、数１００μｓｅｃの周期の交流の出力電圧波形で、同じ周期でタッチパネル１１振動する。タッチパネル１１の振動周波数は、数ｋｈｚとなるので、その振動の感触は指から得られないが、可聴帯域周波数であるので、タッチパネル１１がガラス基板等であると振動による操作音が発生する。従って、入力操作感は、音の発生によっても、操作者へ伝達することができ、この場合に、操作音を発生させる為のスピーカを設ける必要がない。

図９（ｄ）は、同図（ａ）と（ｃ）の出力電圧波形を組み合わせたもので、操作者は、始めにクリック感を指先から得て、その後、耳から操作音を聞くことで、押圧操作を確認できる。

尚、上述の実施の形態では、スイッチＳＷ５とスイッチＳＷ６を、ポートＰ０、ポートＰ１の制御信号で相互に独立して切換制御するので、出荷時、タッチパネル入力装置１０を使用しない電源ＯＦＦ時に、圧電基板１３に接続する出力端子２２ａと出力端子２２ｂ
とを、いずれも高圧側の切換端子２３ａ、２４ａ、若しくは接地側の切換端子２３ｂ、２４ｂに切り換えることができる。従って、圧電基板１３の不使用時は、圧電基板１３の駆動電極間が短絡させることができ、駆動電極間に不用意に直流が流れることによる圧電基板１３の消極を防止できる。

また、上述の実施の形態では、出力端子２２ａ、２２ｂ間に接続される負荷１３と別にコイル４の逆起電力で充電されるコンデンサ７を備えているが、コンデンサ７と並列に接続される負荷１３の内部容量にも、同じ充電電圧が充電されるので、負荷１３の内部容量をコイル４の逆起電力で充電されるキャパシタとして、コンデンサ７を省略してもよい。

更に、上述の実施の形態では、ＰＷＭ出力端子から出力される共通のパルス制御信号で、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ４をそれぞれ開閉制御しているが、スイッチＳＷ２を開閉制御するパルス制御信号と、スイッチＳＷ４を開閉制御するパルス制御信号を２種類生成しておき、いずれか一方を対応するスイッチＳＷ２若しくはＳＷ４へ出力するようにしてもよい。

本発明は、直流低電圧電源を電源として、高電圧の所定電圧波形で動作する回路部品へ出力電圧を出力する波形整形回路に適している。

上昇する傾きの出力電圧を形成する本発明の動作原理を説明する回路図である。 降下する傾きの出力電圧を形成する本発明の動作原理を説明する回路図である。 波形整形回路２０のＰｈａｓｅ１とＰｈａｓｅ２における各スイッチＳＷの動作状態を示す回路図である。 波形整形回路２０のＰｈａｓｅ３とＰｈａｓｅ４における各スイッチＳＷの動作状態を示す回路図である。 波形整形回路２０のＰｈａｓｅ５とＰｈａｓｅ６における各スイッチＳＷの動作状態を示す回路図である。 波形整形回路２０のＰｈａｓｅ７とＰｈａｓｅ８における各スイッチＳＷの動作状態を示す回路図である。 Ｐｈａｓｅ１からＰｈａｓｅ８の間の波形整形回路２０の各部（ａ）乃至（ｈ）の波形を示す波形図である。 タッチパネル入力装置１０の概略構成を示す分解斜視図である。 圧電基板１３を駆動させる種々の出力電圧波形を示す波形図である。 昇圧回路を備えた従来の波形整形回路１００のブロック図である。

符号の説明

１、２０ 波形整形回路
２ａ、２ｂ 出力端子
３ 直流電源（直流低電圧電源）
４ インダクタ（コイル）
５ 充電用スイッチング素子
６ 逆流防止素子（ダイオード）
７ キャパシタ（コンデンサ）
８ 放電用抵抗
９ 放電用スイッチング素子
１０ タッチパネル入力装置
１１ タッチパネル
１３ 振動素子（圧電基板）
２１ コントローラ
２２ａ、２２ｂ 出力端子
ＳＷ５、ＳＷ６ 切換接続手段

Claims (6)

1. 直流電源（３）に、充電用スイッチング素子（５）を介して直列に接続されるインダクタ（４）と、
   充電用スイッチング素子（５）に並列に接続されるキャパシタ（７）と、
   インダクタ（４）からキャパシタ（７）の方向を順方向として、インダクタ（４）からキャパシタ（７）間に配設される逆流防止素子（６）と、
   直列に接続される放電用スイッチング素子（９）とともに、キャパシタ（７）に並列に接続される放電用抵抗（８）と、
   パルス幅とパルス休止幅をパルス繰り返し周期毎に設定したパルス制御信号を充電用スイッチング素子（５）と放電用スイッチング素子（９）の一方へ選択的に出力するコントローラ（２１）とを備え、
   パルス制御信号で充電用スイッチング素子（５）若しくは放電用スイッチング素子（９）をオンオフ制御することによりキャパシタ（７）の充電電圧を昇圧若しくは降圧制御し、キャパシタ（７）の両端に接続する一対の出力端子（２ａ、２ｂ）間に、直流電源（３）の電圧を昇圧させた所要の出力電圧波形を形成することを特徴とする波形整形回路。
2. キャパシタ（７）の両端と一対の出力端子（２２ａ、２２ｂ）間に、相互の接続を逆転させる切換接続手段（ＳＷ５、ＳＷ６）を備え、
   一対の出力端子（２２ａ、２２ｂ）間に、キャパシタ（７）の充電電圧と逆極性の出力電圧波形を形成自在としたことを特徴とする請求項１に記載の波形整形回路。
3. パルス制御信号は、パルス幅変調により衝撃係数がパルス繰り返し周期毎に変化する被変調信号であることを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか１項に記載の波形整形回路。
4. 所要の出力電圧波形の出力電圧で、一対の出力端子（２２ａ、２２ｂ）間に接続される振動素子を振動させることを特徴とする請求項３に記載の波形整形回路。
5. 振動素子は、タッチパネル入力装置（１０）のタッチパネル（１１）に固着された圧電基板（１３）であり、タッチパネル（１１）への入力操作を検出した際に、所要の出力電圧波形の出力電圧で圧電基板（１３）を振動させることを特徴とする請求項４に記載の波形整形回路。
6. キャパシタ（７）は、一対の出力端子（２２ａ、２２ｂ）間に接続される負荷の内部容量で構成されることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の波形整形回路。

Images