DE102017110315A1 - Verfahren und vorrichtung zur phasenanpassung bei semiresonanten leistungswandlern - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur phasenanpassung bei semiresonanten leistungswandlern Download PDF

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Abstract

Jede Phase eines Mehrphasen-Spannungswandlers enthält eine Leistungsstufe, eine passive Schaltung, einen Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalter, und eine Steuerschaltung. Jede passive Schaltung koppelt ihre Leistungsstufe mit einem Ausgangsknoten des Spannungswandlers, und sie ist durch den SR-Schalter schaltbar mit Masse gekoppelt. Der Strom durch den SR-Schalter weist die Form einer Sinushalbwelle mit einer Resonanzfrequenz, die durch den der passiven Schaltung bestimmt ist, auf. Die Steuerschaltung erzeugt Signale, um Schalter innerhalb der Leistungsstufe und die SR-Schalter zu steuern. Die Steuerschaltung misst den Strom durch den SR-Schalter einer jeden Phase und stellt die Tatverhältnisse der Steuersignale für die Phasen so ein, dass die SR-Schalter abgeschaltet werden, wenn durch sie kein Strom oder nahezu kein Strom fließt.

Description

  • Die vorliegende Anmeldung betrifft semiresonante und resonante Mehrphasenwandler, und es betrifft insbesondere Verfahren zur Anpassung des Timings von Schaltersteuerungssignalen für die Phasen eines solchen Wandlers.
  • Resonante und semiresonante DC-DC-Wandler einschließlich isolierter und nicht-isolierter Topologien werden bei verschiedensten Anwendungen einschließlich Telekommunikation, Consumer-Elektronik, Computer-Leistungsversorgungen, etc. eingesetzt. Die Verwendung derartiger Wandler wird aufgrund ihrer Charakteristiken des Nullspannungsschaltens (engl.: „zero-voltage switching“; ZVS) und/oder des Nullstromschaltens (engl.: „zero-current switching“; ZCS) und ihrer Fähigkeit, parasitäre elektrische Eigenschaften, die bei einer elektronischen Schaltung inhärent sind, einzusetzen, zunehmend populär. Unter verschiedenen Topologien stellt der semiresonante Wandler mit einem Transformator/einer Spule mit Mittelabgriff (engl.: „transformer/center-tapped inductor“) eine attraktive Topologie für die Bereitstellung hoher Spannungswandlungsverhältnisse dar, ohne dass eine Isolierung erforderlich ist. Derartige Wandler bieten im Vergleich zu anderen Lösungen Vorteile einschließlich geringerer Kosten und eines höheren Wirkungsgrads.
  • Eine Klasse von semiresonanten Wandlern umfasst High-Side- und Low-Side-Schalter, die Leistung von einer Eingangsquelle an eine Spule mit Mittelabgriff (engl.: „center-tapped inductor“), die eine Ausgangsleistung an eine Last liefert, überträgt. Die Spule mit Mittelabgriff ist außerdem mit einem zweiten Low-Side-Schalter, der hierin nachfolgend als Synchron-Gleichrichtungs-(engl.: „synchronous rectification“; SR)-Schalter bezeichnet wird, verbunden. Um den Leistungsanforderungen für eine Last eines semiresonanten Wandlers zu genügen (z.B. eine nahezu konstante Ausgangsspannung für die Last bereitzustellen), setzen viele semiresonante DC-DC-Wandler eine veränderliche Schaltfrequenz ein, wobei die Schaltperiode von Zyklus zu Zyklus variieren kann. Während eines Teils einer jeden Schaltperiode wird der SR-Schalter aktiviert, so dass durch ihn ein Strom fließt. Für den oben beschriebenen semiresonanten Wandler ist der Strom während dieses Teils einer Schaltperiode wie eine Halbwelle einer sinusartigen Periode geformt. Das Zeitintervall für diese Sinushalbwelle (engl.: „half cycle sinusoid“) wird durch Blindelemente (engl.: „reactive elements“) in einer passiven Schaltung des Leistungswandlers bestimmt, z.B. Bestimmen die Eigenfrequenz eines Spule/Kondensator-(LC)-Resonanzkreises (engl.: „resonant tank“) und andere passive Komponenten innerhalb des semiresonanten DC-DC-Wandlers dieses Zeitintervall.
  • Es ist äußerst wünschenswert, die Leistungsschalter eines resonanten oder semiresonanten DC-DC-Wandlers ein- und auszuschalten, wenn die Spannung oder der Strom durch den relevanten Schalter bei oder nahe Null ist. Ein derartiges weiches Schalten besitzt den Vorteil, dass Schaltverluste minimiert werden, und, als Ergebnis hiervon, können weiche schaltende resonante und semiresonante Wandler bei viel höheren Wirkungsgraden laufen, als hart schaltende Leistungswandler. Zusätzlich vermeidet weiches Schalten elektromagnetische Störstrahlung (engl.: „electromagnetic interference“; EMI), das aufgrund hochfrequenter Oberwellen, die mit hartem Schalten einhergehen, auftreten.
  • Das Zeitintervall des sinushalbwellenartigen Stroms, der in einem semiresonanten Wandler durch einen SR-Schalter fließt, bestimmt, wann der SR-Schalter deaktiviert werden sollte. Um das gewünschte Nullstromschalten (ZCS) zu erreichen, sollte der SR-Schalter deaktiviert werden, wenn der Strom auf Null zurückgekehrt ist. Die Blindkomponenten (engl.: „reactive components“) des semiresonanten Wandlers bestimmen dieses Zeitintervall. Während dieses Zeitintervall basierend auf den induktiven und kapazitiven Elementen in der Schaltung berechnet werden kann, ist ein derartiges berechnetes Zeitintervall aufgrund verschiedener Abweichungen bei den Blindelementen nicht perfekt. Insbesondere variieren Spulen- und Kondensatorbauelemente (wie anhand der derartigen Komponenten typischerweise zugeordneten Toleranz angedeutet) von einem zum anderen, und den inhärenten (parasitären) Blindwiderstand (engl.: „reactance“) der Schaltung bringt Abweichungen herein, und Temperaturänderungen können den Blindwiderstand einiger Komponenten ändern.
  • Um die Spannungs- und Stromwelligkeit am Ausgang eines Spannungswandlers zu minimieren und seine Leistungsabgabe zu erhöhen, kann ein Spannungswandler mehrere Phasen verwenden. Effektiv sind diese Phasen jeweils separate Spannungswandler, wobei jeder mit einer gemeinsamen Eingangsspannungsquelle verbunden ist und eine gemeinsame Ausgangslast mit Leistung versorgt. Um die Stabilität aufrecht zu erhalten und die Welligkeit zu minimieren, sollten die Phasen mit einer gemeinsamen Schaltfrequenz betrieben werden, wobei allerdings die Schaltersteuerungssignale für jede dieser Phasen zeitlich gestaffelt sind.
  • Ein Problem bei semiresonanten Mehrphasenwandlern besteht darin, dass das Zeitintervall der sinushalbwellenartigen Stroms aufgrund von Abweichungen der Induktivität und Kapazität innerhalb jeder dieser Phasen variiert. Ein Controller, der für all die Phasen eine gemeinsame (aber veränderliche) Schaltfrequenz verwendet, sowie versetzte Versionen eines Steuersignals zum Ansteuern der SR-Schalter für jede Phase eines semiresonanten Wandlers, führen nicht zu einem Nullstromschalten (ZCS), wie es oben beschrieben wurde. Insbesondere kann das Zeitintervall des sinushalbwellenartigen Stroms für einige Phasen des semiresonanten Spannungswandlers relativ kurz sein, wohingegen andere relativ lang sein können. Das bedeutet, der SR-Controller kann SR-Schalter für einige Phasen, während noch ein positiver Strom durch die SR-Schalter fließt, deaktivieren, und er kann andere SR-Schalter deaktivieren, wenn durch diese Schalter ein negativer Strom fließt. Der Wirkungsgrad des semiresonanten Mehrphasenwandlers ist aufgrund des Unvermögens, ZCS für den SR-Schalter in jeder Phase eines derartigen Spannungswandlers zu erzielen, verringert.
  • Demgemäß besteht ein Bedarf an verbesserten Methoden, die das Abschalten von SR-Schaltern bei einem semiresonanten Mehrstufenwandler, wenn der durch die SR-Schalter fließende Strom für jede Phase nicht Null ist, vermeiden.
  • Gemäß einer Ausgestaltung eines Mehrphasenspannungswandlers weist der Spannungswandler mehrere Phasen und eine Steuerschaltung auf. Jede Phase weist einen Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalter, über den ein sinushalbwellenartiger Strom geleitet wird, wenn der Schalter eingeschaltet ist und leitet. Die Steuerschaltung steuert das Zyklus-für-Zyklus-Schalten (engl.: „cycle-by-cycle switching“) des SR-Schalters in jeder Phase unter Verwendung von Pulsweitenmodulations-(PWM)-Steuersignalen, wobei jedes PWM-Steuersignal eine Schaltperiode und ein Tastverhältnis aufweist. Für jeden Schaltzyklus wählt die Steuerschaltung eine der Phasen als Referenzphase, wobei die Schaltperiode und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für die Referenzphase so eingestellt werden, dass der von dem SR-Schalter der Referenzphase geleitete, sinushalbwellenartige Strom zu einem Zeitpunkt, zu dem der SR-Schalter abgeschaltet wird, Null durchläuft (oder Null nahezu durchläuft). Als nächstes werden die Schaltperiode und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für die anderen Phasen auf jene der Referenzphase eingestellt. Die Steuerschaltung passt dann für jeden Schaltzyklus das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für jede der anderen Phasen so an, dass die von den SR-Schaltern der anderen Phasen geleiteten sinushalbwellenartigen Ströme, wenn die SR-Schalter abgeschaltet werden, Null durchläuft (oder Null nahezu durchläuft).
  • Gemäß einer Ausgestaltung eines Verfahrens wird ein Verfahren zum Anpassen der Phasen bei einem Mehrphasenspannungswandler bereitgestellt. Jede Phase des Mehrphasenspannungswandlers weist einen Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalter auf, durch den, wenn der SR-Schalter eingeschaltet ist, ein sinushalbwellenartiger Strom geleitet wird. Das Verfahren wird durchgeführt durch Steuern des Zyklus-für-Zyklus-Schaltens einer jeden Phase über Pulsweitenmodulations-(PWM)-Steuersignale, wobei jedes PWM-Steuersignal eine Schaltperiode und ein Tastverhältnis aufweist. In jedem Schaltzyklus wird eine der Phasen als Referenzphase ausgewählt, und die Schaltperiode und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für die Referenzphase werden so eingestellt, dass der von dem SR-Schalter der Referenzphase geleitete, sinushalbwellenartige Strom zu einem Zeitpunkt, zu dem der SR-Schalter abgeschaltet wird, Null durchläuft (oder Null nahezu durchläuft). Als nächstes werden die Schaltperiode und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für der anderen Phasen auf jene der Referenzphase eingestellt. Für jeden Schaltzyklus werden die Tastverhältnisse des PWM-Steuersignals für jede der anderen Phasen werden dann so angepasst, dass die von den SR-Schaltern der anderen Phasen geleiteten sinushalbwellenartigen Ströme, wenn die SR-Schalter abgeschaltet werden, Null durchlaufen (oder Null nahezu durchlaufen).
  • Fachleute werden beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung und bei der Betrachtung der begleitenden Zeichnungen zusätzliche Merkmale und Vorteile erkennen.
  • Die Elemente der Zeichnungen sind relativ zueinander nicht notwendigerweise maßstabsgetreu. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen dargestellten Ausführungsbeispiele können miteinander kombiniert werden, sofern sie einander nicht ausschließen. In den Zeichnungen werden Beispiele dargestellt und in der folgenden Beschreibung ausführlich beschrieben.
  • 1 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausgestaltung eines Mehrphasenspannungswandlers, der eine Steuerschaltung aufweist, wobei jede Phase eine Leistungsstufe, eine passive Schaltung und eine Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalter-Stufe aufweist.
  • 2 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung für eine Phase eines Spannungswandlers, beispielsweise wie dem, der in 1 gezeigt ist.
  • 3 zeigt Spannungs- und Strom-Kurvenverläufe, wie sie in einer Phase eines semiresonanten Spannungswandlers, beispielsweise wie dem, der in 1 gezeigt ist, erzeugt werden könnten.
  • 4 zeigt einen pulsweitenmodulierten (PWM) Kurvenverlauf, wie er verwendet werden könnte, um einen High-Side-Schalter in einem Spannungswandler mit veränderlicher Frequenz, wie er beispielsweise in 1 gezeigt ist, zu steuern.
  • 5 zeigt PWM-Kurvenverläufe zur Steuerung des High-Side-Schalters in jeder von mehreren Phasen eines Spannungswandlers, wie er beispielsweise dem von 1.
  • 6 zeigt PWM-Kurvenverläufe zur Steuerung der High-Side-Schalter für jede von mehreren Phasen sowie Kurvenverläufe des Stroms durch SR-Schalter für jede von mehreren Phasen. bei einem Spannungswandler wie beispielsweise dem von 1.
  • 7 zeigt PWM-Kurvenverläufe zur Steuerung der High-Side-Schalter für jede von mehreren Phasen, sowie Kurvenverläufe des Stroms durch SR-Schalter für jede von mehreren Phasen, bei einem Spannungswandler wie beispielsweise dem von 1, nachdem die PWM-Tastverhältnisse angepasst wurden, um Nullstromschalten durch die SR-Schalter in den Nicht-Referenzphasen zu erreichen.
  • 8 zeigt PWM-Kurvenverläufe zur Steuerung der High-Side-Schalter bei einer zwei-Phasenversion eines Spannungswandlers wie beispielsweise dem von 1, sowie Kurvenverläufe für den Strom durch den SR-Schalter einer von der Referenzphase verschiedenen Phase, wobei die Kurvenverläufe als Reaktion auf transiente Laständerungen so eingestellt wurden, dass das Nullstromschalten durch die SR-Schalter beibehalten wird.
  • 9 zeigt ein Flussdiagramm, das einem Verfahren zum Anpassen der Phasen eines Mehrphasenspannungswandlers derart, dass Nullstromschalten durch die SR-Schalter bei einem Mehrphasenspannungswandler erreicht wird, entspricht.
  • Hierin beschriebene Ausgestaltungen stellen Methoden zum Anpassen des Schaltertimings von Leistungsschaltern innerhalb jeder der Phasen eines Mehrphasen-Spannungswandlers bereit, so dass Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalter in jeder Phase nicht abgeschaltet werden, wenn durch sie ein Strom fließt. Die SR-Schalter sind in einer Leistungswandlertopologie enthalten, die einen Transformator/eine Spule mit Mittelabgriff (nachfolgend einfach als „Spule mit Mittelabgriff“ bezeichnet) aufweist, und sie werden verwendet, um die Spule mit Masse zu koppeln. Eine derartige Topologie ermöglicht hohe Spannungswandlungsverhältnisse ohne das Erfordernis einer Isolation. Wegen ihrer Fähigkeit, hohe Spannungswandlungsverhältnisse zu bieten, ist diese Topologie besonders geeignet für Anwendungen, die eine Ausgangsleistungsversorgung benötigen, die eine relativ geringe Spannung und einen relativ hohen Strom bereitstellt. Dies führt zu relativ hohen Strompegeln, die durch die SR-Schalter fließen, einschließlich potentiell signifikanter Strompegel (positiv oder negativ), wenn die SR-Schalter abgeschaltet werden. Um für einen Spannungswandler einen hohen Wirkungsgrad zu erzielen und die Erzeugung von zu hoher elektromagnetischer Störstrahlung (EMI) zu vermeiden, sollten die SR-Schalter nicht abgeschaltet werden, während sie noch einen signifikanten Strom leiten. Die nachfolgend beschriebenen Methoden stellen sicher, dass die SR-Schalter nur abgeschaltet werden, wenn der durch sie fließende Strom Null oder nahezu Null ist.
  • Verschiedene Ausgestaltungen von Mehrphasen-Spannungswandlerschaltungen und -verfahren innerhalb von Mehrphasen-Spannungswandlern werden in der folgenden, ausführlichen Beschreibung und den begleitenden Figuren bereitgestellt. Die beschriebenen Ausgestaltungen bieten konkrete Beispiele zum Zwecke der Erläuterung, und sie sind nicht als beschränkend zu verstehen. Merkmale und Aspekte aus den Beispiel-Ausgestaltungen können kombiniert oder neu angeordnet werden, ausgenommen der Kontext lässt dies nicht zu.
  • 1 zeigt eine Ausgestaltung eines Mehrstufen-Spannungswandlers 100, der dazu ausgebildet ist, Leistung von einer Leistungsquelle VIN aufzunehmen, und Leistung zum Betreiben einer Last 120 auszugeben. Der Spannungswandler 100 liefert einen Strom IOUT an die Last 120 und an einen Kondensator C0, der dazu dient, eine Ausgangsspannung VOUT zu filtern. Der Spannungswandler gemäß 1 enthält mehrere Phasen 130, 180, 190. Phase 1 (130), die als Vertreter der mehreren Phasen verwendet wird, ist in Form eines Blockdiagramms dargestellt mit der Maßgabe, dass die anderen Phasen ähnlich konfiguriert wären.
  • Wie gezeigt enthält Phase 1 (130) eine passive Schaltung 134, die eine Leistungsstufe 132 mit dem Spannungswandlerausgang VOUT koppelt. Die Leistungsstufe 132 bezieht Schaltersteuerungssignale HS1CTRL und LS1CTRL, um die Schalter darin zu steuern. Die Schalter innerhalb der Leistungsstufe 132 erfordern typischerweise Treiber (zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt). Die passive Schaltung 134 ist mit einer Synchrongleichrichtungs-(engl.: „synchronous rectification“; SR)-Schalterstufe 138 gekoppelt, die dazu dient, die passive Schaltung 134 schaltbar mit Masse zu koppeln. Die SR-Schalterstufe 138 enthält einen SR-Schalter (nicht gezeigt), der typischerweise ebenfalls einen Treiber (zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt) erfordert.
  • Eine Steuerschaltung 110 steuert die Schalter der Leistungsstufe und der SR-Schalterstufe für jede der Phasen des Spannungswandlers 100. Die Steuerschaltung 110 bestimmt eine Schaltfrequenz für den Spannungswandler basierend auf den Lastanforderungen und treibt Schaltersteuerungssignale (z.B. HS1CTRL, LS1CTRL, SR1CTRL) für jede der Phasen des Spannungswandlers 100. Bei diesen Steuerungssignalen handelt es sich typischerweise um pulsweitenmodulierte (PWM) Signalverläufe, von denen jeder mit einer Frequenz und einem Tastverhältnis betrieben wird, die durch die Steuerungseinheit 110 basierend auf den Anforderungen Last 120 bestimmt werden. Die Steuerungseinheit 110 weist einen Lasttransientendetektor 115 auf, der für Zwecke der Erkennung von Lasttransienten typischerweise die Ausgangsspannung VOUT, oder eine Messung hiervon, bezieht. Die Schaltfrequenz des Spannungswandlers 100 ist veränderlich und ändert sich, wenn sich die Anforderungen ändern.
  • Die Steuerungsschaltung 110 kann unter Verwendung analoger Hardwarekomponenten (wie beispielsweise Transistoren, Verstärker, Dioden und Widerstände) implementiert sein, sie kann unter Verwendung von Prozessorschaltkreisen, die primär digitale Komponenten enthalten, implementiert sein, oder sie kann unter Verwendung einer Kombination von analogen Hardwarekomponenten und Prozessorschaltkreisen implementiert sein. Die Prozessorschaltkreise können ein oder mehr digitale Signalprozessoren (DSP), einen Mehrzweckprozessor, und eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) aufweisen. Die Steuerungsschaltung 110 kann auch Speicher aufweisen, z.B. nicht-flüchtigen Speicher wie beispielsweise Flash, der Anweisungen oder Daten zur Verwendung durch die Prozessorschaltkreise enthält. Die Steuerungsschaltung 110 bezieht mehrere Sensorsignale (z.B. IOUT, VOUT, Strommesswerte für die SR-Schalterstufen einer jeden Phase), um den Leistungsbedarf für die Last 120 abzuschätzen und bei der Erzeugung der Schaltersteuerungssignale anderweitig zu helfen.
  • Um am Ausgang VOUT des Spannungswandlers 100 die Stabilität aufrecht zu erhalten und die Welligkeit zu verringern, werden die mehreren Phasen des Spannungswandlers 100 während eines Schaltzyklus des Spannungswandlers 100 typischerweise unter Verwendung derselben Schaltfrequenz betrieben. Die Steuerungsschaltung 110 bestimmt die Lastanforderungen zu einem gegebenen Zeitpunkt. Basierend auf diesen Lastanforderungen und, möglicherweise, der Schaltfrequenz für den gegenwärtigen Zyklus, bestimmt die Steuerungsschaltung 110 eine Schaltfrequenz (und eine damit verbundene Periode) für einen bevorstehenden (nächsten) Zyklus. Für eine vorauseilende Phase des Spannungswandlers wird diese bevorstehende Schaltfrequenz (und die zugehörige Periode) verwendet, um für jeden der Schalter in der vorauseilenden Phase (z.B. HS1CTRL, LS1CTRL, SR1CTRL) für den bevorstehenden Schaltzyklus die PWM-Kurvenverläufe (engl.: „PWM waveforms“) zu erzeugen. Versionen dieser PWM-Kurvenverläufe, die zeitlich verzögert (gestaffelt) sind, werden verwendet, um die Schalter in den anderen (nicht-vorauseilenden) Phasen des Spannungswandlers für den bevorstehenden Schaltzyklus zu treiben. Die Steuerungsschaltung 110 wiederholt diesen Prozess für jeden Schaltzyklus. Um dieses Timing weiter zu erläutern, wird nun eine Schaltungsimplementierung für eine einzelne Phase, z.B. Phase 1 (130) des Spannungswandlers 100, beschrieben, gefolgt von einer Beschreibung des in der einzelnen Phase verwendeten Schaltertimings. Diese Beschreibung wird dann auf mehrere Phasen des Spannungswandlers 100 extrapoliert.
  • Methoden zur Bestimmung der Schaltfrequenz und der Tastverhältnisse basierend auf den Anforderungen einer Last eines Spannungswandlers sind auf dem Fachgebiet allgemein bekannt. Derartige herkömmliche Methoden werden hierin nicht weiter ausgearbeitet, um eine Verschleierung der eigentümlichen Aspekte dieser Erfindung, die beschrieben werden, zu vermeiden.
  • 2 zeigt ein Schaltbild, das eine Phase 230 eines Spannungswandlers wie demjenigen, der in 1 dargestellt ist, zeigt. Die Phasenschaltung 230 wird repliziert, um einen Mehrphasen-Spannungswandler wie demjenigen von 1 zu realisieren. Zur Vereinfachung der Darstellung sind derartige andere Phasen in 2 nicht gezeigt, aber es versteht sich, dass sie bei einem Mehrstufen-Spannungswandler vorhanden sind und dass ihre Schaltung ähnlich oder äquivalent zu der gezeigten Phasenschaltung 230 ist.
  • Eine Eingangsspannung VIN wird einem High-Side-Schalter QHS zugeführt, der an einem Schaltknoten VSW mit einem Low-Side-Schalter QLS gekoppelt ist, einer Leistungsstufe 232. Der Low-Side-Schalter QLS wiederum ist mit Masse verbunden. Jeder dieser Schalter QHS, QLS wird, wie gezeigt, durch einen entsprechenden Treiber 232a, 232b gesteuert. Der Schaltknoten VSW der Leistungsstufe 232 ist mit einer passiven Schaltung 234 gekoppelt, die einer Last 220 einen Ausgangsstrom IPH_OUT und eine Spannung VOUT zuführt. Die passive Schaltung 234 enthält einen Resonanzkreis, der aus einem Kondensator CRES und einer Spule LRES besteht. Bei der Spule LRES kann es sich lediglich um eine Streuinduktivität (z.B. die inhärente parasitäre Induktivität der Schaltungsverdrahtung) handeln, oder sie kann ein tatsächliches Spulenbauelement zusammen mit etwas Streuinduktivität sein. Darüber hinaus ist die durch LRES repräsentierte Induktivität typischerweise veränderlich, weil sich der Induktivitätswert oftmals mit der Temperatur verändert. Die Spule LRES ist mit einem Transformator/einer Spule mit Mittelabgriff 236, die N1 primärseitige Wicklungen 236a und N2 sekundärseitige Wicklungen 236b aufweist, gekoppelt. Das Wicklungsverhältnis N2/N1 bestimmt das Ausgangs-/Eingangsspannungsverhältnis der Spule mit Mittelabgriff 236, wenn sie Strom führt. (Umgekehrt bestimmt das Verhältnis N1/N2 das Ausgangs-/Eingangsstromverhältnis der Spule mit Mittelabgriff 236). Für die dargestellte Schaltung 230 ist eine Magnetisierungsspule LM über die Spule 236 mit Mittelabgriff hinweg angeschlossen. Eine SR-Schalterstufe 238 ist mit der Spule 236 mit Mittelabgriff verbunden und dient dazu, deren Mittelabgriff mit Masse zu koppeln, wenn die SR-Schalterstufe 238 leitet. (Man beachte, dass sich ein „Mittel“-Abgriff nicht notwendigerweise in der Mitte der Wicklungen der Spule 236 mit Mittelabgriff befinden muss. Typischerweise werden sich die Windungen N1 und N2 unterscheiden, um die gewünschte Abwärts- oder Aufwärts-Spannungswandlung zu erreichen) Die SR-Schalterstufe 238 enthält einen SR-Schalter QSR und, typischerweise, einen Treiber 238a, der mit einem Steuerterminal (z.B. einem Gate) des SR-Schalters QSR gekoppelt ist.
  • Die High-Side-, Low-Side- und SR-Schalter QHS, QLS und QSR sind in 2 als Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFETs) vom Anreicherungstyp gezeigt, allerdings können andere Schalterbauelemente verwendet werden. Beispielsweise können bei manchen Anwendungen Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs), bipolare Sperrschichttransistoren (BJTs), Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs), Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMTs), oder andere Arten von Leistungstransistoren bevorzugt sein. Die Schalter der Leistungsstufe 232 und der SR-Schalterstufe 238 (z.B. QHS, QLS, QSR) können auf demselben Halbleiter-Die integriert sein, sie können jeweils auf separaten Dies bereitgestellt werden, oder sie können anderweitig über eine Mehrzahl von Halbleiter-Dies verteilt sein. Die Treiber für die Schalter können auf dem-/denselben Halbleiter-Die(s) integriert sein, wie ihre zugehörigen Schalter, oder sie können auf separaten Dies bereitgestellt werden.
  • Eine Steuerschaltung 210 erzeugt PWM-Signale HSCTRL, LSCTRL und SRCTRL, die mit den Treibern 232a, 232b, 238a, die die Schalter QHS, QLS, QSR in der Schaltung 230 für die gezeigte Phase steuern, gekoppelt sind. Die Steuerschaltung 210 bestimmt die Frequenz und das Tastverhältnis der PWM-Signale HSCTRL, LSCTRL, SRCTRL, um den Leistungsanforderungen der Last 220 zu genügen. Bei einem semiresonanten Spannungswandler wie beispielsweise dem, der in 2 gezeigt ist, werden die High-Side- und Low-Side-Schalter QHS, QLS der Leistungsstufe 232 derart gesteuert, dass diese Schalter nicht zur gleichen Zeit leiten. Ein typischer Schaltzyklus der Spannungswandlerphase 230 beginnt mit einer „Totzeit“, während der keiner der Schalter QHS, QLS, QSR leitet. Dem folgt eine „TON“-Periode, während der der High-Side-Schalter QHS leitet, wohingegen der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR nicht leiten. Dem folgt eine „TOFF“-Periode, während der der High-Side-Schalter QHS nicht leitet, aber der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR leiten.
  • Die Steuerschaltung 210 enthält einen Lasttransientendetektor 215, der ähnlich zu dem Lasttransientendetektor 115 gemäß 1 arbeitet. Zusätzlich liest die Steuerschaltung 210 einen Messwert des Stroms für den SR-Schalter QSR unter Verwendung eines Strom-Probennehmers 218 (engl.: „current sampler“) ein.
  • 3 zeigt Kurvenverläufe 300 für den Ausgangsstrom IPH_OUT von der Phasenschaltung 230, die Spannung an dem Schaltknoten VSW, und den Resonanz- und Magnetisierungsströmen IRES, IM des Spannungswandlers 200 während eines Schaltzyklus. Zu Beginn einer Totzeitperiode DT0 befinden sich der Phasenausgangsstrom IPH_OUT und der Magnetisierungsstrom IM bei einem Minimalwert IMIN, der negativ ist. Während der Totzeit DT0 leitet keiner der Leistungsschalter QHS, QLS, QSR, d.h., die Steuerschaltung 210 erzeugt PWM-Signale HSCTRL = 0, LSCTRL = 0, SRCTRL = 0. Der negative Strom IMIN lädt die Ausgangskapazität des Low-Side-Schalters QLS und bewirkt, dass die Schaltknotenspannung VSW während der Totzeit DT0 auf einen Pegel nahe VIN ansteigt. Am Ende der Totzeit DT0 wird der High-Side-Leistungsschalter QHS eingeschaltet, wohingegen der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR aus bleiben, z.B. durch Setzen von HSCTRL = 1, LSCTRL = 0, und SRCTRL = 0 am Ende von DT0. Dieser Zustand wird für ein Zeitintervall, das mit „TON“ bezeichnet ist, aufrechterhalten. Während TON ist die Schaltknotenspannung VSW über den High-Side-Leistungsschalter QHS mit VIN verbunden, und der Phasenausgangsstrom IPH_OUT und der Magnetisierungsstrom IM der Spannungswandlerphase 230 steigen auf eine lineare Weise, z.B. bis der Magnetisierungsstrom IM einen Maximalwert IMAX erreicht. Der Magnetisierungsstrom IM, der mit dem durch den Resonanzkondensator CRES, die Spule LRES und die Magnetisierungsspule LM gebildeten LC-Schwingkreis verbunden ist, bedingt den Anstieg des Phasenausgangsstroms IPH_OUT während TON. (Bei deaktiviertem SR-Schalter fließt nahezu kein Strom durch die Spule 236 mit Mittelabgriff, was bedeutet, dass der Magnetisierungsstrom IM ≈ IRES).
  • Während des als „TOFF“ bezeichneten Intervalls des Schaltzyklus‘ ist der High-Side-Schalter QHS ausgeschaltet, wohingegen der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR eingeschaltet sind, z.B. durch Einstellen von HSCTRL = 0, LSCTRL = 1 und SRCTRL = 1. Die Schaltknotenspannung VSW fällt auf und bleibt während des Intervalls TOFF auf Null, weil der Schaltknoten VSW durch den Low-Side-Schalter QLS mit Masse gekoppelt ist. Ebenfalls während des Intervalls TOFF wird eine Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator CRES und der Spule LRES gebildet und führt zu einem Resonanzstrom IRES. Ein Teil dieses Stroms, d.h. IPRIM = IRES – IM, fließt durch in die primärseitige Wicklung 236a der Spule 236 mit Mittelabgriff und führt zu einem Strom ISEC = (N1/N2)·(IRES – IM), der durch die sekundärseitige Wicklung 236b der Spule 236 mit Mittelabgriff fließt. Der Ausgangsstrom IPH_OUT der Phase 230 ist daher der Strom IM, der durch die Magnetisierungsspule LM fließt, abzüglich dem Strom ISEC, der durch die sekundärseitige Wicklung 236b fließt, d.h. IPH_OUT = IM – (N1/N2)·(IRES – IM) = IM + (N1/N2)·(IM – IRES). Wenn das Intervall TOFF im Hinblick auf die Resonanzfrequenz optimiert ist, kann der SR-Schalter QSR abgeschaltet werden, wenn sein Strom im Wesentlichen Null ist, um ein weiches Schalten des SR-Schalters QSR zu erreichen.
  • Der Strom IPH_OUT, der durch die Spannungswandlerphase 230 ausgegeben wird, steigt während TOFF anfänglich gemäß IPH_OUT = IM + (N1/N2)(IM – IRES) und fällt nachfolgend. Dieser Strom nimmt die Form einer positiven Hälfte eines Sinuszyklus an. Der Zeitpunkt, zu dem IRES und IM gleich sind, repräsentiert die Stelle, an der der Strom aufhört, durch die Spule 236 mit Mittelabgriff zu fließen, d.h. der gesamte Strom IRES fließt durch die Magnetisierungsspule LM. Wenn kein Strom durch die primärseitige Wicklung 236a der Spule mit Mittelabgriff fließt, wird in der sekundärseitigen Wicklung 236b kein Strom induziert, und somit fließt kein Strom durch den SR-Schalter QSR. Idealerweise werden zu diesem Zeitpunkt sowohl der Low-Side-Schalter QLS als auch der SR-Schalter QSR abgeschaltet, und die Totzeit DT1 für den nächsten Zyklus beginnt, d.h., alle Schalter QHS, QLS, QSR werden durch Einstellen von HSCTRL = 0, LSCTRL = 0 und SRCTRL = 0 deaktiviert.
  • 4 zeigt einen Kurvenverlauf 400, der dem Timing des Steuersignals HSCTRL für einen High-Side-Schalter QHS, wie er beispielsweise in 2 gezeigt ist, entspricht. Der Spannungswandler 200 gemäß 2 und die Steuerschaltung 210 darin verwenden eine veränderliche Schaltfrequenz, um Schwankungen bei den Leistungsanforderungen der Last 220 auszugleichen. Für einen gegebenen Schaltzyklus k des Spannungswandlers 200 bestimmt die Steuerschaltung 210 eine Schaltperiode Tsw[k], die auf Messungen basiert, die in dem vorherigen Zyklus (k – 1) vorgenommen wurden. Die Messwerte beziffern die Leistungsanforderungen der Last durch Messen oder Schätzen z.B. der Ausgangsspannung VOUT des Spannungswandlers 200. Zum Beispiel und wie in 4 gezeigt, kann es sich bei der Schaltperiode Tsw[k] um eine Funktion einer Ausgangsspannung VOUT handeln, die in dem Zyklus (k – 1) gemessen wird. Die Schaltperiode Tsw[k] für den gegenwärtigen Schaltzyklus kann ebenfalls auf der Schaltperiode Tsw[k – 1] des vorherigen Schaltzyklus basieren, d.h., die Schaltperiode Tsw[k] für den gegenwärtigen Zyklus kann durch Einstellen der Schaltperiode Tsw[k – 1] von dem vorherigen Schaltzyklus (k – 1) bestimmt sein.
  • 5 zeigt eine Extrapolation des Kurvenverlaufs gemäß 4, welche lediglich das Steuersignal für eine Einzelphase berücksichtigt, für mehrere Phasen eines Mehrphasen-Spannungswandlers. 5 zeigt Kurvenverläufe 500, die High-Side-Steuersignalen HS1CTRL, HS2CTRL, ... HSqCTRL für mehrere Phasen eines n-Phasen-Spannungswandlers wie beispielsweise des Spannungswandlers 100 gemäß 1 entsprechen. Wie auf ähnliche Weise hinsichtlich des Kurvenverlaufs gemäß 4 beschrieben, werden für einen Zyklus (k – 1) eine Zyklusperiode Tsw mit einem Intervall „TON“ basierend auf Messungen während des Zyklus‘ (k – 2) bestimmt. Dies wird durch den PWM-Kurvenverlauf HS1CTRL veranschaulicht, welcher das Steuersignal für einen High-Side-Schalter QHS repräsentiert, der als Teil der ersten Phase in dem Mehrphasen-Spannungswandler 100 enthalten ist. Diese erste Phase kann insofern als „voreilende“ (engl.: „leading“) Phase betrachtet werden, als die Timings für die anderen Phasen von dieser Phase gesteuert werden. Für eine typische Implementierung werden die Startzeiten für die anderen (nicht-voreilenden) Phasen gleichmäßig über die Zyklusperiode Tsw[k – 1] verteilt. Man betrachte beispielsweise einen Spannungswandler 100, der drei (3) Phasen besitzt, bei dem ein Zyklus der ersten (voreilenden) Phase zur Zeit t0 beginnt und eine Zyklusperiode Tsw[k – 1] aufweist. Dann würde das Steuersignal HS1CTRL für die erste Phase zur Zeit t0 ansteigen, das Steuersignal HS2CTRL für die zweite Phase würde zur Zeit t0 + (1/3)·Tsw[k – 1] ansteigen, und das Steuersignal HS3CTRL für die dritte Phase würde zur Zeit t0 + (2/3)·Tsw[k – 1] ansteigen. Die anderen Steuersignale, z.B. zum Steuern der Low-Side- und SR-Schalter für die nicht-voreilenden Phasen, wären gleichermaßen verzögerte Versionen der Steuersignale für die voreilenden Phasen.
  • Ein Zähler, der eine Taktperiode von Tclk besitzt wird verwendet, um die Zyklusperiode Tsw[k – 1] zu implementieren und die Übergangszeiten für die PWM-Steuersignale, z.B. HSCTRL, LSCTRL, SRCTRL, für jede der Phasen in dem Mehrphasen-Spannungswandler 100 zu bestimmen. Für die zweite Phase des n-Phasen-Spannungswandlers 100 steigt das Steuersignal HS2CTRL daher, wenn der Zähler gleich (1/N)·Tsw[k – 1]/Tclk Taktperioden nach dem Beginn des Schaltzyklus (k – 1) ist. Für eine qte Phase steigt ein Steuersignal HSqCTRL an, wenn der Zähler gleich ((q – 1)/N)·Tsw[k – 1]/Tclk Taktperioden nach dem Beginn des Schaltzyklus (k – 1) ist. Wie bislang beschrieben, sind die Schaltzyklusperioden Tsw[k – 1] für alle (voreilenden und nicht-voreilenden) Phasen identisch, allerdings könnte die Zyklusperiode für die nicht-voreilenden Phasen angepasst werden, was später ausführlicher erläutert wird.
  • 6 zeigt Kurvenverläufe 600, die zu einem N-Phasen-Spannungswandler wie beispielsweise dem in 1 gezeigten gehören. Es sind Kurvenverläufe für die PWM-High-Side-Steuersignale HS1CTRL, HS2CTRL, ... HSNCTRL einer jeden Phase gezeigt. Diesen überlagert sind Kurvenverläufe, die den Strömen ISR1, ISR2, ... ISRN, die durch die SR-Schalter QSR für jede der Phasen fließen, entsprechen. Wie auf ähnliche Weise im Hinblick auf 5 erläutert, sind die High-Side-Steuersignale HS1CTRL, HS2CTRL, ... HSNCTRL so gestaffelt, dass es sich bei den Signalen, die den nicht-voreilenden Phasen (Phasen 2 bis N) entsprechen, um verzögerte Versionen des Signals für die voreilende Phase (Phase 1) handelt. Dies ist für Phase 2 dargestellt, wobei das High-Side-Steuersignal HS2CTRL für den Zyklus (k – 1) eine ansteigende Flanke besitzt, die um (1/N)·Tsw[k – 1] später liegt, als die ansteigende Flanke für das High-Side-Steuersignal HS1CTRL für den Zyklus (k – 1). Ähnlich besitzt bei der Phase N (der letzten Phase) das High-Side-Steuersignal HSNCTRL für den Zyklus (k – 1) eine ansteigende Flanke, die um ((N – 1)/N)·Tsw[k – 1] später liegt, als die ansteigende Flanke für das High-Side-Steuersignal HS1CTRL für den Zyklus (k – 1). Die Kurvenverläufe 600 von 6 setzen voraus, dass die Schaltperiode für einen gegebenen Zyklus, z.B. Tsw[k – 1], in dem vorangehenden Zyklus, z.B. k – 2 berechnet wurde, und dass diese Schaltperiode sowohl als die Schaltperiode verwendet werden kann, als auch dazu, die Versatz-(Verzögerungs-)-Zeiten zum Starten der Zyklen der nicht-voreilenden Phasen zu bestimmen. Zur Vereinfachung der Erläuterung ändern sich die in 6 gezeigten Schaltperioden für die drei (3) dargestellten Zyklen k – 1, k, k + 1 nicht.
  • Für eine gegebene Phase fließt Strom durch ihren SR-Schalter, z.B. QSR, wenn der SR-Schalter leitet. Das PWM-Steuersignal SRCTRL für einen SR-Schalter QSR bestimmt, wann der SR-Schalter leitet. Wie bei der Beschreibung von 3 erläutert, aktiviert das PWM-Steuersignal SRCTRL seinen zugehörigen SR-Schalter nur während des Aus-Intervalls („TOFF“) des High-Side-Schalters QHS für die Phase. In 6 entspricht dies dem Zeitintervall, zu dem ein High-Side-Steuersignal, z.B. HS1CTRL, niedrig (engl.: „low“) ist.
  • Die durch die SR-Schalter fließenden Ströme nehmen die Gestalt der oberen Halbwelle eines Sinus an. Das ist in 6 für den Strom ISR1, der für die Phase 1 des Spannungswandlers 100 durch den SR-Schalter QSR fließt, leicht zu erkennen. Für jeden Zyklus (z.B. k – 1, k) kehrt der sinushalbwellenartige Strom zu Beginn des Totzeit-Intervalls, das der ansteigenden Flanke des High-Side-PWM-Steuersignals HS1CTRL unmittelbar vorangeht, auf Null zurück. Die ansteigende Flanke des High-Side-PWM-Steuersignals HS1CTRL kennzeichnet den Beginn des nächsten Zyklus‘ (z.B. k, k + 1) des Spannungswandlers 100. (Zur Vereinfachung der Darstellung ist die „Totzeit“ in 6 nicht gezeigt, allerdings versteht es sich, dass das PWM-Steuersignal SR1CTRL den Strom ISR1 zu Beginn des Totzeitintervalls, während dem keiner der Schalter leitet, in Wirklichkeit deaktivieren würde. Die „Totzeit“ ist typischerweise erheblich kleiner, als die oben beschriebenen Intervalle „TON“ oder „TOFF“.)
  • Das Steuersignal 110 des Spannungswandlers 100 legt die Timings des PWM-Signals, z.B. HS1CTRL, LS1CTRL, SR1CTRL, fest, so dass der SR-Schalter QSR von Phase 1 näherungsweise zu der Zeit abgeschaltet wird, zu der der durch diesen SR-Schalter QSR fließende Strom ISR1 Null ist. Die Steuerschaltung 110 kann diese Timings unter Verwendung einer Messung/Abschätzung des Stroms ISR1 als Eingang für den in 2 gezeigten Strom-Probennehmer 218 bestimmen. Der Strom ISR1 kann unter Verwendung des effektiven Ein-Zustands-Widerstands (RDSon) des SR-Schalters QSR und der Spannung über dem SR-Schalter QSR oder durch Verwendung eines Stromspiegels gemessen werden. Die Strommessung für ISR1 oder einen anderen kann auch dadurch erreicht werden, dass andere Standardmittel wie beispielsweise das Messen der Spannung über einem Messwiderstand verwendet werden, oder durch Verwendung von Direktstrom-Messtechniken (engl.: „direct current sensing (DCR) techniques“).
  • Das Intervall, während dem die sinushalbwellenartige Strom ISR1 positiv ist, wird durch die Komponenten in der passiven Schaltung 234 der Schaltung 230 für Phase 1 des Spannungswandlers 200, z.B. die durch CRES, LRES gegebenen Werte für den LC-Resonanzkreis, den Wert der Magnetisierungsspule LM und die Induktivität der Spule 236 mit Mittelabgriff bestimmt. Alternativ ausgedrückt besitzen die Komponenten der passiven Schaltung 234 eine (Eigen-)Resonanzfrequenz, die das Zeitintervall bestimmt, welches dem positiven sinushalbwellenartigen Strom ISR1 entspricht. Während dieses Zeitintervall basierend auf den Werten der Komponenten berechnet werden kann, variieren die Werte der Komponenten von Schaltung zu Schaltung, und sie variieren gemäß den Betriebsbedingungen (z.B. der Temperatur) des Spannungswandlers 100. Daher wird eine empirische Technik, die eine Messung von ISR1, wie oben beschrieben, verwendet, bevorzugt.
  • Man betrachte nun die passiven Schaltungen (welche der passiven Schaltung 134 von Phase 1 entsprechen) für die anderen Phasen (z.B. die Phasen 2 bis N) des Spannungswandlers 100. Dier Blindwiderstand bei den passiven Schaltungen für diese anderen Phasen unterscheidet sich von dem von Phase 1, und daher weisen diese anderen passiven Schaltungen andere Resonanz-(Eigen-)-Frequenzen auf, als die passive Schaltung 134 von Phase 1. Das bedeutet, dass sich das Zeitintervall für die sinushalbwellenartigen Ströme ISR2, ... ISRN von dem Zeitintervall für ISR1 unterscheidet. Dies ist in 6 gezeigt, in der das Zeitintervall für die dem Strom ISR2 durch den Schalter QSR für Phase 2 entsprechende Sinushalbwelle länger (langsamer) ist, als die von Phase 1. Da es sich bei dem High-Side-Steuersignal HS2CTRL von Phase 2 um eine verzögerte Version des High-Side-Steuersignals HS1CTRL von Phase 1 handelt, das heißt, indem diese dieselben TON- und TOFF-Intervalle aufweisen, bedeutet dies, dass das Steuersignal SR2CTRL den SR-Schalter QSR für Phase 2 abschaltet, während noch ein positiver Strom ISR2 geleitet wird. Dies ist in 6 für jeden der gezeigten Zyklen k – 1, k, k + 1 dargestellt.
  • Für die Phase N ist das Intervall für die Sinushalbwelle, die dem Strom ISRN durch den SR-Schalter QSR entspricht, kürzer (schneller) als das von Phase 1. Daher schaltet das Steuersignal SRNCTRL den SR-Schalter QSR für Phase N erst ab, nachdem der Strom ISR2 Null durchlaufen hat. Dies bedeutet, dass, wie in 6 gezeigt, unmittelbar bevor der SR-Schalter QSR für Phase N abgeschaltet wird, ein negativer Strom geleitet wird.
  • Durch das Erzeugen von PWM-Steuersignalen HSCTRL, LSCTRL, SRCTRL basierend auf einer Referenzphase, z.B. Phase 1, und das Messen des Stroms durch die SR-Schalter QSR für jede der Phasen ist die Steuerschaltung 110 dazu in der Lage, zu bestimmen, welche der Phasen „schnell“ sind, und welche „langsam“ sind, d.h., welches die relativen Resonanzfrequenzen der verschiedenen Phasen sind. Die Steuerschaltung 110 kann dann die Phasen anpassen, um den Stromfluss durch jeden der SR-Schalter QSR zu Zeitpunkten, zu denen die SR-Schalter QSR abgeschaltet werden, zu vermeiden. Im Idealfall ist der Stromfluss durch einen SR-Schalter QSR, wenn der Schalter abgeschaltet wird, Null. In der Praxis fließt eine geringe Menge an (positivem oder negativem) Strom, wenn der Schalter QSR abgeschaltet wird. Wie nahe dieser Strom an Null gebracht werden kann, wird durch die Auflösung des Zählers und dessen Taktperiode Tclk bestimmt,
  • Um den Stromfluss durch einen SR-Schalter QSR für eine nicht-voreilende Phase (z.B. Phase 2...N) auf Null oder nahe Null zu verringern, wenn der Schalter QSR abgeschaltet wird, werden die Tastverhältnisse HSCTRL, LSCTRL, SRCTRL für die Steuersignale eingestellt. Für Phase 2 muss bei dem in den Kurvenverläufen 600 gemäß 6 dargestellten Beispiel verringert werden, so dass die Ein-Periode für das SR-Schaltersteuerungssignal SR2CTRL erhöht wird. Umgekehrt muss für die Phase N die „TON“-Periode des Signals HSNCTRL erhöht werden, so dass die Ein-Periode für das SR-Schaltersteuerungssignal SR2CTRL verringert wird.
  • 7 zeigt Kurvenverläufe 700, die den (PWM) High-Side-Schaltersteuersignalen HS1CTRL, HS2CTRL, ... HSNCTRL und den Strömen ISR1, ISR2, ... ISRN, die für jede der Phasen durch die SR-Schalter QSR fließen, entsprechen, nachdem die Steuerschaltung 110 die Timings der Steuersignale eingestellt hat, um Nullstromschalten für die SR-Schalter QSR zu erhalten. Für Phase 2 stellt die Steuerschaltung 110 die TON-Periode für das High-Side-Schalter-Steuersignal HS2CTRL im Zyklus (k – 1) ein, indem sie die Ein-Periode relativ zu der der voreilenden Phase um ein Zeitinkrement ∆2 verringert. Um die Schaltperiode Tsw[k – 1] beizubehalten, wird die Aus-Periode für den High-Side-Schalter QHS von Phase 2 um ein Zeitinkrement ∆2 erhöht. Die „Ein“-Periode für den SR-Schalter QSR von Phase 2 wird durch die „Aus“-Phase des zugehörigen High-Side-Schalters QHS bestimmt, und sie wird gleichermaßen erhöht. Die Steuerschaltung 110 bestimmt das Ausmaß dieser Erhöhung ∆2 basierend auf dem Strom durch den SR-Schalter QSR am Ende seiner „Ein“-Periode. Die Bestimmung wird, zumindest anfänglich, durchgeführt, bevor irgendwelche Einstellungen der Timings bei den nicht-voreilenden Phasen vorgenommen werden.
  • Für Phase N stellt die Steuerschaltung 110 die TON-Periode auf umgekehrte Weise ein. Für das High-Side-Steuersignal HSNCTRL wird die Ein-Periode im Zyklus (k.1) relativ zu der der voreilenden Phase um ein Zeitinkrement ∆N verringert. Um die Schaltperiode Tsw[k – 1] beizubehalten, wird die Aus-Periode für den High-Side-Schalter QHS von Phase N um ein Zeitinkrement ∆N verringert. Die „Ein“-Periode für den SR-Schalter QSR von Phase N entspricht der „Aus“-Phase des zugehörigen High-Side-Schalters QHS bestimmt, und sie wird gleichermaßen verringert. Die Steuerschaltung 110 bestimmt das Ausmaß dieser Verringerung ∆N basierend auf dem Strom durch den SR-Schalter QSR für Phase N am Ende seiner „Ein“-Periode und, zumindest anfänglich, bevor irgendwelche Einstellungen der Timings bei den nicht-voreilenden Phasen vorgenommen werden.
  • Zusammenfassend wählt die Steuerschaltung 110 für den Spannungswandler 100 eine Referenz-(voreilende)-Phase und bestimmt eine Schaltperiode und ein Tastverhältnis für ein PWM-Steuersignal für den SR-Schalter der Referenzphase so, dass der SR-Schalter abgeschaltet wird (in seinen nicht-leitenden Zustand überführt wird), wenn sein Strom Null ist. Diese Schaltperiode und dieses Tastverhältnis werden dann für die Nicht-Referenzphasen verwendet. Die Tastverhältnisse des PWM-Steuersignals für die Nicht-Referenzphasen werden dann so eingestellt, dass die SR-Schalter der Nicht-Referenzphasen zu Zeitpunkten abgeschaltet werden, zu denen Ströme durch die Nicht-Referenzphasen Null sind.
  • Die Einstellungen der Tastverhältnisse des PWM-Steuersignals für die SR-Schalter der Nicht-Referenzphasen erfolgen für jene Phasen, bei denen der Strom ISR schneller nach Null zurückkehrt, als der der Referenzphase, durch Verringern des Tastverhältnisses relativ zu dem entsprechenden Tastverhältnis der Referenzphase. Umgekehrt werden für jene Nicht-Referenzphasen, die Ströme ISR aufweisen, welche langsamer nach Null zurückkehren, als der der Referenzphase, die Tastverhältnisse der PWM-Steuersignale für jene SR-Schalter eingestellt, indem ihre Tastverhältnisse relativ zu dem entsprechenden Tastverhältnis der Referenzphase erhöht werden. Das Bestimmen, welche Phasen schneller oder langsamer als die Referenzphase sind, kann durch das Vergleichen von SR-Schalterstrommesswerten für die Referenzphase mit Strommesswerten für die anderen Phasen erfolgen. Derartige SR-Schalterstrommessungen werden bevorzugt unmittelbar, nachdem der zugehörige SR-Schalter abgeschaltet wird, durchgeführt.
  • Die Steuerschaltung 110 kann die oben beschriebenen Einstellungen des Steuersignal-Timings für den Spannungswandler 100 während eines Kalibriermodus‘ durchführen. Diese Einstellungen können dann während eines normalen Betriebsmodus‘ angewendet werden. Bevorzug werden die oben beschriebenen Steuersignal-Timings jedoch während des normalen Betriebsmodus‘ adaptiv durchgeführt. Zum Beispiel können die SR-Schalterströme für jede Zyklus-Periode gemessen werden, und eine Einstellung/Einstellungen des PWM-Timings kann/können, falls erforderlich, vorgenommen werden. Ein derartiger adaptiver Betrieb ermöglicht es, dass die Phasenanpassung Nullstrom-SR-Schalten selbst dann aufrechterhält, wenn sich der Blindwiderstand der passiven Schaltung während des Betriebs ändert.
  • Um die veränderliche Schaltfrequenz zu implementieren, z.B. durch Einstellen der Schaltperioden, der TON-Intervalle und der TOFF-Intervalle für die Schaltzyklen, kann die Steuerschaltung so betrieben werden, dass sie einen Zähler mit einer vorgegebenen Frequenz für den unmittelbar vorangehenden Schaltzyklus inkrementiert und dass sie die Phasen basierend auf der Zählerausgabe und der Anzahl von Phasen anpasst.
  • Die vorangehenden Erläuterungen beschrieben einen Spannungswandler, bei dem die Schaltperiode Tsw[k] für die Referenzphase bereits zu Beginn eines Zyklus k bestimmt worden ist. Diese bestimmte Schaltperiode kann verwendet werden, um die TON- und TOFF-Perioden innerhalb des Zyklus‘ k einzustellen, sowie dazu, die Startzeiten für Zyklen der Nicht-Referenzphasen, die dem Timing der (voreilenden) Referenzphase folgen, zu bestimmen. Um auf Laständerungen schneller zu reagieren, kann ein Spannungswandler die Schaltperiode ändern, ohne den nächstens Startzyklus der Referenzphase abzuwarten. Insbesondere kann die Schaltperiode Tsw[k] für Nicht-Referenzphasen in der Mitte eines Zyklus' der Referenzphase eingestellt werden. Allerdings basiert der Start einer Schaltperiode (z.B. für den Zyklus k) für eine Nicht-Referenzphase auf der Schaltperiode eines vorangehenden Zyklus' der Referenzphase, z.B. Tswref[k – 1] bezeichnet wird. Dies wird nun anhand eines Beispiels für einen 2-Phasen-Spannungswandler, der Signalverläufe besitzt, wie sie in 8 gezeigt sind, erläutert.
  • 8 zeigt Kurvenverläufe 800, die mit einer Lasttransiente verbunden sind, und sie werden zur Erläuterung von Unter-Ausgestaltungen verwendet, die das Ausschalten von SR-Schaltern, wenn sie von Null verschiedene Ströme, wie sie aufgrund von Lasttransienten auftreten können, aufweisen, vermeiden. Zur Vereinfachung der Darstellung sind die Kurvenverläufe 800 für einen Spannungswandler, der zwei (2) Phasen aufweist, gezeigt, aber es versteht sich, dass die nachfolgend beschriebenen Methoden auf einfache Weise auf Spannungswandler, die mehr als zwei Phasen aufweisen, extrapoliert werden können. Bei dem Spannungswandler, der die Kurvenverläufe 800 gemäß 8 erzeugt, kann es sich um eine 2-Phasen-Version des in 1 dargestellten Spannungswandlers 100 handeln. Phase 1 wurde vorangehend als Referenzphase ausgewählt. Die PWM-Steuersignale sowohl für die Referenzphase (Phase 1) als auch die Nicht-Referenzphase (Phase 2) wurde so eingestellt, dass die SR-Schalter während eines stationären Betriebs des Spannungswandlers 100 zu Zeitpunkten abgeschaltet werden, zu denen die durch sie fließenden Ströme ISR1, ISR2 näherungsweise Null sind.
  • Eine Lasttransiente (z.B. ein scharfer Anstieg des von einer Last 120 des Spannungswandlers 100 benötigten Stroms) tritt zu einem Zeitpunkt 810 auf und ist durch einen Abfall der Ausgangsspannung VOUT des Spannungswandlers 100 erkennbar. Dies kann durch den Lasttransientendetektor 115, der die Ausgangsspannung VOUT überwacht, detektiert werden. Wie in 8 dargestellt, tritt die Lasttransiente während des Schaltzyklus‘ k von Phase 1 und Phase 2 auf. Insbesondere tritt die Transiente 810 auf, wenn sich die Phase 1 im Intervall TOFF vom Zyklus k befindet, während sich Phase 2 im Intervall TON ihres Zyklus k befindet. Man beachte jedoch, dass die beschriebenen Methoden nicht auf Fälle beschränkt sind, in denen Transienten mit dem in 8 gezeigten Timing auftreten. Die Methoden sind auch auf andere Timings anwendbar, einschließlich z.B. Fälle, in denen Lasttransienten während des Intervalls TON von Phase 1 und des Intervalls TOFF von Phase 2 auftreten.
  • Das Tastverhältnis (Intervall TON) der Schaltperiode für den 2ten Zyklus von Phase 2 wird als Reaktion auf die Lasttransiente erhöht. Diese Erhöhung erfolgt so, dass der Spannungswandler 100 der Last 120 mehr Leistung zuführen kann. Dies ist in 8 gezeigt, in der erkennbar ist, dass das Intervall TON der Schaltperiode Tsw2[k] relativ zu dem Intervall TON der vorangehenden Schaltperiode Tsw2[k – 1] ansteigt. Allerdings wird der Beginn des nächsten Zyklus (k + 1) von Phase 2 relativ zur vorangehenden Schaltperiode der Referenzphase getriggert. Das bedeutet, dass die Schaltperiode Tsw2[k + 1] zu einem Zeitpunkt beginnt, der ½·Tswn[k] nach dem Start des entsprechenden Zyklus‘ der Phase 1 liegt, d.h. dem Start von Tswn[k + 1]. Der Nettoeffekt hiervon besteht darin, dass die Schaltperiode Tsw2[k] vorzeitig beendet wird, bevor der SR-Schalterstrom ISR2 nach Null zurückkehrt. Dies ist in 8 durch den SR-Schalterstrom ISR2 während der mit „TOFF SCHMAL“ bezeichneten Periode dargestellt.
  • Die nächste Schaltperiode von Phase 2, d.h. Tsw2[k + 2] wird zu einem Zeitpunkt gestartet, der ½·Tswm[k + 1] nach dem Start von Zyklus (k + 2) für die Referenzphase liegt. Die Lasttransiente hat die Periode für die Referenzphase beim Zyklus (k + 1) erhöht, d.h. Tswm[k + 1] ist länger, als die vorangehende Periode Tswm[k]. Der Nettoeffekt hiervon für Phase 2 besteht darin, dass der Beginn von Zyklus (k + 2) verzögert ist. Für den Zyklus (k + 1) von Phase 2 ist die Schaltperiode Tsw2[k + 1] zu lang und, was wichtiger ist, weist ein Aus-Intervall (mit „TOFF BREIT“ bezeichnet) auf, was es dem SR-Schalterstrom ISR2 erlaubt, Null zu durchlaufen und negativ zu werden, bevor der SR-Schalter zum Zeitpunkt 830 abgeschaltet wird.
  • Der Effekt einer ansteigenden Lasttransienten besteht, wie vorangehend beschrieben, darin, dass für die Nicht-Referenzphase eine Fehlanpassung erzeugt wird und deshalb der SR-Schalter QSR für Phase 2 ausgeschaltet wird, wenn durch ihn entweder ein positiver oder ein negativer Strom fließt. Es wäre wünschenswert, diese von Null verschiedenen Stromflüsse, wenn der SR-Schalter abgeschaltet wird, zu vermeiden.
  • Das obige Problem wird durch das Detektieren einer ansteigenden Lasttransiente abgemildert, z.B. indem der Lasttransientendetektor 115 innerhalb der Steuerschaltung 110 des Spannungswandlers 100 verwendet und das Timing des Steuersignals als Reaktion auf diese Detektion eingestellt wird. Die resultierenden Kurvenverläufe sind in 8 neben der Bezeichnung „MIT MODIFIKATION“ gezeigt. Hier ist der Start der Schaltperiode Tsw2[k + 1] um eine mit „Tx“ bezeichnete Zeit verzögert. Dies erhöht auch die Schaltzeitperiode Tsw2[k]. Wie gezeigt, ist die Periode TOFF daher, wie durch „TOFF EINGESTELLT“ bezeichnet, erhöht, um dem SR-Schalterstrom ISR2 ausreichend Zeit zu geben, nach Null zurückzukehren, bevor der SR-Schalter abgeschaltet wird. Zusätzlich stiehlt dieser verzögerte Start am Tsw2[k + 1] effektiv die Zeit „Tx“ von dem Intervall TOFF am Ende von Tsw2[k + 1]. Daher ist das Intervall TOFF, das vorangehend, wie durch „TOFF BREIT“ bezeichnet, zu breit war, nun korrekt eingestellt, so dass der SR-Schalterstrom I zum Zeitpunkt 830 nicht länger negativ ist, d.h. zu diesem Zeitpunkt 830 ist Nullstromschalten erreicht.
  • Die Zeit Delta Tx zum Verzögern des Starts eines nächsten Schaltzyklus‘ (und dem Erhöhen der Zeitperiode für einen gegenwärtigen Schaltzyklus) wird vorzugsweise auf die Differenz zwischen den Intervallen TON für Tsw2[k] und Tswm[k – 1] eingestellt. Alternativ könnte die Zeitverzögerung Tx auf einen vorgegebenen Wert eingestellt werden.
  • 8 und die obige Beschreibung behandeln den Fall einer ansteigenden Lasttransiente und erläutern, wie Anpassungen vorgenommen werden können, um die Phasenanpassung, die für die SR-Schalter in dem Spannungswandler 100 ZCS erzielt, aufrechtzuerhalten. Andersherum ist die Situation umgekehrt, wenn eine abfallende Transiente detektiert wird. Für diesen Fall müsste der Start des nächsten Schaltzyklus‘ für die Nicht-Referenzphase zeitlich um eine Zeit Delta Tx vorgezogen werden, was dasselbe ist, wie das Verkürzen des gegenwärtigen Schaltzyklus‘. Der Wert für Tx kann durch die Differenz zwischen den Intervallen TON für Tsw2[k] und Tswm[k – 1] gegeben sein, oder er kann auf einem vorgegebenen Wert eingestellt sein.
  • 9 zeigt eine Ausgestaltung eines Verfahrens 900 zum Anpassen der Phasen in einem Mehrphasen-Spannungswandler wie beispielsweise dem Spannungswandler 100 gemäß 1. Das Verfahren kann in einem Mehrphasen-Spannungswandler 100, wie er in 1 gezeigt ist, implementiert werden, und verwendet Methoden ähnlich zu jenen, wie sie oben im Hinblick auf die Steuerschaltung 110 des Spannungswandlers 100 beschrieben sind. Das Verfahren 900 wird zum Steuern von Zyklus-für-Zyklus-Schalten einer jeden Phase eingesetzt, indem Pulsweitenmodulations-(PWM)-Steuersignale verwendet werden, um die Leistungsschalter innerhalb eines Leistungswandlers zu steuern. Dies umfasst PWM-Steuersignale zum Steuern eines Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalters innerhalb jeder Phase, wobei der SR-Schalter, wenn der SR-Schalter leitet, einen durch ihn fließenden, sinushalbwellenartigen Strom aufweist. Jedes PWM-Steuersignal weist eine Schaltperiode und ein Tastverhältnis auf.
  • Das Verfahren 900 beginnt durch Auswählen einer Referenzphase aus den Phasen in einem Spannungswandler 920. Die Auswahl kann willkürlich erfolgen, oder sie kann nach dem Ranking der Phasen von der schnellsten zur langsamsten und dann dem Auswählen einer Phase, die eine geeignete Geschwindigkeit aufweist, z.B. der mittleren, als Referenzphase erfolgen. Die Schaltperiode und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für die Referenzphase werden dann so eingestellt, dass der von dem SR-Schalter der Referenzphase geleitete, sinushalbwellenartige Strom, wenn der SR-Schalter während jedes Schaltzyklus‘ abgeschaltet wird, Null durchläuft oder nahezu Null durchläuft, d.h. so, dass Nullstromschalten (ZCS) erreicht wird 940. Als nächstes werden während jedes Schaltzyklus‘ die Schaltperioden und die Tastverhältnisse für die PWM-Steuersignale der anderen Phasen auf jene der Referenzphase eingestellt 960. Schließlich werden während jedes Schaltzyklus‘ die Tastverhältnisse der PWM-Steuersignale für die anderen Phasen so eingestellt, dass der von den SR-Schaltern der anderen Phasen geleitete, sinushalbwellenartige Strom, wenn die SR-Schalter abgeschaltet werden, letztendlich Null durchläuft oder Null nahezu durchläuft 980, d.h. so, dass für die SR-Schalter in den Nicht-Referenzphasen ZCS erreicht wird.
  • So, wie die Ausdrücke „aufweisend”, „enthalten”, „einschließend”, „umfassend” und dergleichen hier gebraucht werden, handelt es sich um unbestimmte Begriffe, die das Vorhandensein angegebener Elemente oder Merkmale anzeigen, die jedoch zusätzliche Elemente oder Merkmale nicht ausschließen. Die unbestimmten und bestimmten Artikel „ein”, „eine”, „der”, „die”, „das” sollen sowohl den Plural als auch den Singular einschließen, sofern aus dem Zusammenhang nicht eindeutig etwas anderes hervorgeht.
  • Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausgestaltungen, sofern nicht ausdrücklich anderweitig erwähnt, miteinander kombiniert werden können.

Claims (20)

  1. Mehrphasen-Spannungswandler, der aufweist: mehrere Phasen, wobei jede der Phasen einen Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalter aufweist, durch den, wenn er eingeschaltet ist, ein sinushalbwellenartiger Strom geleitet wird; und eine Steuerschaltung, die so betrieben werden kann, dass sie: Zyklus-für-Zyklus-Schalten einer jeden Phase über entsprechende Pulsweitenmodulations-(PWM)-Steuersignale steuert, wobei jedes PWM-Steuersignal eine Schaltperiode und ein Tastverhältnis aufweist; in jedem Schaltzyklus eine der Phasen als Referenzphase auswählt, wobei die Schaltperiode und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für die Referenzphase so eingestellt werden, dass der von dem SR-Schalter der Referenzphase geleitete, sinushalbwellenartige Strom, wenn der SR-Schalter abgeschaltet wird, Null durchläuft oder Null nahezu durchläuft; die Schaltperiode und das Tastverhältnis der PWM-Steuersignale für die anderen Phasen auf die der Referenzphase eingestellt; und in jedem Schaltzyklus das Tastverhältnis der PWM-Steuersignale für die anderen Phasen so einstellt, dass der von den SR-Schaltern der anderen Phasen geleitete, sinushalbwellenartige Strom, wenn die SR-Schalter abgeschaltet werden, Null durchläuft oder Null nahezu durchläuft.
  2. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, bei dem jede der Phasen ferner aufweist: einen High-Side-Schalter, der zwischen ein Eingangsspannungsterminal und einen Schaltknoten geschaltet ist; einen Low-Side-Schalter, der zwischen den Schaltknoten und Masse geschaltet ist; und eine passive Schaltung, die den Schaltknoten mit einem gemeinsamen Ausgangsknoten des Mehrphasen-Spannungswandlers verbindet; wobei der SR-Schalter der Phase zwischen die passive Schaltung und Masse geschaltet ist.
  3. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für jede der anderen Phasen, die schneller ist, als die Referenzphase, verringert; und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für jede der anderen Phasen, die langsamer ist, als die Referenzphase, erhöht.
  4. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 3, bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie Strommesswerte für die Referenzphase mit Strommesswerten für die anderen Phasen vergleicht, um zu bestimmen, ob jede der anderen Phasen schneller oder langsamer ist, als die Referenzphase.
  5. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 4, bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie eine individuelle der anderen Phasen als schneller als die Referenzphase identifiziert, wenn sich die Strommesswerte für jene andere Phase in einer kürzeren Zeit auf Null verringern, als die Strommesswerte für die Referenzphase, und bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie eine individuelle der anderen Phasen als langsamer als die Referenzphase identifiziert, wenn sich die Strommesswerte für jene andere Phase in einer längeren Zeit auf Null verringern, als die Strommesswerte für die Referenzphase.
  6. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 4 oder 5, bei dem die Steuerschaltung für den gegenwärtigen Schaltzyklus so betrieben werden kann, dass sie in jedem Schaltzyklus das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für die anderen Phasen adaptiv so anpasst, dass die Strommesswerte für die anderen Phasen, wenn die PWM-Steuersignale für die anderen Phasen von einem aktiven Zustand in einen inaktiven Zustand übergehen, letztlich Null durchlaufen oder Null nahezu durchlaufen.
  7. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie während des gegenwärtigen Schaltzyklus‘ die anderen Phasen basierend auf der Schaltperiode der Referenzphase für den unmittelbar vorangehenden Schaltzyklus anpasst.
  8. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 7, bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie, als Reaktion auf einen Transienten-Zustand an einer mit dem Mehrphasen-Spannungswandler gekoppelten Last, die Schaltperiode der anderen Phasen so einstellt, so dass die Phasen während des Transienten-Zustands angepasst bleiben.
  9. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 8, bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie, als Reaktion auf einen Zustand einer ansteigenden Transiente an der Last, die Schaltperiode der anderen Phasen um einen ersten vorgegebenen Betrag erhöht, so dass die Phasen während des Zustands der ansteigenden Transiente angepasst bleiben.
  10. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß Anspruch 8 oder 9, bei dem die Steuerschaltung so betrieben werden kann, dass sie, als Reaktion auf einen Zustand einer abfallenden Transiente an der Last, die Schaltperiode der anderen Phasen um einen zweiten vorgegebenen Betrag verringert, so dass die Phasen während des Zustands der abfallenden Transiente angepasst bleiben.
  11. Mehrphasen-Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die passive Schaltung einen LC-Resonanzkreis aufweist, der mit dem Schaltknoten jeder Phase gekoppelt ist, und einen Transformator/eine Spule mit Abgriff, um den LC-Resonanzkreis mit einem Ausgangskondensator des Mehrphasen-Spannungswandlers zu koppeln, und wobei der SR-Schalter zwischen den Transformator/die Spule mit Abgriff und Masse gekoppelt ist.
  12. Verfahren zur Phasenanpassung für einen Mehrphasen-Spannungswandler, wobei jede Phase des Mehrphasen-Spannungswandlers einen Synchrongleichrichtungs-(SR)-Schalter aufweist, durch den, wenn er eingeschaltet ist, eine Halbwelle eines sinushalbwellenartigen Stroms geleitet wird, wobei das Verfahren aufweist: Zyklus-für-Zyklus-Schalten einer jeden Phase über entsprechende Pulsweitenmodulations-(PWM)-Steuersignale, wobei jedes PWM-Steuersignal eine Schaltperiode und ein Tastverhältnis aufweist; Auswählen einer der Phasen als Referenzphase, wobei die Schaltperiode und das Tastverhältnis des PWM-Steuersignals für die Referenzphase so eingestellt werden, dass der von dem SR-Schalter der Referenzphase geleitete, sinushalbwellenartige Strom, wenn der SR-Schalter abgeschaltet wird, Null durchläuft oder Null nahezu durchläuft, in jedem Schaltzyklus; Einstellen der Schaltperiode und des Tastverhältnisses der PWM-Steuersignale für die anderen Phasen auf die der Referenzphase; und Einstellen des Tastverhältnisses der PWM-Steuersignale für die anderen Phasen so, dass der von den SR-Schaltern der anderen Phasen geleitete, sinushalbwellenartige Strom, wenn die SR-Schalter abgeschaltet werden, letztlich Null durchläuft oder Null nahezu durchläuft, in jedem Schaltzyklus.
  13. Verfahren gemäß Anspruch 12, bei dem das Einstellen des Tastverhältnisses der PWM-Steuersignale für die anderen Phasen aufweist: Verringern des Tastverhältnisses des PWM-Steuersignals für jede der anderen Phasen, die schneller ist, als die Referenzphase; und Erhöhen des Tastverhältnisses des PWM-Steuersignals für jede der anderen Phasen, die langsamer ist, als die Referenzphase.
  14. Verfahren gemäß Anspruch 13, das ferner aufweist: Vergleichen von Strommesswerten für die Referenzphase mit Strommesswerten für die anderen Phasen, um zu bestimmen, ob jede der anderen Phasen schneller oder langsamer ist, als die Referenzphase.
  15. Verfahren gemäß Anspruch 14, bei dem das Bestimmen, ob jede der anderen Phasen schneller oder langsamer ist, als die Referenzphase, aufweist: Identifizieren einer individuellen der anderen Phasen als schneller als die Referenzphase, wenn sich die Strommesswerte für jene andere Phase in einer kürzeren Zeit auf Null verringern, als die Strommesswerte für die Referenzphase; und Identifizieren einer individuellen der anderen Phasen als langsamer als die Referenzphase, wenn sich die Strommesswerte für jene andere Phase in einer längeren Zeit auf Null verringern, als die Strommesswerte für die Referenzphase.
  16. Verfahren gemäß Anspruch 14 oder 15, bei dem in jedem Schaltzyklus das Anpassen des Tastverhältnisses des PWM-Steuersignals für die anderen Phasen aufweist: adaptives Anpassen des Tastverhältnisses des PWM-Steuersignals für die anderen Phasen in jedem Schaltzyklus derart, dass die Strommesswerte für die anderen Phasen, wenn die PWM-Steuersignale für die anderen Phasen von einem aktiven Zustand in einen inaktiven Zustand übergehen, letztlich Null durchlaufen oder Null nahezu durchlaufen, in jedem Schaltzyklus.
  17. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 16, das ferner aufweist: Anpassen der anderen Phasen während des gegenwärtigen Schaltzyklus‘ basierend auf der Schaltperiode der Referenzphase für den unmittelbar vorangehenden Schaltzyklus.
  18. Verfahren gemäß Anspruch 17, das ferner aufweist: Anpassen der Schaltperiode der anderen Phasen als Reaktion auf einen Transienten-Zustand an einer mit dem Mehrphasen-Spannungswandler gekoppelten Last derart, dass die Phasen während des Transienten-Zustands angepasst bleiben.
  19. Verfahren gemäß Anspruch 18, bei dem das Anpassen der Schaltperiode der anderen Phasen als Reaktion auf einen Transienten-Zustand der Last aufweist: Erhöhen der Schaltperiode der anderen Phasen, als Reaktion auf einen Zustand einer ansteigenden Transiente an der Last, um einen ersten vorgegebenen Betrag so dass die Phasen während des Zustands der ansteigenden Transiente angepasst bleiben.
  20. Verfahren gemäß Anspruch 18, bei dem das Anpassen der Schaltperiode der anderen Phasen als Reaktion auf einen Transienten-Zustand der Last aufweist: Verringern der Schaltperiode der anderen Phasen, als Reaktion auf einen Zustand einer abfallenden Transiente an der Last, um einen zweiten vorgegebenen Betrag so dass die Phasen während des Zustands der abfallenden Transiente angepasst bleiben.
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