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Die vorliegende Anmeldung betrifft Sperrwandler, insbesondere eine Synchrongleichrichtungssteuerung für Sperrwandler.
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Ein Sperrwandler ist ein durch einen Transformator isolierter Wandler basierend auf der Tiefsetz-Hochsetz-Topologie. In einem Sperrwandler ist ein Schalter in Reihe zu der Transformatorprimärseite geschaltet. Der Transformator wird dazu verwendet, während Einschaltdauern des primärseitigen Schalters Energie zu speichern, und bietet eine Isolation zwischen der Eingangsspannungsquelle und der Ausgangsspannung. Im eingeschwungenen Zustand des Betriebs, wenn der Primärschalter für eine Zeitdauer TON eingeschaltet ist, wird eine Diode auf der Sekundärseite während der TON-Dauer in Sperrrichtung gepolt und der Transformator verhält sich wie eine Induktivität. Der Wert dieser Induktivität ist gleich der primärseitigen Magnetisierungsinduktivität LM des Transformators, und die gespeicherte Magnetisierungsenergie von der Eingangsspannung. Damit steigt der Strom in dem primären Transformator (der Magnetisierungsstrom IM ) linear von einem Anfangswert auf einen Spitzenwert an. Da die Diode auf der Sekundärseite in Sperrrichtung gepolt wird, wird der Laststrom durch einen Ausgangskondensator auf der Sekundärseite zur Verfügung gestellt. Der Wert des Ausgangskondensators ist idealerweise groß genug, um den Laststrom für die Zeitdauer TON zur Verfügung zu stellen, bei einem maximalen spezifizierten Abfallen der Ausgangsspannung.
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Um die Effizienz des Systems zu erhöhen, verwenden Sperrwandler üblicherweise Synchrongleichrichtungs-(Synchronous Rectification, SR)-Controller und einen sekundärseitigen SR-Leistungs-MOSFET. Der sekundärseitige SR-Leistungs-MOSFET wird synchron zu dem primärseitigen Leistungs-MOSFET ein- und ausgeschaltet. Einige herkömmliche sekundärseitige Controller haben einen SR-Erfassungspin, der dazu verwendet wird, eine Spannung zu erfassen, um den SR-Leistungs-MOSFET auf der Sekundärseite auszuschalten, und der eine hohe Durchbruchsspannungsanforderung (wie beispielsweise bis zu 120V oder sogar höher) hat, so dass die Chiptechnologie, die dazu verwendet wird, den sekundärseitigen Controller zu realisieren, sehr hohe Spannung unterstützen muss. Der SR-Erfassungspin wird zur Spannungserfassung verwendet und soll einen Vergleich mit einer sehr niedrigen negativen Schwellenspannung (beispielsweise um -10mV bei einer Genauigkeit von 10uV) ermöglichen, was mit Standard-Chiptechnologien sehr schwierig zu realisieren ist. Andere herkömmliche sekundärseitige Controller benötigen keine Hochspannungstechnologie für die Controller und müssen nicht mit einer sehr niedrigen negativen Schwellenspannung vergleichen, um zu detektieren, wann der sekundärseitige SR-Leistungs-MOSFET ausgeschaltet werden soll. Allerdings leiden diese Controller unter einer Variation der Einschwingzeit, was bewirkt, dass die Messung der reflektierten Eingangsspannung von der Sekundärseite des Transformators, insbesondere bei einer hohen Frequenz und einer hohen Eingangsspannung, einen gewissen Fehler haben kann. Diese Variation beeinflusst die Berechnung des Ablaufs des Einschaltens des sekundärseitigen SR-Leistungs-MOSFET erheblich. Fehler bei der Berechnung der SR-Einschaltzeit sind problematisch und führen zu einem ineffizienten Betrieb. Entsprechend sind herkömmliche sekundärseitige Controller für Anwendungen realisiert, die innerhalb eines relativ schmalen Arbeitsbereichs arbeiten. Es sind daher verbesserte sekundärseitige Controller und SR-Steuerverfahren wünschenswert.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Betreiben eines Sperrwandlers, der einen primärseitigen Schalter, der an eine primärseitige Wicklung eines Transformators angeschlossen ist, und einen sekundärseitigen Schalter, der an eine sekundärseitige Wicklung des Transformators angeschlossen ist, aufweist, umfasst das Verfahren: das Steuern des primärseitigen Schalters, um während Einschaltdauern des primärseitigen Schalters Energie in dem Transformator zu speichern; das Einschalten des sekundärseitigen Schalters synchron zum Ausschalten des primärseitigen Schalters, um Energie von dem Transformator zu der Sekundärseite zu übertragen; das Ermitteln eines Ausschaltzeitpunkts des sekundärseitigen Schalters basierend auf einer reflektierten Eingangsspannung, die an der sekundärseitigen Wicklung gemessen wird, wenn der primärseitige Schalter eingeschaltet ist; das Berücksichtigen einer Einschwingzeit der reflektierten Eingangsspannung beim Ermitteln des Ausschaltzeitpunkts des sekundärseitigen Schalters, so dass die Einschwingzeit einen geringen oder keinen Effekt auf den Ausschaltzeitpunkt hat; und Ausschalten des sekundärseitigen Schalters basierend auf dem Ausschaltzeitpunkt.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers umfasst der Sperrwandler einen primärseitigen Schalter, der an eine primärseitige Wicklung eines Transformators angeschlossen ist, einen sekundärseitigen Schalter, der an eine sekundärseitige Wicklung des Transformators angeschlossen ist, einen primärseitigen Controller, der dazu ausgebildet ist, den primärseitigen Schalter zu steuern, um Energie in dem Transformator während Einschaltdauern des primärseitigen Schalters in dem Transformator zu speichern, und einen sekundärseitigen Controller. Der sekundärseitige Controller ist dazu ausgebildet, den sekundärseitigen Schalter synchron mit dem Ausschalten des primärseitigen Schalters einzuschalten, um Energie von dem Transformator zu der Sekundärseite zu übertragen; einen Ausschaltzeitpunkt des sekundärseitigen Schalters basierend auf einer an der sekundärseitigen Wicklung gemessenen reflektierten Eingangsspannung zu bestimmen, wenn der primärseitige Schalter eingeschaltet ist; eine Einschwingzeit der reflektierten Eingangsspannung beim Bestimmen des Ausschaltzeitpunkts des sekundärseitigen Schalters zu berücksichtigen, so dass die Einschwingzeit einen geringen oder keinen Effekt auf den Ausschaltzeitpunkt hat; und den sekundärseitigen Schalters basierend auf dem Ausschaltzeitpunkt auszuschalten.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines sekundärseitigen Controllers für einen Sperrwandler, der einen an eine primärseitige Wicklung eines Transformators angeschlossenen primärseitigen Schalter und einen an eine sekundärseitige Wicklung des Transformators angeschlossenen sekundärseitigen Schalter umfasst, umfasst der sekundärseitige Controller eine Schaltung, die dazu ausgebildet ist, den sekundärseitigen Schalter synchron mit dem Ausschalten des primärseitigen Schalters einzuschalten, um Energie von dem Transformator auf die Sekundärseite zu übertragen; einen Ausschaltzeitpunkt des sekundärseitigen Schalters basierend auf einer an der sekundärseitigen Wicklung gemessenen reflektierten Eingangsspannung, wenn der primärseitige Schalter eingeschaltet ist, zu bestimmen; eine Einschwingzeit der reflektierten Eingangsspannung beim Bestimmen des Ausschaltzeitpunkts des sekundärseitigen Schalters zu berücksichtigen, so dass die Einschwingzeit einen geringen oder keinen Effekt auf den Ausschaltzeitpunkt hat; und den sekundärseitigen Schalter basierend auf dem Ausschaltzeitpunkt auszuschalten.
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Fachleute werden zusätzliche Merkmale und Vorteile beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung und beim Betrachten der beigefügten Zeichnungen erkennen.
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Die Elemente der Zeichnungen sind nicht maßstabsgerecht relativ zueinander. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele können miteinander kombiniert werden, sofern sie sich nicht gegenseitig ausschließen. Ausführungsbeispiele sind in den Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung erläutert.
- 1 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Sperrwandlers mit einer kompensierten sekundärseitigen SR-Schalter-Steuerung.
- 2 veranschaulicht ein Signalverlaufsdiagramm des Steuerverfahrens für den sekundärseitigen SR-Schalter.
- 3 veranschaulicht ein Schaltbild eines analogen Ausführungsbeispiels des kompensierten Steuerverfahrens für den sekundärseitigen SR-Schalter.
- 4 bis 6 veranschaulichen verschiedene Szenarien, die durch das kompensierte Steuerverfahren für den sekundärseitigen SR-Schalter beherrscht werden.
- 7 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels des kompensierten Steuerverfahrens für den sekundärseitigen SR-Schalter.
- 8 veranschaulicht ein Schaltbild eines digitalen Ausführungsbeispiels des kompensierten Steuerverfahrens für den sekundärseitigen SR-Schalter.
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Die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele kompensieren den Einschwingzeitanteil des primärseitigen Schalters eines Sperrwandlers und nutzen diese Kompensation, um die Einschaltdauer des sekundärseitigen SR-Schalters einzustellen. Bei einigen Ausführungsbeispielen wird eine vorherige oder eine aktuelle durch Abtasten erhaltene Eingangsspannungsinformation dazu verwendet, um die Einschaltdauer des sekundärseitigen SR-Schalters zu modifizieren. Bei anderen Ausführungsbeispielen wird eine korrekte Eingangsspannungsinformation aus dem vorangehenden Schaltzyklus (der eingeschwungenen Spannung) erhalten und der Ausschaltzeitpunkt des SR-Schalters auf der Sekundärseite wird für den nächsten Zyklus basierend auf dieser Information optimiert. Allgemein wird der primärseitige Schalter gesteuert, um Energie in dem Sperrwandler-Transformator während Einschaltdauern des primärseitigen Schalters zu speichern. Der sekundärseitige Schalter wird synchron mit dem Ausschalten des primärseitigen Schalters geschaltet um Energie von dem Transformator auf die Sekundärseite des Sperrwandlers zu übertragen. Der Ausschaltzeitpunkt des sekundärseitigen Schalters, der am Ende der Einschaltdauer des sekundärseitigen Schalters auftritt, wird ermittelt basierend auf der an der sekundärseitigen Wicklung gemessenen reflektierten Eingangsspannung des Sperrwandlers, wenn der primärseitige Schalter eingeschaltet ist. Die Einschwingzeit der reflektierten Eingangsspannung wird beim Bestimmen des Ausschaltzeitpunkts des sekundärseitigen Schalters berücksichtigt, so dass die Einschwingzeit einen geringen oder keinen Effekt auf den Ausschaltzeitpunkt hat. Der sekundärseitige Schalter wird basierend auf dem (kompensierten) Ausschaltzeitpunkt ausgeschaltet.
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1 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers, der einen primärseitigen Schalter Q1, der an eine primärseitige Wicklung Wp eines Transformators 100 angeschlossen ist, einen sekundärseitigen Q2, der an eine sekundärseitige Wicklung Ws des Transformators 100 angeschlossen ist, und einen primärseitigen Controller 102, der dazu ausgebildet ist, den primärseitigen Schalter Q1 zu steuern, um während Einschaltdauern des primärseitigen Schalters Q1 Energie in dem Transformator 100 zu speichern, aufweist. Die primärseitigen und sekundärseitigen Schalter Q1, Q2 sind in 1 als Leistungs-MOSFETs mit integrierten Dioden dargestellt. Allerdings können beliebige geeignete Leistungstransistoren für die primärseitigen und sekundärseitigen Schalter Q1, Q2 verwendet werden, wie beispielsweise Leistungs-MOSFETs, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), HEMTs (High-Electron Mobility Transistors), usw., ohne jedoch darauf beschränkt zu sein. Das Schalten des primärseitigen Schalters Q1 wird durch den primärseitigen Controller 102 gesteuert, der ein Signal Q1CTRL basierend auf der Eingangsspannung Vin, einem Strom IQ1 durch den primärseitigen Schalter Q1 und einer Nulldurchgangsdetektionsspannung, die erzeugt wird durch einen Widerstandsteiler (der zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt ist), der an eine Hilfswicklung (die zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt ist) an der Primärseite des Sperrwandlers gekoppelt ist, erzeugt. Eine Schaltsteuerung eines primärseitigen Schalters eines Sperrwandlers ist in der Technik wohlbekannt, so dass hinsichtlich der Schaltsteuerung des primärseitigen Schalters Q1 nichts weiter erläutert ist.
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Der Sperrwandler umfasst auch einen sekundärseitigen Controller 104 zum Steuern des an die sekundärseitige Wicklung Ws des Sperrwandlers 100 angeschlossenen sekundärseitigen Schalters Q2. Der sekundärseitige Controller 104 schaltet den sekundärseitigen Schalter Q2 synchron mit dem Schalten des primärseitigen Schalters Q1 ein, um Energie von dem Transformator 100 auf die Sekundärseite des Sperrwandlers zu übertragen. Der sekundärseitige Controller 104 bestimmt auch den Ausschaltzeitpunkt des sekundärseitigen Schalters Q2, der am Ende der Einschaltdauer für den sekundärseitigen Schalter auftritt, basierend auf der reflektierten Eingangsspannung VDET , die an der sekundärseitigen Wicklung Ws des Transformators 100 gemessen wird, wenn der primärseitige Schalter Q1 eingeschaltet ist. Die auf der Sekundärseite gemessene reflektierte Eingangsspannung VDET enthält die korrekte Information über den Bulk (die Eingangsspannung), wenn der primärseitige Schalter Q1 einschaltet, und wird durch einen durch Widerstände R1 und R2 gebildeten Widerstandsteiler für den Eingang des sekundärseitigen Controllers 104 auf eine Spannung VPD herabgesetzt.
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Der sekundärseitige Controller 104 berücksichtigt auch die Einschwingzeit der reflektierten Eingangsspannung VDET beim Bestimmen des Ausschaltzeitpunktes des sekundärseitigen Schalters Q2, so dass die Einschwingzeit einen geringen oder keinen Effekt auf den Ausschaltzeitpunkt hat, und schaltet den sekundärseitigen Schalter Q2 basierend auf dem (kompensierten) Ausschaltzeitpunkt aus.
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Wann der primärseitige Schalter
Q1 ausgeschaltet wird, ist bei einem DCM-(Discontinuous Conduction Mode)-Betrieb gegeben durch:
wobei
ISP der Spitzenstrom der sekundärseitigen Wicklung Ws ist,
IPP der Spitzenstrom der primärseitigen Wicklung
WP ist,
NP die primärseitige Windungsanzahl ist und Ns die sekundärseitige Windungsanzahl ist. Der Spitzenstrom
IPP der primärseitigen Wicklung Wp und der Spitzenstrom
ISP der sekundärseitigen Wicklung Ws sind gegeben durch:
und
wobei
LP die Induktivität der primärseitigen Wicklung ist,
Vin die primärseitige Eingangsspannung ist,
Vout die Systemausgangsspannung ist,
Ton die Einschaltdauer für den primärseitigen Schalter
Q1 ist und
TDET das Zeitintervall für die Entmagnetisierung der sekundärseitigen Wicklung ist, welche auch die Einschaltdauer
Ton des sekundärseitigen Schalters
Q2 sein sollte.
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Das Einfügen der Gleichungen (2) und (3) in Gleichung (1) ergibt:
und
Anhand von Gleichung (6) ergibt sich, dass die durchschnittliche Induktivitätsspannung während einer Schaltperiode im eingeschwungenen Zustand Null ist, so dass das Produkt von Ladespannung und Ladezeit gleich dem Produkt von Entladespannung und Entladezeit ist, was als Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Gleichung bezeichnet wird.
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Gleichung (6) kann dazu verwendet werden, eine Lösung für die Einschaltdauer, und damit die Ausschaltzeit für den sekundärseitigen Schalter Q2 vorherzusagen, allerdings kann aufgrund eines Fehlers beim Messen der reflektierten Eingangsspannung und von parasitären Parametern in dem System der Gleichung (6) nicht exakt gefolgt werden. Der sekundärseitige Controller 104 berechnet die Entmagnetisierungszeit TDET der sekundärseitigen Wicklung für den vorangehenden Schaltzyklus und das aktuelle Produkt der Ladespannung und der Ladezeit, wodurch Fehler, die durch Messfehler und parasitäre Parameter hinzugefügt werden, eliminiert werden.
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Für den n-ten Schaltzyklus ist die Ladungsgleichgewicht-Gleichung gegeben durch:
wobei ε der Messfehler für die reflektierte Eingangsspannung
VDET ist. Für den (n+1)-ten Schaltzyklus ist die Ladungsgleichgewicht-Gleichung gegeben durch:
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Teilen der Gleichungen (7) und (8) ergibt:
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Weil der Ausgangskondensator Co des Sperrwandlers relativ groß ist, wird die Ausgangsspannung für zwei aufeinanderfolgende Schaltzyklen (n) und (n+1) gleich sein, und damit V
out(n)=V
out(n+1). Gleichung (9) kann wie folgt vereinfacht werden:
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Basierend auf der Entmagnetisierungszeit im vorangehenden Schaltzyklus und der berechneten Einschaltdauer für den sekundärseitigen Schalter Q2 aktualisiert der sekundärseitige Controller 104 die Berechnung und korrigiert die Volt-Sekunde-Gleichung, um eine genaue Einschaltdauer und damit einen genauen Ausschaltzeitpunkt für den sekundärseitigen Schalter Q2 für den nächsten Schaltzyklus zu erhalten. Der sekundärseitige Controller 104 kann die Einschaltdauer und damit die Ausschaltzeit für den sekundärseitigen Schalter Q2 basierend auf der Differenz zwischen der berechneten Einschaltzeit und der gemessenen Einschaltzeit anpassen, um exaktere Ergebnisse für das Einschalten und für das Ausschalten des sekundärseitigen Schalters Q2 zu erhalten.
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2 veranschaulicht einen Signalverlauf, der zeigt, wie der sekundärseitige Controller 104 die berechnete Einschaltdauer und den berechneten Ausschaltzeitpunkt für den sekundärseitigen Schalter Q2 als Funktion der reflektierten Eingangsspannung VDET , die an der sekundärseitigen Wicklung Ws des Sperrwandlers gemessen wird, anpasst, wobei TonPrimary die Einschaltdauer des primärseitigen Schalters Q1 ist, TSRmax die maximal erlaubte Einschaltdauer des sekundärseitigen Schalters Q2 ist, TSRon die kompensierte (eingestellte) Einschaltdauer für den Schalter Q2 ist und Tdead die Zeit ist, für die der Schalter Q2 vor einer Annäherung an TSRmax ausgeschaltet sein soll.
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3 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer analogen Realisierung des Steuerverfahrens, das durch den sekundärseitigen Controller 104 realisiert wird. Ein V-I-(Spannung-Strom)-Wandler A3 wandelt eine Spannung VCD in einen Strom IDISCHR um, wobei VCD die durch die Widerstände R3 und R4 bereitgestellte widerstandsgeteilte Ausgangsspannung für den Eingang des sekundärseitigen Controllers 104 ist. Wenn der primärseitige Schalter Q1 ausschaltet wird die Spannung VPD negativ. Der V-I-Wandler A3 entlädt den internen Kondensator CT , was bedeutet, dass der sekundärseitige Schalter Q2 eingeschaltet wird. Der V-I-Wandler A1 wandelt die Spannung VPD in einen Strom ICHR , wobei VPD die durch die Widerstände R1 und R2 bereitgestellte und durch den sekundärseitigen Controller 104 gemessene widerstandsgeteilte reflektierte Eingangsspannung ist. Der V-I-Wandler A1 ist eingeschaltet, wenn der primärseitige Schalter Q1 eingeschaltet ist und die Spannung VPD bei einer hohen Spannung ist.
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Der sekundärseitige Controller
104 verwendet den Differenzstrom
ICHR -
IDISCHR , um den internen Kondensator
CT von einem vorgegebenen Spannungspegel
Vref1 während der Einschaltdauer des primärseitigen Schalters
Q1 zu laden. Der Strom
ICHR ist gegeben durch:
wobei
Rint1 ein interner Widerstand zum Wandeln der Spannung
VPD in einem Strom ist. Der Strom
IDISCHR ist gegeben durch:
wobei
Rint2 ein interner Widerstand zum Wandeln der Spannung
VCD in einen Strom ist. Anhand der Gleichungen (12) und (13) ist der Differenzstrom I
CHR-I
DISCHR gegeben durch:
wenn R
int1 = R
int2 und
wird der Differenzstrom I
CHR-I
DISCHR:
Anhand von Gleichung (15) ergibt sich, dass der interne Kondensator
CT nur durch die reflektierte Eingangsspannung, nicht durch die Ausgangsspannung aufgeladen wird.
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Ein Komparator A4 vergleicht die Spannung VPD mit der Referenzspannung Vref2 . Wenn die Spannung VPD niedriger ist als die Referenzspannung Vref2 wird durch den Impulsgenerator A2 ein kurzer Impuls erzeugt. Dieser kurze Impuls setzt das RS-(Rücksetz-Setz)-Flip-Flop A5 und schaltet den sekundärseitigen Schalter Q2 durch den Pufferblock A6 ein.
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Während der Entmagnetisierungszeit der sekundärseitigen Wicklung, welches die Einschaltdauer für den sekundärseitigen Schalter Q2 sein sollte, verwendet der sekundärseitige Controller 104 eine Stromsenke A8 , um dem internen Kondensator CT zu entladen (IDISCHRHR+Ierror), wobei Ierror ein programmierbarer Strom ist, der positiv oder negativ sein kann. Wenn die Kondensatorspannung CT auf den Pegel Vref entladen ist, wird der sekundärseitige Schalter Q2 durch den Komparator A7 , das RS-Flip-Flop A5 und den Puffer A6 ausgeschaltet. Das RS-Flip-Flop A5 wird über den Logikblock A12 zurückgesetzt, wenn sowohl TSRmax und der Ausgang des Komparators A7 positiv sind. Wenn die Spannung des Kondensators CT auf den Pegel Vref1 entladen ist, was durch den Komparator A9 angezeigt wird, wird nach einer gewissen Verzögerungszeit Tdead , die durch den Logikblock A13 und den Verzögerungsblock A12 bereitgestellt wird, um tcal zu erhalten, tcal mit der fallenden Flanke tmax von TSRmax verglichen und der sekundärseitige Controller 104 führt über den Logikblock A11 eine Beurteilung und Einstellung durch.
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Für hohe Systemfrequenzen oder hohe Netz-(Eingangswechselspannungs)-Bedingungen wird die Einschaltdauer TONPrimary des primärseitigen Schalters Q1 reduziert und die reflektierte Eingangsspannung VPD , die durch den sekundärseitigen Controller 104 gemessen wird, ist nicht genau. Unter diesen Bedingungen schwingt die Spannung VPD ein. Während der Einschwingzeit arbeitet der V-I-Wandler A1 , jedoch nicht bei dem richtigen Pegel. Als Ergebnis lädt der V-I-Wandler A1 den Kondensator CT auf einen nicht korrekten Pegel (die Spannungsinformation während der Einschwingzeit ist nicht korrekt). Wenn diese Spannung in einen Strom zum Laden des Kondensators CT gewandelt wird, gibt es bei ICHR einen gewissen Fehler. Idealerweise hat die Spannung VPD keine Einschwingzeit und der Kondensator CT wird bei dem Eingangsspannungspegel Vin für die gesamte Einschaltdauer (rechteckförmiges Spannungssignal) des sekundärseitigen Schalters Q2 geladen. Allerdings wird der Kondensator CT weniger geladen, als er idealerweise geladen werden sollte. Dies bedeutet, dass die Einschaltdauer, und damit der Ausschaltzeitpunkt des sekundärseitigen Schalters Q2 möglicherweise kürzer eingestellt wird, als sie idealerweise sein sollte, was die Systemeffizienz reduziert. Anhand von Gleichung (6) ist ersichtlich, dass die berechnete Einschaltdauer und der Ausschaltzeitpunkt für den sekundärseitigen Schalter Q2 entgegengesetzt beeinflusst sein können.
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Der sekundärseitige Controller 104 korrigiert diesen Fehler durch Kompensieren der Form der Spannung VPD , um die Einschwingzeit zu berücksichtigen, so dass VPD eine rechteckförmige oder quasi-rechteckförmige Form hat. Die in 3 gezeigte Schaltung lädt den Kondensator CT und sorgt dafür, dass durch Kompensieren des VPD -Signals die Spannung wie eine rechteckförmige oder quasi-rechtförmige Spannung aussieht. Der Impulsgenerator A2 , das RS-Flip-Flop A5 und der Pufferblock A6 tasten ab und halten (sample and hold) die Spannung VPD bei dem korrekten Pegel und der sekundärseitige Controller 104 nutzt diese Spannung, um den Ladestrom ICHR zum Laden des Kondensators CT während des nächsten Schaltzyklus zu berechnen.
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Wie in
2 gezeigt ist, sollte die Ziel-Einschaltdauer, und damit der Ausschaltzeitpunkt, für den sekundärseitigen Schalter
Q2 gegeben sein durch:
wobei
TSRmax die maximal erlaubte Einschaltdauer für den sekundärseitigen Schalter
Q2 ist und gemessen werden kann durch eine Komparator, der in dem sekundärseitigen Controller
104 enthalten ist oder mit diesem in Beziehung steht.
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Anhand von Gleichung (11) ist ersichtlich, dass, wenn TSRon kürzer ist als TSRmax-Tdead, der sekundärseitige Controller 104 die Einschaltdauer verlängert und damit den Ausschaltzeitpunkt des Schalters Q2 für den nächsten Schaltzyklus verzögert und die Einschaltdauer des nächsten Schaltzyklus gleich TSRmax-Tdead macht. Wenn TSRon länger ist als TSRmax-Tdead, verkürzt der sekundärseitige Controller 104 die berechnete Einschaltdauer und zieht damit den Ausschaltzeitpunkt des Schalters Q2 für den nächsten Schaltzyklus vor und sorgt dafür, dass die Einschaltdauer im nächsten Schaltzyklus gleich TSRmax-Tdead ist. Wenn TsRon gleich TSRmax-Tdead ist, behält der sekundärseitige Controller 104 die berechnete Einschaltdauer, und damit den Ausschaltzeitpunkt des Schalters Q2 für den nächsten Schaltzyklus bei und sorgt dafür, dass die Einschaltdauer im nächsten Schaltzyklus gleich TSRmax-Tdead ist.
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Die 4 bis 6 veranschaulichen die oben beschriebenen Szenarien, die durch den sekundärseitigen Controller 104 durchgeführt werden. Idealerweise sollten die Zeitpunkte tcal und tmax für den aktuellen Schaltzyklus gleichzeitig auftreten. Wenn der Zeitpunkt tcal vor dem Zeitpunkt tmax auftritt, wie dies in 4 gezeigt ist, was bedeutet, dass die Entladezeit für den Kondensator CT für den aktuellen Schaltzyklus zu kurz ist, reduziert der sekundärseitige Controller 104 den Entladestrom Ierror um ΔI, so dass sich tcal für den nächsten Schaltzyklus tmax annähert.
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Wenn der Zeitpunkt tcal gleichzeitig wie tmax auftritt, wie dies in 5 gezeigt ist, ist die Entladezeit für den Kondensator CT ideal für den aktuellen Schaltzyklus. Der sekundärseitige Controller 104 hält den Entladestrom IDISCHR+Ierror auf dem aktuellen Pegel, so dass für den nächsten Schaltzyklus tcal zum selben Zeitpunkt wie tmax sein wird.
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Wenn der Zeitpunkt tcal nach tmax auftritt, wie dies in 6 gezeigt ist, tritt tcal nach tmax auf, was bedeutet, dass die Entladezeit für den Kondensator CT für den aktuellen Schaltzyklus zu lang ist. Der sekundärseitige Controller 104 verlängert den Entladestrom Ierror , beispielsweise um 5XΔI, 10XΔI, oder sogar um mehr, so dass für den nächsten Schaltzyklus tcal früher als tmax sein wird.
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7 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des durch den sekundärseitigen Controller 104 implementierten Steuerverfahrens. Das Steuerverfahren kann sowohl für einen DCM- als auch einen CCM-(Continuous Conduction Mode)-Betrieb des sekundärseitigen Schalters Q2 verwendet werden. Der sekundärseitige Controller 104 wandelt die Spannung VPD in den Strom ICHR und VCD in den Strom IDISCHR (Block 200) um. Während der Einschaltdauer des primärseitigen Schalters Q1 verwendet der sekundärseitige Controller 104 einen Differenzstrom ICHR -IDISCHR, um den internen Kondensator CT zu laden (Block 202). Nachdem der primärseitige Schalter Q1 ausgeschaltet ist, schaltet der sekundärseitige Controller 104 den sekundärseitigen Schalter Q2 ein, wenn VPD geringer ist als die Schwellenspannung Vref2 (Block 204). Für den ersten Schaltimpuls des sekundärseitigen Schalters Q2 verwendet der sekundärseitige Controller 104 einen Strom IDISCHR , um den internen Kondensator CT während der Ausschaltdauer des sekundärseitigen Schalters Q2 zu entladen (Block 206). Der sekundärseitige Controller 104 verwendet einen programmierbaren Strom IDISCHR+Ierror, um den internen Kondensator CT während der Einschaltdauer des sekundärseitigen Schalters Q2 für den nachfolgenden Schaltzyklus zu entladen (Block 208). Wenn die Spannung über dem internen Kondensator CT auf Vref3 entladen ist, schaltet der sekundärseitige Controller 104 den sekundärseitigen Schalter Q2 aus (Bock 210). Außerdem, wenn die Spannung über dem internen Kondensator CT auf Vref1 entlädt, mit einer festen Verzögerungszeit Tdead , um die Zeit tcal zu erhalten, welche mit der fallenden Flanke tmax der maximal erlaubten TSRmax verglichen wird (Block 212), führt der sekundärseitige Controller 104 die folgenden Bewertungen und Einstellungen durch (Block 214):
- - tcal trifft nach tmax auf, was bedeutet, dass die Entladezeit für den Kondensator CT zu kurz für den aktuellen Schaltzyklus ist. Für ein optimales Ergebnis sollte tcal zum selben Zeitpunkt wie tmax auftreten. Für den nächsten Schaltzyklus reduziert der sekundärseitige Controller 104 den Entladestrom Ierror um ΔI und tcal wird sich im nächsten Schaltzyklus tmax annähern;
- - tcal trifft zum selben Zeitpunkt wie tmax auf, was bedeutet, dass die Entladezeit für den Kondensator CT bereits optimal für den aktuellen Schaltzyklus ist. Der sekundärseitige Controller 104 behält den Entladestrom Ierror bei und tcal wird im nächsten Schaltzyklus genauso wie tmax sein;
- - tcal tritt nach tmax auf, was bedeutet, dass die Entladezeit für den Kondensator CT zu lang für den aktuellen Schaltzyklus ist. Für das optimale Ergebnis sollte tcal zum selben Zeitpunkt wie tmax auftreten. Für den nächsten Schaltzyklus erhöht der sekundärseitige Controller 104 den Entladestrom Ierror (beispielsweise um 5XΔI, 10XΔI, oder sogar mehr) und im nächsten Schaltzyklus wird tcal früher als tmax sein.
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Bei dem oben beschriebenen Steuerverfahren kann die Einschaltdauer TDET , und damit die Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters Q2 basierend auf dem vorangehenden Schaltzyklus und dem aktuellen Produkt von Ladespannung und Ladezeit berechnet werden, und Fehler, die durch die Messung der reflektierten Eingangsspannung und parasitäre Parameter hervorgerufen werden, werden eliminiert. Auch der Entladestrom hängt von der Ausgangsspannung ab und ist damit angepasst an einen Sprung (einen plötzlichen Anstieg) der Ausgangsspannung. Außerdem gibt es keine Notwendigkeit für eine Hochspannungschiptechnologie mit niedriger Schwellenspannungsdetektion, und das Steuerverfahren kann sowohl für einen DCM- als auch für einen CCM-Betrieb verwendet werden.
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Durch Verwenden der Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Gleichung kann der sekundärseitige Controller 104 auch basierend auf der Entmagnetisierungszeit des vorangehenden Schaltzyklus und dem aktuellen Produkt der Eingangsspannung über der Einschaltzeit die Volt-Sekunde-Gleichung korrigieren und eine korrekte Transistor-Einschaltdauer, und damit einen korrekten Ausschaltzeitpunkt für den nächsten Schaltzyklus bereitstellen. Die Einschaltdauer und der Ausschaltzeitpunkt können basierend auf der Differenz zwischen der berechneten Einschaltzeit und der gemessenen Einschaltzeit angepasst werden, um ein optimales Ergebnis zu erhalten. Fehler, die durch die Messung der reflektierten Eingangsspannung und parasitäre Parameter hervorgerufen werden, werden durch das hierin beschriebene Steuerverfahren eliminiert.
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8 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer digitalen Realisierung des SR-Steuerverfahrens, das durch den sekundärseitigen Controller 104 realisiert wird. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird der Kondensator CT nicht verwendet und der sekundärseitige Controller 104 benötigt nicht notwendigerweise die vorangehende Zyklusinformation. Am Ende der aktuellen Einschaltzeit für den primärseitigen Schalter Q2 muss der sekundärseitige Controller 104 die an der sekundärseitigen Wicklung Ws gemessene reflektierte Eingangsspannung abtasten. Allerdings kennt der sekundärseitige Controller 104 das Ende der Einschaltdauer des primärseitigen Schalters Q1 nicht, sobald der primärseitige Schalter Q1 eingeschaltet ist. Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst der sekundärseitige Controller 104 eine Abtast- und Halteeinheit 300, die die heruntergesetzte Version der an der sekundärseitigen Wicklung Ws gemessenen reflektierten Eingangsspannung VDET über ein offenes Fenster abtastet, die immer abtastet und den Wert erfasst, wenn der primärseitige Schalter Q1 ausschaltet. Die fallende Flanke des Ausschaltereignisses des primärseitigen Schalters Q1 wird durch eine integrierte Erfassungs- und Vergleichseinheit (Capture Compare Unit, CCU) 302 erfasst, die die Abtast- und -Halteeinheit 300 für das Erfassungsereignis der Eingangsspannung auslöst. Außerdem schätzt die CCU 302 die Einschaltdauer des primärseitigen Schalters Q1 basierend auf den erfassten Flanken des Abtastfensters. Die erfasste Einschaltzeit wird einer Nachschlagetabelle (Lookup Table, LUT) 304 zugeführt, die die zugehörigen Fehlerwerte für sehr kleine Einschaltzeitwerte, wenn die reflektierte Spannung während der Einschaltphase des primärseitigen Schalters Q1 noch nicht eingeschwungen ist (vgl. 2), enthält. Der zugehörige Fehlerwert wird einer Berechnungseinheit 306 zum Bestimmen der Einschaltzeit des sekundärseitigen Schalters Q2 zugeführt, welcher auf der zuvor hierin beschriebenen Volt-Sekunde-Theorem-Gleichung basiert. Durch Berücksichtigen des Fehlerwertes von der LUT 304 innerhalb der Berechnung der Einschaltzeit des sekundärseitigen Schalters Q2 wird die abgetastete abgewichene Eingangsspannung für sehr kleine Einschaltdauern des primärseitigen Schalters Q1 kompensiert. Der sekundärseitige Schalter Q2 schaltet sofort ein, wenn der primärseitige Schalter Q1 ausschaltet. Der sekundärseitige Controller 104 liefert eine minimale Einschaltzeitdauer für den sekundärseitigen Schalter Q2 und berechnet die Ausschaltzeit während dieser Dauer.
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Begriffe, wie „erster“, „zweiter“ und ähnlichen, werden dazu verwendet, verschiedene Elemente, Gebiete, Abschnitte und so weiter zu beschreiben und sind nicht einschränkend anzusehen. Gleiche Begriffe bezeichnen gleiche Elemente in der Beschreibung.
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Selbstverständlich können die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden, sofern nicht explizit etwas anderes angegeben ist.