DE102018104446A1

DE102018104446A1 - Induktivitätsschutz während einer schnellen Transientenantwort bei isolierten Spannungswandlern

Info

Publication number: DE102018104446A1
Application number: DE102018104446.1A
Authority: DE
Inventors: Darryl Tschirhart; Amir Babazadeh
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2017-02-28
Filing date: 2018-02-27
Publication date: 2018-08-30
Also published as: CN108512428A; US9929663B1; CN108512428B

Abstract

Es werden Techniken zum Steuern von Leistungsschaltern, die in einem Spannungswandler eine Eingangsleistungsquelle mit einem Transformator koppeln, zu steuern, um die Leistungsübertragung durch den Transformator und an die Last des Spannungswandlers zu steuern. Es werden verschiedene Techniken für verschiedene Betriebsarten bereitgestellt. Bei einem anfänglichen stationären Intervall werden die Schalter unter Verwendung einer festen ersten Schaltperiode und eines veränderlichen Tastgrads geschaltet. Auf die Detektion einer Lasttransiente, z. B. eines plötzlichen Anstiegs der Leistungsanforderungen der Last, hin wird in ein Anstiegsintervall, während dem die Schalter unter Verwendung einer zweiten Schaltperiode und eines zweiten Tastgrad geschaltet werden, übergegangen, um den Ausgangsstrom des Wandlers mit einer maximalen Rate zu erhöhen. Auf die Detektion hin, dass ein Strom innerhalb des Spannungswandlers einen maximal zulässigen Pegel erreicht hat, wird in ein strombegrenztes Intervall übergegangen, während dem die Schalter unter Verwendung einer dritten Schaltperiode und eines dritten Tastgrad geschaltet werden.

Description

Die vorliegende Anmeldung betrifft isolierte Spannungswandler und sie betrifft insbesondere Techniken zum Begrenzen eines Stroms durch eine Induktivität und zum Vermeiden einer Sättigung des Transformatorkerns während transienter Lastzustände eines isolierten Spannungswandlers.
Isolierte Gleichstrom-(DC)-nach-DC-Schaltspannungswandler verwenden Transformatoren, um Leistung von einer Eingangsquelle in Leistung für eine Ausgangslast zu wandeln. Ein derartiger Spannungswandler enthält primärseitige Leistungsschalter, die eine DC-Eingangsleistung in eine Wechselstrom-(AC)-Leistung, die der Primärseite eines Transformators zugeführt wird, wandeln. Eine an der Sekundärseite des Transformators bereitgestellte AC-Leistung wird gleichgerichtet, um sie in eine DC-Leistung, die wiederum der Ausgangslast zugeführt wird, zurückzuwandeln.
Um eine Beschädigung der primärseitigen Leistungsschalter oder des Transformators selbst zu verhindern, muss darauf geachtet werden, sicherzustellen, dass der Kern des Transformators nicht magnetisch sättigt. Dies wird typischerweise erreicht, indem der Transformator überdimensioniert wird und/oder indem der Strom in den primärseitigen Leistungsschaltern verwendet wird, um eine Transformatorkernsättigung zu detektieren. Sollte auf diese Weise eine Transformatorkernsättigung detektiert werden, wird die Leistungsübertragung durch den Transformator gedrosselt. Fortgeschrittene Techniken können den Fluss des Transformatorkerns, z. B. durch Verwenden eines Voltsekundenmaßes, das auf einer Spannung des Transformators basiert, nachverfolgen. Ein Controller des Spannungswandlers kann den nachverfolgten Fluss des Transformatorkerns verwenden, um den Fluss des Transformatorkerns gut ausgewogen zwischen positiven und negativen Ausschlägen zu halten, und um die Leistungsübertragung zu drosseln, wenn sich der nachverfolgte Fluss einem Pegel, der einer Kernsättigungsgrenze des Transformators entspricht, nähert.
Eine Lasttransiente, z. B. ein Stufenanstieg der durch die Last benötigten Leistung, wird vorzugsweise durch Erhöhen eines von dem Spannungswandler mit einer hohen Rate ausgegebenen Stroms, bis sich die der Ausgangslast zugeführte Spannung einem gewünschten Ausgangspegel nähert, verarbeitet. Der Ausgangsstrom muss so erhöht werden, dass er keine Sättigung des Transformatorkerns bewirkt. Weiterhin müssen die Spannungswandlerkomponenten einschließlich insbesondere einer Ausgangsinduktivität so dimensioniert sein, dass der maximale Ausgangsstrom aufgenommen wird.
Es sind Techniken zum Bereitstellen einer schnellen Transientenantwort in einem Spannungswandler bei gleichzeitigem Vermeiden einer Transformatorkernsättigung und ohne Erhöhen der Größe des Transformators oder einer Ausgangsinduktivität des Spannungswandlers erwünscht.
Gemäß einer Ausgestaltung eines Verfahrens zum Steuern eines isolierten Spannungswandlers, der primärseitige Schalter, die mit einem Transformator mit einem Transformatorkern gekoppelt sind, und eine Ausgangsinduktivität, die zwischen den Transformator und eine Last des isolierten Spannungswandlers geschaltet sind, enthält, bietet das Verfahren Techniken zum Schalten der primärseitigen Schalter nach einem plötzlichen Anstieg des Leistungsbedarfs der Last. Diese Techniken ermöglichen es, auf die Lasttransiente schnell zu antworten, während sichergestellt wird, dass ein Strom durch die Ausgangsinduktivität vorgeschriebene Grenzen nicht übersteigt. Insbesondere beginnt das Verfahren mit dem Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung einer ersten Schaltperiode und eines ersten Tastgrads während eines anfänglichen stationären Intervalls. Auf das Detektieren eines mit einem erhöhten Leistungsbedarf der Last verbundenen Lasttransientenereignisses hin werden die primärseitigen Schalter unter Verwendung einer zweiten Schaltperiode und eines zweiten Tastgrads so gesteuert, dass der durch die Ausgangsinduktivität fließende Strom während eines Anstiegsintervalls mit einer maximal zulässigen Rate erhöht wird. Entsprechend antwortet der Spannungswandler auf den erhöhten Leistungsbedarf der Last schneller, als es bei Verwendung einer stationären Steuerung, z. B. einer linearen Steuertechnik, möglich wäre. Auf das Detektieren während des Anstiegsintervalls, dass der Strom einen maximal zulässigen Strom erreicht hat, hin werden die primärseitigen Schalter dann unter Verwendung einer dritten Schaltperiode und eines dritten Tastgrads während eines strombegrenzten Intervalls geschaltet, um den Strom innerhalb eines Welligkeitsstrombandes zwischen dem maximal zulässigen Strom und einem verringerten Stromschwellenwert zu halten. Der dritte Tastgrad unterscheidet sich von dem zweiten Tastgrad.
Gemäß einer Ausgestaltung eines isolierten Spannungswandlers, der dazu ausgebildet ist, einer Last eine Ausgangsleistung zuzuführen, weist der Wandler primärseitige Schalter, einen mit dem primärseitigen Schaltern gekoppelten Transformator mit einem Transformatorkern, eine zwischen den Transformator und die Last geschaltete Ausgangsinduktivität und einen Controller auf. Der Controller ist dazu ausgebildet, die primärseitigen Schalter zu schalten, um der Last während eines stationären Betriebs Leistung zuzuführen, und um als Reaktion auf einen plötzlichen Anstieg des Leistungsbedarfs der Last einen Strom durch die Ausgangsinduktivität schnell zu erhöhen und gleichzeitig sicherzustellen, dass der Strom der Ausgangsinduktivität vorgeschriebene Grenzen nicht übersteigt. Insbesondere schaltet der Controller die primärseitigen Schalter unter Verwendung einer ersten Schaltperiode und eines ersten Tastgrads während eines anfänglichen stationären Intervalls. Auf das Detektieren eines zu einer erhöhten Leistungsanforderung der Last gehörenden Lasttransientenereignisses hin schaltet der Controller die primärseitigen Schalter unter Verwendung einer zweiten Schaltperiode und eines zweiten Tastgrads, so dass ein durch die Ausgangsinduktivität fließender Strom während eines Anstiegsintervalls mit einer maximal zulässigen Rate erhöht wird, um dem erhöhten Leistungsbedarf der Last zu genügen. Auf das Detektieren hin, dass der Strom einen Maximalstromschwellenwert erreicht hat, wird in ein strombegrenztes Intervall, während dem der Controller die primärseitigen Schalter unter Verwendung einer dritten Schaltperiode und eines dritten Tastgrads schaltet, um den Strom innerhalb eines Welligkeitsstrombands zwischen dem Maximalstromschwellenwert und einem verringertem Stromschwellenwert zu halten, übergegangen. Der dritte Tastgrad, wie er während des strombegrenzten Intervalls verwendet wird, unterscheidet sich von dem zweiten Tastgrad, der während des Anstiegsintervalls verwendet wird.
Fachleute werden beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung und bei der Betrachtung der begleitenden Zeichnungen zusätzliche Merkmale und Vorteile erkennen.
Die Elemente der Zeichnungen sind relativ zueinander nicht notwendigerweise maßstäblich. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen dargestellten Ausgestaltungen können miteinander kombiniert werden, sofern sie sich nicht gegenseitig ausschließen. In den Zeichnungen sind Ausgestaltungen abgebildet und sie werden in der Beschreibung, die folgt, ausführlich dargelegt.

1 zeigt ein Schaltbild eines isolierten Spannungswandlers.
2 zeigt Kurvenverläufe, die zu einem Betrieb des isolierten Spannungswandlers in stationären, stromanstiegs- und strombegrenzenden Intervallen gehören, zeigt.
3 zeigt Kurvenverläufe, die zu einem Betrieb des isolierten Spannungswandlers gehören und die ähnlich zu jenem von 2 sind mit der Ausnahme, dass sie ein breiteres Stromwelligkeitsband aufweisen.
4 zeigt eine Ausgestaltung einer Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung, wie sie in dem isolierten Spannungswandler von 1 enthalten ist.
5 zeigt ein Verfahren in einem isolierten Spannungswandler zum Verarbeiten transienter Lastanstiege und zum Begrenzen eines Stroms durch eine Ausgangsinduktivität.

Die hierin beschriebenen Ausgestaltungen bieten Techniken zum Reagieren auf transiente Lastanstiege bei einem isolierten Spannungswandler. Diese Techniken erhöhen einen Ausgangsstrom des Spannungswandlers mit einer maximalen Rate, bis eine Stromgrenze einer Ausgangsinduktivität erreicht ist. Nach dem Erreichen dieser Grenze wird der Strom innerhalb eines Stromwelligkeitsbands gehalten, bis sich die Ausgangsspannung von dem Lastanstieg erholt hat. Das Stromwelligkeitsband wird durch eine Schaltfrequenz und einen Tastgrad, die zum Schalten primärseitiger Leistungsschalter des Spannungswandlers verwendet werden, gesteuert. Die Schaltfrequenz und der Tastgrad werden so bestimmt, dass die Schaltverluste, die bei hohen Schaltfrequenzen groß sind, gegenüber der Geschwindigkeit, mit der sich der Spannungswandler von einer Lasttransienten erholt, abgewogen werden. Die verwendete Schaltfrequenz und/oder der verwendete Tastgrad unterscheiden sich, während sie den Strom begrenzen, von einer Schaltfrequenz und einem Tastgrad, die während des Anstiegs des Stroms mit seiner Maximalrate verwendet werden. Die Verwendung dieser Techniken ermöglicht das Verringern der Größe der Ausgangsinduktivität, während sie noch eine schnelle Erholung transienten Lastanstiegen bietet.
In hierin beschriebenen Unterausgestaltungen werden Techniken zum Verhindern einer Sättigung eines Kerns in einem Transformator des isolierten Spannungswandlers bereitgestellt. Eine derartige Vermeidung wird durch Nachverfolgen des magnetischen Flusses in dem Transformator, z. B. unter Verwendung eines Voltsekundenmaßes, und das Ändern des Timings von Schaltpulsen, die beim Schalten der primärseitigen Leistungsschalter verwendet werden, erreicht. Insbesondere werden Techniken zum Aufrechterhalten des magnetischen Flusses innerhalb vorgeschriebener Grenzen während des Anstiegsintervalls, in dem der Ausgangsstrom mit einer maximalen Rate erhöht wird, während des Intervalls, in dem der Strom auf das Stromwelligkeitsband beschränkt wird, und beim Übergang zwischen diesen Intervallen beschrieben. Diese Techniken ermöglichen eine Transformatorminiaturisierung ohne verschlechtertes Transientenverhalten.
Bei anderen hierin beschriebenen Unterausgestaltungen werden Techniken zum Erhöhen des Stroms mit einer maximalen Rate bereitgestellt. Bei einer bevorzugten Unterausgestaltung zum Erhöhen des Stroms werden die Leistungsschalter mit einer Schaltfrequenz und einer Taktfrequenz, die sich von denen, die während des stationären Betriebs des Spannungswandlers verwendet werden, unterscheiden, geschaltet. Zum Beispiel kann der Schaltertastgrad während des Stromanstiegsintervalls so eingestellt werden, dass die primärseitigen Leistungsschalter dem Transformator nahezu immer Leistung zuführen, während die Schaltfrequenz auf einen Pegel, der sicherstellt, dass die Transformatorflussgrenzen nicht überschritten werden, verringert wird. Dies ermöglicht eine Stromanstiegsrate, die sich nahe dem maximal Möglichen befindet, während der Transformatorfluss innerhalb der Flusssättigungsgrenzen des Transformatorkerns gehalten wird. Bei einer alternativen Unterausgestaltung werden die Leistungsschalter unter Verwendung derselben Schaltfrequenz und desselben Tastgrads (typischerweise veränderlich), der während des stationären Betriebs des Spannungswandlers verwendet wird, geschaltet. Diese alternative Unterausgestaltung bietet den Vorteil einer vereinfachten Steuerung, erholt sich aber von einem transienten Lastanstieg nicht so schnell wie die bevorzugte Unterausgestaltung.
Die hierin beschriebenen Techniken gelten für Spannungswandler sowohl mit fester als auch mit variabler Frequenz. Aus Gründen der Klarheit werden in der folgenden Beschreibung Spannungswandler, die eine feste Schaltfrequenz verwenden, gezeigt, aber es versteht sich, dass diese Techniken auf Spannungswandler mit variabler Frequenz angewandt werden könnten.
Verschiedene Ausgestaltungen von isolierten Spannungswandlern und Steuerverfahren für verschiedene Spannungswandler werden in der folgenden ausführlichen Beschreibung und den begleitenden Figuren bereitgestellt. Die beschriebenen Ausgestaltungen bieten spezielle Beispiele zum Zweck der Erläuterung, und sie sind nicht als begrenzend gedacht. Merkmale und Aspekte der Beispiel-Ausgestaltungen können kombiniert oder neu angeordnet werden, außer der Kontext lässt dies nicht zu.
1 zeigt eine Ausgestaltung eines isolierten Spannungswandlers 100, in dem strombegrenzte schnelle Transientenantworttechniken implementiert sein können. Der dargestellte Spannungswandler 100 ist ein Vollbrückenwandler, aber die Techniken gelten ebenso für andere Push-Pull-Topologien, Topologien mit aktiver Klemmung in Vorwärtsrichtung (engl.: „active clamp forward topologies“), Halbbrückenwandler etc. Der Spannungswandler 100 enthält eine Leistungsstufe 110, einen Transformator 120, einen Isolator 130, eine Aufbereitungsschaltung 140 und einen Controller 160. Eine Eingangsleistungsquelle V_IN führt dem Spannungswandler 100 Leistung zu, und der Spannungswandler 100 führt einer Last 150 eine Ausgangsleistung zu.
Die Eingangsleistungsquelle V_IN wird der Leistungsstufe 110, die sie unter Verwendung von Leistungsschaltern mit dem Transformator 120 koppelt, zugeführt. Die Leistungsstufe 110 enthält vier Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄, von denen jeder einen zugehörigen Treiber in einer Treiberstufe 112 besitzt. Die Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ sind in einer Vollbrückenkonfiguration orientiert. Während eines aktiven Intervalls innerhalb eines positiven Halbzyklus' des Spannungswandlers 100 leiten die Schalter Q₁ und Q₃ und erzeugen dabei eine positive Spannung, die dem Transformator 120 zugeführt wird, über V_AB. Während eines aktiven Intervalls innerhalb eines negativen Halbzyklus' des Spannungswandlers 100 leiten die Schalter Q₂ und Q₄ und führen dabei dem Transformator 102 über seinen Eingang V_AB eine negative Spannung zu. Zusätzlich kann es „Totzeit“-Intervalle geben, während denen keiner der Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ leitet und dem Transformator 120 über V_AB keine Spannung zugeführt wird.
Die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ sind in 1 als Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) vom Anreicherungstyp dargestellt, aber es können andere Schaltertypen verwendet werden. Zum Beispiel können bei manchen Anwendungen Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs), Bipolartransistoren (BJTs), Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs), Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMTs) oder andere Typen von Leistungstransistoren bevorzugt sein. Die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ können auf demselben Halbleiter-Die integriert sein, sie können jeweils auf separaten Dies bereitgestellt werden, oder sie können auf andere Weise auf mehrere Halbleiter-Dies verteilt sein. Die Treiber innerhalb der Treiberstufe 112 können auf demselben/denselben Halbleiter-Die(s) wie ihre zugehörigen Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ integriert sein oder auf separaten Dies bereitgestellt werden.
Der Transformator enthält eine Primärwicklung 122 mit N1 Windungen, Sekundärwicklungen 124a, 124b, von denen jede N2 Windungen aufweist, und einen Kern 126. Die Sekundärwicklungen 124a, 124b sind an einem Mittelabgriff miteinander verbunden. Ein Knoten für die gleichgerichtete Spannung V_rect ist mit diesem Mittelabgriff gekoppelt. Das Windungsverhältnis N1/N2 bestimmt das Verhältnis der gleichgerichteten Spannung V_rect zu der Eingangsspannung V_AB des Transformators 120.
Die Aufbereitungsschaltung 140 ist dazu ausgebildet, die von den Sekundärwicklungen 124a, 124b ausgegebene Spannung gleichzurichten und die gleichgerichtete Spannung V_rect, bevor sie der Last 150 zugeführt wird, zu filtern. Wie in 1 gezeigt werden Gleichrichtungsschalter SR₁, SR₂ durch den Controller 160 gesteuert, um aus der über den Sekundärwicklungen 124a, 124b induzierten AC-Spannung die gleichgerichtete Spannung V_rect zu erzeugen. Es können andere Gleichrichtungsschaltungen oder -techniken verwendet werden. Zum Beispiel können Dioden jeden äußeren Anschluss der Sekundärwicklungen 124a, 124b mit einem Knoten für die gleichgerichtete Spannung koppeln, während der Mittelabgriff mit einer Masse der Last 150 gekoppelt ist. Bei einer anderen alternativen Konfiguration können vier Dioden oder vier Gleichrichtungsschalter in einer Brückenkonfiguration mit einer Sekundärwicklung, die keinen Mittelabgriff aufweist, verwendet werden. Im Allgemeinen wird eine derartige Dioden-basierte Gleichrichtung für geringe Ausgangsspannungen wegen des verglichen mit der Aktivgleichrichtung, die, wie in 1 gezeigt, Leistungsschalter SR₁, SR₂ verwendet, mit den Dioden verbundenen Leistungsverlusts nicht bevorzugt. Die Verwendung einer Brückenkonfiguration gegenüber einer Konfiguration mit Mittelabgriff ist eine Wahlmöglichkeit bei der Auslegung, die auf dem Leistungsvermögen der Spannungsklassen der für beide Konfigurationen erforderlichen Gleichrichtereinrichtungen basiert.
Die Aufbereitungsschaltung 140 enthält auch eine Ausgangsinduktivität Lo und einen Kondensator C_o, die ein LC-Filter bilden. Das LC-Filter dient dazu, die der Last 150 zugeführte Spannung V_o zu glätten. Die Ausgangsinduktivität Lo weist eine maximale Strombelastbarkeit auf und muss so dimensioniert werden, dass der höchste durch die Ausgangsinduktivität L_o fließende Strom diesen Nennwert nicht übersteigt. Der durch die Ausgangsinduktivität L_o fließende Strom i_L befindet sich typischerweise auf seinem höchsten Wert, wenn eine Lasttransiente, d. h. ein verzögerungsfreier oder nahezu verzögerungsfreier Anstieg der durch die Last 150 benötigten Leistung, vorliegt. Die unten beschriebenen Techniken begrenzen den Strom i_L durch die Ausgangsinduktivität L_o, so dass die Ausgangsinduktivität L_o relativ zu der Größe, die während des stationären Betriebs des Spannungswandlers 100 erforderlich ist, nicht signifikant überdimensioniert werden muss.
Der Controller 160 ist für das Steuern des Spannungswandlers 100, um der Last 150 die erforderliche Leistung (Spannung Vo und Strom) zuzuführen, verantwortlich. Dies beinhaltet das Steuern der Gleichrichtungsschalter SR₁, SR₂, um die gleichgerichtete Spannung V_rect zu erzeugen, und das Erzeugen pulsweitenmodulierter (PWM) Signale V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4}, die die Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ der Leistungsstufe 110 steuern. Techniken zum Steuern von Gleichrichterschaltern sind auf dem Fachgebiet wohlbekannt und derartige herkömmliche Techniken werden hier nicht beschrieben, um eine Verschleierung der eigentümlichen Aspekte dieser Erfindung zu vermeiden. Die PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4}, die die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ steuern, werden erzeugt, um sicherzustellen, dass der Last 150 eine angemessene Leistung zugeführt wird, und diese Erzeugung basiert typischerweise auf der Ausgangsspannung V_o.
Während des stationären Betriebs des Spannungswandlers 100 werden herkömmliche lineare Steuerungstechniken verwendet, um die PWM-Kurvenverläufe basierend auf Lasterfordernissen zu erzeugen. Der Controller 160 von 1 erzeugt PWM-Kurvenverläufe, die eine feste Schaltfrequenz und einen veränderlichen Tastgrad aufweisen. Ein PWM-Controller 180 für konstante Frequenz stellt den Tastgrad der PWM-Kurvenverläufe ein, um die Menge der der Last 150 zugeführten Leistung zu steuern. Der PWM-Controller 150 für konstante Frequenz enthält einen Proportional-, Integral- und Differenzial-(PID)-Controller 184 und einen digitalen PWM-Kurvenverlaufsgenerator 182. Die Ausgangsspannung V_o wird durch einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 162 digitalisiert und unter Verwendung eines Summierers 164 von einer Ziel-Referenzspannung V_REF subtrahiert. Die resultierende Abweichungsspannung V_ERR wird dann dem PID-Controller 184 zugeführt. Der PID-Controller 184 erzeugt eine Aktualisierung, die den digitalen PWM-Generator 182 darüber informiert, ob er die bei der Erzeugung der PWM-Kurvenverläufe, die die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ steuern, verwendeten Tastgrade erhöhen oder verringern sollte. Zum Beispiel bewirkt eine Ausgangsspannung V_o, die unter die Referenz-(Ziel-)-Spannung V_REF abfällt, dass ein Tastgrad der PWM-Kurvenverläufe ansteigt und dadurch die über den Transformator übertragene Leistung erhöht. Umgekehrt erzwingt eine Ausgangsspannung Vo, die über die Referenzspannung V_REF ansteigt, dass der Tastgrad der PWM-Kurvenverläufe verringert wird, so dass die über den Transformator 120 übertragene Leistung verringert wird. Weil lineare Steuerungstechniken wie beispielsweise eine PID-Steuerung auf dem Fachgebiet wohlbekannt sind, werden sie nicht ausführlicher beschrieben.
Der Controller 160 enthält auch eine Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung 170. Während des stationären Betriebs des Spannungswandlers 100 erzeugt diese Schaltung 170 die PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} basierend auf Ausgangssignalen von dem DPWM-Generator 182. Ebenfalls während des stationären Betriebs kann diese Schaltung 170 den magnetischen Fluss in dem Transformatorkern 126 nachverfolgen. Dies kann durch Verwenden eines Voltsekundenmaßes, das auf der gleichgerichteten Spannung V_rect, Wicklungswindungen (z. B. N2) des Transformators 120 und einer Querschnittsfläche des Transformators 120 basiert, erreicht werden. Alternativ kann das Voltsekundenmaß auf der primärseitigen Spannung V_AB oder irgendeiner von der gleichgerichteten Spannung V_rect verschiedenen sekundärseitigen Spannung basieren. Die Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung 170 kann die erzeugten PWM-Kurvenverläufe modifizieren, um sicherzustellen, dass das Voltsekundenmaß innerhalb der Grenzen, die Sättigungsgrenzen des Transformatorkerns 126 entsprechen, beschränkt bleibt. Zum Beispiel kann die Schaltung 170 PWM-Pulse verkürzen, wenn detektiert wird, dass das Ausmaß des Voltsekundenmaßes irgendeinen Schwellenwert übersteigt, oder sie kann Energie von einem Satz von PWM-Pulsen zu einem anderen verschieben. Zum Beispiel kann die Schaltung 170 für den Vollbrückenwandler 100 von 1 detektieren, dass das Voltsekundenmaß einen Schwellenwert VS_HIGH, der einem positiven Flusssättigungspegel des Transformatorkerns 126 entspricht, erreicht hat. Als Reaktion auf eine derartige Detektion kann die Schaltung 170 PWM-Pulse auf den Kurvenverläufen V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q3} der PWM-Steuersignale, die die Leistungsschalter Q₁, Q₃ steuern, unverzüglich verkürzen, und sie kann PWM-Pulse auf den Kurvenverläufen V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q4} der PWM-Steuersignale, die die Leistungsschalter Q₂, Q₄ steuern, verlängern. Dies verschiebt den magnetischen Fluss von positiven zu negativen Intervallen, während ein gewünschter Energieübertrag durch den Transformator 120 beibehalten wird.
Die Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung 170 detektiert zusätzlich transiente Lastanstiege und detektiert, ob der Induktivitätslaststrom i_L eine Obergrenze (Schwellenwert) erreicht. Als Reaktion auf das Detektieren einer dieser Bedingungen ändert die Schaltung 170 die PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} relativ zu denen, die während des stationären Betriebs des Spannungswandlers 100 durch den DPWM-Generator 182 erzeugt werden. Insbesondere erzeugt die Schaltung 170, wenn derartige Bedingungen detektiert werden, PWM-Kurvenverläufe, die eine Schaltfrequenz und einen Tastgrad, die nicht durch den PID-Controller 184 und den DPWM-Generator 182 bestimmt werden müssen, aufweisen. Der Betrieb der Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung 170 wird in Verbindung mit den Kurvenverläufen von 2 und 3 ausführlicher beschrieben, und eine ausführlichere Ausgestaltung der Schaltung 170 wird in 4 geboten.
Der Controller 160 und seine Bestandteile können unter Verwendung einer Kombination von analogen Hardwarekomponenten (wie beispielsweise Transistoren, Verstärkern, Dioden und Widerständen) und einer Prozessorschaltung, die primär digitale Komponenten enthält, implementiert werden. Die Prozessorschaltung kann eine(n) oder mehr von einem digitalen Signalprozessor (DSP), einem Mehrzweckprozessor und einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) enthalten. Der Controller 160 kann auch Speicher, z. B. nicht-flüchtigen Speicher wie beispielsweise Flash, der Anweisungen oder Daten zur Verwendung durch die Prozessorschaltung enthält, und einen oder mehr Timer aufweisen. Der Controller 160 liest Sensorsignale wie beispielsweise Signale, die der Ausgangsspannung V_o und den Induktivitätsstrom i_L entsprechen, ein.
2 zeigt verschiedene Kurvenverläufe, die zum Betrieb des Spannungswandlers 100 während einer anfänglichen, stationären Betriebsart, eines Stromanstiegsintervalls innerhalb einer Transientenbetriebsart, eines strombegrenzten Intervalls innerhalb der Transientenbetriebsart und einer post-transienten stationären Betriebsart gehören. Diese Kurvenverläufe beinhalten eine Spannung V_AB über der Primärwicklung 122 des Transformators 120, einen Strom i_L in der Ausgangsinduktivität L_o des Wandlers 100, eine Spannung V_o über dem Ausgangskondensator C_o und der Last 150, und eine magnetische Flussdichte B des Transformatorkerns 126. 2 zeigt auch zu der Zeit t₁ einen transienten Lastzustand, bei dem sich der Laststrom von einem ersten (geringeren) Zielwert i_L1 auf einen zweiten (höheren) Zielwert iL₂ ändert, und die entsprechende Differenz ΔI_ο. Als Reaktion auf diese Veränderung bei dem Zielstrom arbeitet der Controller 160 in einer Transientenbetriebsart, bis sich die der Last 150 zugeführte Spannung V_o erholt, z. B. bis Vo die Referenzspannung V_REF erreicht oder näherungsweise erreicht, so dass der normale stationäre Betrieb (die Steuerung) weitergehen kann. Vor und nach der Transientenbetriebsart arbeitet der Controller 160 in einer stationären Betriebsart.
Anfängliche stationäre Betriebsart
Während eines Energieübertragungsintervalls innerhalb eines positiven Halbzyklus' des Spannungswandlers 100 sind die primärseitigen Leistungsschalter Q₁ und Q₃ aufgrund von PWM-Pulsen, die durch den Controller 160 auf ihren entsprechenden Steuersignalen V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q3} erzeugt werden, leitend. Dies erzeugt eine positive Spannung +V_IN über dem Eingang V_AB der primärseitigen Wicklung 122 des Transformators 120. Während eines Energieübertragungsintervalls innerhalb eines negativen Halbzyklus' des Spannungswandlers 100 sind die primärseitigen Leistungsschalter Q₂ und Q₄ aufgrund von PWM-Pulsen, die durch den Controller 160 auf ihren entsprechenden Steuersignalen V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q4} erzeugt werden, leitend. Dies erzeugt eine negative Spannung -V_IN über dem Eingang V_AB der primärseitigen Wicklung 122 des Transformators 120. Zwischen aufeinanderfolgenden Energieübertragungsintervallen treten Energiezirkulationsintervalle auf. Zur PWM-Steuerung tritt während der Energiezirkulationsintervalle eine sogenannte Totzeit, in der keiner der primärseitigen Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ leitet und keine Spannung über der Primärwicklung 122 des Transformators 120 bereitgestellt wird, auf. Bei PWM-Steuerung fließt während der Energiezirkulationsintervalle kein Strom in der Primärseite, nur in der Sekundärseite. Zur Phasenmodulationssteuerung (engl.: phaseshift-modulation control“; PSM) leiten die primärseitigen Leistungsschalter Q₁ und Q₂ während Energiezirkulationsintervallen einen Zirkulationsstrom, oder die primärseitigen Leistungsschalter Q₃ und Q₄ leiten einen Zirkulationsstrom. Entsprechend zirkuliert unter PSM-Steuerung Strom während Energiezirkulationsintervallen sowohl in der Primär- als auch der Sekundärseite. Die operativen Einzelheiten des isolierten Spannungswandlers 100 werden hierin zur Erleichterung und Einfachheit der Erläuterung im Kontext einer PWM-Steuerung beschrieben. Allerdings werden Fachleute ohne Weiteres erkennen, dass die hierin beschriebenen Techniken gleichermaßen für PSM-Steuerungen gelten.
Bei einem Standard-PWM-basierten Ansatz schaltet der Controller 160 die primärseitigen Leistungsschalter während stationärer (nicht-transienter) Lastbedingungen die primärseitigen Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ mit einer festen (konstanten) ersten Schaltperiode T_S1 und einem veränderlichen Tastgrad D, um während positiver und negativer Energieübertragungsintervalle, die durch Energiezirkulationsintervalle getrennt sind, Energie über den Transformator 120 zu übertragen. Man betrachte ein kombiniertes Energieübertragungsintervall T_energyTx, das sowohl die positiven als auch negativen Energieübertragungsintervalle innerhalb der festen Schaltperiode T_S1 enthält. Der PID-Controller 184 und der DPWM-Generator 182 bestimmen für jeden Zyklus des Spannungswandlers 100 einen Tastgrad D, so dass das Verhältnis jedes kombinierten Energieübertragungsintervalls T_energyTx zu der festen Schaltperiode T_S1 kleiner als eins ist, d. h. T_ernergyTx/T_S1 < 1. Entsprechend steht, wie in 2 gezeigt, zwischen Energieübertragungsintervallen ausreichend Totzeit zur Verfügung, um es dem Controller 160 zu ermöglichen, auf einen transienten Lastzustand zu reagieren. Dies ist bei dem Kurvenverlauf für die primärseitige Spannung V_AB dargestellt, wobei ein negativer Halbzyklus zwischen Zeiten t₀ und t₁ gezeigt ist, und der ein negatives Energieübertragungsintervall und ein Totzeitintervall enthält. Diesen Intervallen würde ein positives Energieübertragungsintervall und ein weiteres Totzeitintervall, die sich innerhalb desselben Zyklus' des Spannungswandlers 100 wie das dargestellte negative Energieübertragungsintervall befinden, vorangehen. (Zur Vereinfachung der Darstellung ist der positive Halbzyklus in 2 nicht gezeigt.) Es ist zu sehen, dass der Tastgrad D für den dargestellten negativen Halbzyklus näherungsweise 40% beträgt.
Transientenbetriebsart - nicht-linearer Anstieg
Als Reaktion auf die Detektion eines transienten Lastanstiegs schaltet der Controller 160 die primärseitigen Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ des Spannungswandlers 100 mit einer zweiten Schaltperiode T_S2, die sich von der ersten (stationären) Schaltperiode T_S1 unterscheidet, um während Energieübertragungsintervallen, von denen jedes eine Dauer T_on,max aufweist, Energie über den Transformator 120 zu übertragen, und so, dass ein Energiezirkulationsintervall (z. B. die Totzeit), das die Energieübertragungsintervalle der Transientenbetriebsart trennt, kürzer als die Energiezirkulationsintervalle (z. B. Totzeiten), die die Energieübertragungsintervalle während des stationären Betriebs trennen, ist. Die zweite Schaltperiode T_S2 kann größer oder kleiner als die erste Schaltperiode T_S1 sein. Bei einer bevorzugten Ausgestaltung und wie in 2 dargestellt ist die zweite Schaltperiode T_S2 kürzer als die erste Schaltperiode T_S1, so dass die primärseitigen Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ während des Anstiegsintervalls im Vergleich zu der Schaltfrequenz (f_S1=1/T_S1), die während des stationären Betriebs verwendet wird, mit einer höheren Schaltfrequenz geschaltet werden. Außerdem wird während des Anstiegsintervalls ein Tastgrad D von nahezu 100% verwendet, d. h. während des Anstiegsintervalls werden die positiven und negativen Energieübertragungsintervalle durch eine vernachlässigbare Totzeit getrennt. (Um die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃ und Q₄ zu schützen und kleinen Fehlanpassungen des Timings in dem Isolator 130, den Treibern 112, etc. Rechnung zu tragen, ist zwischen den positiven und negativen Energieübertragungsintervallen eine kurze Totzeit erforderlich.)
Wie in 2 gezeigt tritt zur Zeit t₁ eine Lasttransiente auf, d. h. der Laststrom ändert sich von einem ersten (niedrigeren) Zielwert i_L1 auf einen zweiten (höheren) Zielwert i_L2. Der Controller 160 detektiert einen derartigen transienten Lastanstieg, z. B. basierend auf V_o, i_L, und/oder einem Signal, dass sich die Leistungsanforderungen der Last geändert haben. Zum Beispiel kann der Controller 160 detektieren, dass sich die Ausgangsspannung V_o beginnend zur Zeit t₁ signifikant verringert. Ähnlich kann der Controller 160 die Abweichungsspannung V_ERR verwenden, um eine Lasttransiente zu detektieren, z. B. wenn die Abweichungsspannung V_ERR größer als irgendein Schwellenwert ist, wird eine Lasttransiente signalisiert. Bei einem anderen Beispiel kann der Controller 160 einen durch die Last 150 fließenden Strom erfassen und einen scharfen Anstieg bei diesem Strom unmittelbar nach der Zeit t₁ detektieren. Bei noch einer anderen Ausgestaltung kann ein zu der Last 150 gehörender Controller wahrnehmen, dass sich die Lastanforderungen ändern und dem Controller 160 zur Zeit t₁ eine derartige Änderung mitteilen.
Als Reaktion auf das Detektieren eines transienten Lastzustands wechselt der Controller 160 vom Verwenden der ersten Schaltperiode T_S1 zum Verwenden der zweiten Schaltperiode T_S2 und vom Verwenden eines ersten Tastgrads, der entsprechend den Lastanforderungen variiert, zum Verwenden eines zweiten Tastgrads, der fest ist. Die zweite Schaltperiode T_S2 basiert auf der Dauer T_on,max der Energieübertragungsintervalle in dem Anstiegsintervall, die der Breite der an die primärseitigen Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ angelegten EIN-Zeitpulse entsprechen. Die Dauer T_on,max der Anstiegs-Energieübertragungsintervalle wird bestimmt, um eine Sättigung des Transformatorkerns 126 zu vermeiden. Wenn die Anstiegs-Energieübertragungsintervalle T_on,max übersteigen würden, würde sich die magnetische Flussdichte B in dem Transformatorkern 126 auf ihre positive/negative Sättigungsgrenze erhöhen/verringern. Wie in 2 dargestellt hält die Dauer T_on,max die magnetische Flussdichte B innerhalb der Sättigungsgrenzen {-B_SAT, +B_SAT}. Alternativ ausgedrückt bestimmt die Sättigungsgrenze B_SAT des Transformatorkerns 126 die Dauer T_on,max, die wiederum die zweite Schaltperiode Ts2 bestimmt.
Die Eingangsspannung V_IN wirkt sich auf die Anstiegsgeschwindigkeit (engl.: „slew rate“) der magnetischen Flussdichte B in dem Transformatorkern 126 aus. Ein Anstieg V_IN erhöht die Anstiegsgeschwindigkeit der magnetischen Flussdichte B entsprechend. Gemäß einer Unter-Ausgestaltung kann der Controller 160 die Dauer T_on,max der Energieübertragungsintervalle in dem Anstiegsintervall basierend auf der Eingangsspannung V_IN einstellen. Zum Beispiel wird in dem Anstiegsintervall eine höhere V_IN in kürzere T_on,max-Pulse umgesetzt. Durch Einstellen der Dauer T_on,max der Energieübertragungsintervalle in dem Anstiegsintervall basierend auf einer neuen Stärke der Eingangsspannung für den Spannungswandler 100 kann eine Sättigung des Transformatorkerns 126 für die neue Stärke der Eingangsspannung während des Anstiegsintervalls vermieden werden. Da die Schaltperiode T_S2 für das Anstiegsintervall wie oben beschrieben aus T_on,max abgeleitet wird, stellt der Controller 160 Ts2 auch basierend auf der neu bestimmten Dauer T_on,max der Energieübertragungsintervalle während des Anstiegsintervalls ein. Bei den Kurvenverläufen von 2 ist die Dauer T_on,max so bestimmt, dass der magnetische Flussanstieg von der Zeit t₂ zu der Zeit t₃ von einem Pegel B₁ auf einen Pegel, der gerade innerhalb der oberen Flussgrenze +B_SAT liegt, ansteigt. Die zweite Schaltperiode T_S2 wird dann auf eine Dauer, die gleich dem Zweifachen der Dauer T_on,max plus kurzer Totzeitintervalle zum Schutz der Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ ist. (Derartige Totzeitintervalle sind in 2 nicht dargestellt.)
Die erste Schaltperiode T_S1, die in der dem Anstiegsintervall vorangehenden stationären Betriebsart verwendet wird, wird auf eine völlig andere Weise als die zweite Schaltperiode T_S2 bestimmt. In der stationären Betriebsart ist die Schaltperiode T_S1 fest (konstant) und wird basierend auf verschiedenen Systemparametern bestimmt. Der variable Tastgrad der an die primärseitigen Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ angelegten PWM-Signale während der stationären Betriebsart wird, wie oben im Zusammenhang mit dem Konstantfrequenz-PWM-Controller 180 beschrieben, z. B. basierend auf der Ausgangsspannung V_o und der Schaltfrequenz (f_S1=1/T_S1) bestimmt. Entsprechend wird die Frequenz nicht verwendet, um eine Regelung der Ausgangsspannung Vo, die vielmehr unter Verwendung des variablen Tastgrads D geregelt wird, während des stationären Betriebs bereitzustellen. Der variable Tastgrad D und die EIN-Zeit der primärseitigen Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ hängen mit der ersten Schaltperiode T_S1 im stationären Betrieb wie durch Ton = D*T_S1 gegeben zusammen. Der maximale Tastgrad Dmax kann durch den Anwender, z. B. basierend auf Transformatorsättigungs-(Volt-Sek.)-Grenzen, auf eine dem Einstellen der während der Anstiegsenergieübertragungsintervalle verwendeten Dauer T_on,max ähnliche Weise eingestellt werden.
Transientenbetriebsart - linearer Anstieg
Bei den oben beschriebenen bevorzugten Ausgestaltungen verwendet das Anstiegsintervall eine nicht-lineare Steuerung, die sich von der durch den Konstantfrequenz-PWM-Controller 180 und dessen PID-Controller-Bestandteil 184 bereitgestellten unterscheidet. Bei einer alternativen Ausgestaltung wird der Konstantfrequenz-PWM-Controller 180 dazu verwendet, die Schaltersteuerungssignale V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} während des Anstiegsintervalls zu erzeugen. Der Konstantfrequenz-PWM-Controller 180 variiert typischerweise einen bei der Erzeugung dieser Signale verwendeten Tastgrad, um die Ausgangsspannung V_o nahe der Zielspannung V_REF zu halten. Allerdings ist der Bereich des zulässigen Tastgrads aufgrund von z. B. Sättigungsgrenzen des Transformatorflusses begrenzt. Als Reaktion auf ein Lasttransientenereignis stellt der Konstantfrequenz-PWM-Controller 180 den Tastgrad innerhalb des zulässigen Tastgradbereichs auf den maximal Möglichen ein. Daher wird der maximale Stromanstieg bei dieser alternativen Ausgestaltung durch den bei der PID-Steuerung erlaubten maximalen Tastgrad begrenzt. Diese alternative Ausgestaltung erholt sich von der Lasttransienten beträchtlich langsamer als die vorangehend beschriebene, bevorzugte Ausgestaltung, allerdings sind die Steuerungstechniken vereinfacht.
Transientenbetriebsart - strombegrenzend
Während des Anstiegsintervalls überwacht der Controller 160 den Induktivitätsstrom i_L und vergleicht ihn mit einer Stromgrenze i_LIMIT. Wenn der Controller 160 detektiert, dass der Induktivitätsstrom diesen Schwellenwert erreicht, geht der Controller 160 innerhalb seiner Transientenbetriebsart in ein strombegrenztes Intervall über. Die Stromgrenze i_LIMIT kann auf eine maximale Strombelastbarkeit der Induktivität L_o eingestellt werden. Während des strombegrenzten Intervalls liegt die Ausgangsspannung V_o nach wie vor gut unterhalb ihrer Zielspannung V_REF und es ist deshalb wünschenswert, der Last über die Induktivität L_o einen Strom mit einem hohen Pegel zuzuführen, um sich von dem transienten Lastereignis schnell zu erholen. Dieser Strompegel ist typischerweise höher als der Strom, der durch eine lineare Steuerungstechnik wie beispielsweise die des PID-Controllers 184 bereitgestellt würde, aber er muss auf unter die Stromgrenze i_LIMIT beschränkt werden.
Als Reaktion auf das Detektieren, dass der Induktivitätsstrom i_L die Stromgrenze i_LIMIT erreicht hat, schaltet der Controller 160 die primärseitigen Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ durch Verwendung einer dritten Schaltperiode und eines dritten Tastgrads. Die Detektion ist in 2 zu einer Zeit t₄, zu der die laufende Energieübertragung gedrosselt wird, dargestellt. Insbesondere wird das laufende positive Energieübertragungsintervall auf eine Dauer von T_on,slice verringert, um zu vermeiden, dass die Induktivitätsgrenze i_L die Grenze i_LIMIT übersteigt. (T_on,slice < T_on,max.) Nach der Zeit t₄ werden die dritte Schaltperiode T_S3 und der dritte Tastgrad verwendet. Der innerhalb des strombegrenzten Intervalls verwendete dritte Tastgrad ist geringer als der zweite Tastgrad, der während des Anstiegsintervalls verwendet wird. Das Verringern des Tastgrads verhindert damit, dass der Induktivitätsstrom über die Grenze i_LIMIT ansteigt. Die dritte Schaltperiode T_S3 unterscheidet sich typischerweise von der zweiten Schaltperiode T_S2, aber sie kann gleich sein. Wie in 2 dargestellt ist die dritte Schaltperiode T_S3 kürzer als die zweite Schaltperiode T_S2.
Der dritte Tastgrad und die dritte Schaltperiode T_S3 bestimmen ein Stromwelligkeitsband, das in 2 als i_{BAND_NARROW} gezeigt ist. Der Induktivitätsstrom i_L wird in das Stromwelligkeitsband, das sich von einer oberen Grenze i_LIMIT zu einer verringerten Stromgrenze erstreckt, gezwungen. Um auf ein transientes Ereignis schneller zu reagieren, wird ein enges Stromwelligkeitsband verwendet, was wiederum bedeutet, dass eine relativ kurze dritte Schaltperiode T_S3 verwendet werden sollte. Allerdings bedeutet eine kurze dritte Schaltperiode T_S3, dass die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ öfter geschaltet werden, was wiederum zu höheren Schaltverlusten führt. Eine längere dritte Schaltperiode T_S3 führt zu geringeren Schaltverlusten, allerdings auf Kosten einer langsameren Transientenantwort.
2 zeigt ein relativ enges Stromwelligkeitsband i_{BAND_NARROW} und eine zugehörige dritte Schaltperiode T_S3, die kürzer als die zweite Schaltperiode T_S2 ist. Die Spannung Vo erholt sich von dem transienten Ereignis einigermaßen schnell, aber mit relativ hohen Schaltverlusten. 3 zeigt ähnliche Kurvenverläufe, wobei allerdings das Stromwelligkeitsband i_{BAND_WIDE} breiter als das von 2 ist. Ebenfalls ist in 3 die dritte Schaltperiode T_S3 länger als die zweite Schaltperiode T_S2. Die Schaltverluste für die dritte Schaltperiode T_S3 von Figur 3 wären geringer als die Schaltverluste von 2, aber die entsprechende Erholung der Spannung Vo in 3 ist langsamer als die von 2. Die Bestimmung der dritten Schaltperiode T_S3 erfolgt, um die Schaltverluste gegenüber einer gewünschten Transientenerholungsgeschwindigkeit auszugleichen, und sie kann entsprechend den Anforderungen individueller Anwendungen variieren.
Flussnachverfolgung und Verlassen der Transientenbetriebsart
Bei bevorzugten Ausgestaltungen verfolgt der Controller 160 den magnetischen Fluss B unter Verwendung eines Voltsekundenmaßes basierend auf der gleichgerichteten Spannung V_rect und dem Timing der Steuerungssignale V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} für die Leistungsschalter. Während des stationären Betriebs des Spannungswandlers 100 kann die Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung 170 die durch den Konstantfrequenz-PWM-Controller 180 bereitgestellten Kurvenverläufe ändern, um sicherzustellen, dass der magnetische Fluss B in dem Transformatorkern 126 innerhalb der Sättigungsgrenzen {-B_SAT, + B_SAT} beschränkt bleibt.
Während des Anstiegsintervalls kann der Controller 160 die maximale EIN-Zeit T_on,max (und die zugehörige zweite Schaltperiode T_S2) teilweise basierend auf einer Abschätzung des magnetischen Flusses B bestimmen. Wie in 2 dargestellt besitzt der magnetische Fluss, wenn die Lasttransiente zur Zeit t₁ auftritt, einen Pegel B₁. Wenn der Controller 160 den magnetischen Fluss B, z. B. unter Verwendung eines Voltsekundenmaßes, nachverfolgt, kann die Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung 170 den Flusspegel B₁ und die obere Sättigungsgrenze B_SAT verwenden, um für T_on,max eine Dauer, die sicherstellt, dass die Sättigungsgrenzen während des Anstiegsintervalls nicht überschritten werden, zu bestimmen. Gemäß einer bevorzugten Unterausgestaltung kann diese Dauer T_on,max dann verwendet werden, um die zweite Schaltperiode T_S2 zu bestimmen. Gemäß einer alternativen Unter-Ausgestaltung kann der Controller 160 die Nachverfolgung einer Flussabschätzung verwenden, um das Timing für die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ zu bestimmen. Zum Beispiel kann der Controller 160 zur Zeit t₂ ein positives Energieübertragungsintervall beginnen und es aktiviert lassen, bis ein Flussverfolger detektiert, dass der geschätzte Fluss eine Flussgrenze erreicht hat. Der Controller 160 kann dann das positive Energieübertragungsintervall beenden und ein negatives Energieübertragungsintervall beginnen. Das negative Energieübertragungsintervall kann laufen, bis der Flussverfolger detektiert, dass eine negative Flusssättigungsgrenze erreicht wurde, wobei das negative Übertragungsintervall an dieser Stelle gestoppt wird.
Bei Verwendung der oben beschriebenen Techniken sollte der magnetische Fluss des Transformatorkerns 126 während des Anstiegsintervalls innerhalb der Sättigungsgrenzen bleiben. Weil der Tastgrad des Schaltens während des strombegrenzten Intervalls verringert wird, werden Abweichungen des magnetischen Flusses auf einen engeren Bereich beschränkt, so dass eine Flusssättigung nicht problematisch ist. Allerdings muss die magnetische Flussverfolgung wieder berücksichtigt werden, bevor der stationäre Betrieb erneut gestartet wird.
Gemäß einer bevorzugten Unterausgestaltung wird nach dem strombegrenzten Intervall und vor dem Eintritt in die stationäre Betriebsart ein Erholungsschaltpuls erzeugt. Dieser Erholungspuls weist eine Polarität und eine Dauer, die so bestimmt ist, dass der magnetische Fluss auf einen magnetischen Flusspegel, z. B. B₁, der vorlag, wenn das anfängliche stationäre Intervall, z. B. zur Zeit t₁, geendet hat, zurückgeführt wird, auf. Man beachte, dass der Erholungspuls von 2 ein negatives Energieübertragungsintervall ist und eine Dauer, die dieselbe wie die Dauer T_on,slice des letzten Pulses während des Anstiegsintervalls ist, aufweist. (Die Polarität des Erholungspulses ist der des letzten Pulses in dem Anstiegsintervall entgegengesetzt.)
Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung
4 zeigt eine Ausgestaltung einer Transientenhilfssteuer- und Schutzschaltung 170 des Spannungswandlers 100 in 1. Diese Schaltung 170 enthält einen schnellen Transientenregler 172, einen Spitzenstromregler 174 und Multiplexer 176, 178.
Die Schaltung 170 detektiert eine Lasttransiente, die anzeigt, dass der schnelle Transientenregler 172 verwendet werden sollte, um die Leistungsschaltersteuerungssignale V_{PWM_Q1} ... V_{PWM_Q4} zu erzeugen. Bei der dargestellten Ausgestaltung kann die Lasttransiente basierend auf einem Ausgangssignal von dem PID-Controller 184 detektiert werden. Zum Beispiel kann der PID-Controller 184 einen Anstieg eines Tastgrads, der zu einem Tastgrad, welcher sich außerhalb eines zulässigen Tastgradbereichs, der durch lineare Steuerungstechniken, z. B. unter Verwendung des Konstantfrequenz-PWM-Controllers 180 von 1, gehandhabt werden kann, befindet, führen würde, bereitstellen. Gemäß einer anderen Alternative kann die Abweichungsspannung V_ERR über einen Schwellenwert, der signalisiert, dass eine lineare Steuerung nicht länger praktikabel ist, ansteigen. (Zur Vereinfachung der Darstellung ist dies in 4 nicht gezeigt, aber es ist in 1 dargestellt.) Auf die Detektion der Lasttransiente hin erzeugt der schnelle Transientenregler 172 Steuersignale unter Verwendung der zweiten Schaltperiode und des zweiten Tastgrads wie oben in Bezug auf die Kurvenverläufe von 2 beschrieben. Die Multiplexer 176 und 178 werden dazu eingestellt, die durch den schnellen Transientenregler 172 erzeugten Signale während eines einer derartigen Detektion folgenden Anstiegsintervalls auszugeben.
Der Spitzenstromregler 174 überwacht einen erfassten Strom i_SENSE der Ausgangsinduktivität Lo und vergleicht diesen Strom mit einer oberen Stromgrenze i_LIMIT. Die Stromgrenze i_LIMIT kann in einem Speicher des Controllers 160 gespeichert werden, und sie wird typischerweise während einer Konfiguration des Spannungswandlers 100 eingestellt. Wenn der erfasste Strom i_SENSE die obere Stromgrenze i_LIMIT erreicht oder übersteigt, geht die Schaltung 170 in ein strombegrenztes Intervall, in dem der Spitzenstromregler 174 die Leistungsschaltersteuerungssignale V_{PWM_Q1} ... V_{PWM_Q4} erzeugt, über. Auf das Übergehen in das strombegrenzte Intervall hin erzeugt der Spitzenstromregler 174 unter Verwendung der dritten Schaltperiode und des dritten Tastgrads Steuersignale wie oben in Bezug auf die Kurvenverläufe von 2 beschrieben. Die Multiplexer 176 und 178 werden dazu eingestellt, die durch den Spitzenstromregler 174 erzeugten Signale während des einer derartigen Detektion folgenden, strombegrenzten Intervalls auszugeben.
Auf die Erholung von der Lasttransiente hin können der Spitzenstromregler 174 und der schnelle Transientenregler 172 deaktiviert werden, und die Multiplexer 176, 178 können eingestellt werden, um die Leistungsschaltersteuerungssignale V_{PWM_Q1} ... V_{PWM_Q4} basierend auf dem DPWM-Controller 182 zu erzeugen. Die Erholung von der Lasttransiente kann basierend auf einem Ausgangssignal von dem PID-Controller 184 detektiert werden. Insbesondere kann die stationäre Betriebsart, wenn sich der durch den PID-Controller 184 angezeigte Tastgrad innerhalb eines zulässigen Tastgradbereichs befindet, unter Verwendung des PID-Controllers 184 und des DPWM-Generators 182 weitergehen. Gemäß einer alternativen Detektionstechnik kann eine Spannungsabweichung V_ERR, die unterhalb eines akzeptablen Schwellenwertpegels liegt, verwendet werden, um anzuzeigen, dass der stationäre Betrieb weitergehen kann. (Das Spannungsabweichungssignal V_ERR ist in 4 nicht dargestellt, aber es ist in 1 gezeigt.)
Verfahren zur schnellen Transientenantwort und Strombegrenzung
5 zeigt ein Verfahren 500 zum Reagieren auf eine Lasttransiente in einem Spannungswandler. Das Verfahren kann z. B. in einem Controller des Spannungswandlers implementiert werden. Die Techniken dieses Verfahrens 500 sind ähnlich zu jenen, die oben in Bezug auf den Spannungswandler 100 von 1 und dessen zugehöriger Beschreibung beschrieben wurden.
In einem ersten Schritt 510 werden die primärseitigen Leistungsschalter während eines anfänglichen stationären Intervalls unter Verwendung einer ersten (festen) Schaltperiode und eines ersten (veränderlichen) Tastgrads geschaltet. Dieser Betrieb wird fortgesetzt, solange keine Lasttransiente detektiert wird 520. Wenn eine Lasttransiente detektiert wird 520, wird in ein Anstiegsintervall, während dem die primärseitigen Leistungsschalter unter Verwendung einer zweiten Schaltperiode und eines zweiten Tastgrads geschaltet werden, so dass der Stromfluss durch einen Ausgangskondensator des Spannungswandlers mit einer maximal zulässigen Rate erhöht wird, übergegangen 530. Dieser Anstieg geht weiter, bis detektiert wird 540, dass der Strom i_L durch die Ausgangsinduktivität eine Stromgrenze i_LIMIT erreicht hat. Als Reaktion auf eine derartige Detektion 540 wird in ein strombegrenztes Intervall, während dem die Leistungsschalter unter Verwendung einer dritten Schaltperiode und eines dritten Tastgrads geschaltet werden, um den Induktivitätsstrom i_L innerhalb eins Welligkeitsbands gerade unterhalb der Stromgrenze i_LIMIT zu halten, übergegangen 550. Der dritte Tastgrad unterscheidet sich von dem zweiten Tastgrad. Dieses Intervall wird fortgesetzt, bis detektiert wird 560, dass sich der Spannungswandler von dem Lasttransientenereignis erholt hat, z. B. durch Detektieren, dass sich eine Ausgangsspannung des Spannungswandlers bei oder nahe einer Ziel-Ausgangsspannung befindet. In einen optionalen Schritt 570 wird ein Erholungspuls erzeugt, um die Leistungsschalter zu steuern und den magnetischen Fluss innerhalb eines Kerns eines Transformators des Spannungswandlers auf einen Pegel, der vor dem Eintritt in das Anstiegsintervall vorlag, zurückzuführen. Das Verfahren geht durch Wiederaufnehmen des stationären Betriebs weiter 510.
Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausgestaltungen, sofern nicht ausdrücklich anders angegeben, miteinander kombiniert werden können.

Claims

Verfahren zum Steuern eines isolierten Spannungswandlers, der primärseitige Schalter, die mit einem Transformator mit einem Transformatorkern gekoppelt sind und eine zwischen dem Transformator und einer Last des isolierten Spannungswandlers angeordnete Ausgangsinduktivität aufweist, wobei das Verfahren aufweist: Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung einer ersten Schaltperiode und eines ersten Tastgrads während eines anfänglichen stationären Intervalls; Detektieren eines Lasttransientenereignisses, das zu einer erhöhten Leistungsanforderung der Last gehört; Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung einer zweiten Schaltperiode und eines zweiten Tastgrads als Reaktion auf das Detektieren des Lasttransientenereignisses derart, dass ein durch die Ausgangsinduktivität fließender Strom während eines Anstiegsintervalls mit einer maximal zulässigen Rate erhöht wird, um der erhöhten Leistungsanforderung der Last zu genügen; Detektieren, dass der Strom einen Maximalstromschwellenwert erreicht hat, während des Anstiegsintervalls; und Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung einer dritten Schaltperiode und eines dritten Tastgrads während eines strombegrenzten Intervalls als Reaktion auf das Detektieren, dass der Strom den Maximalstromschwellenwert erreicht hat, um den Strom innerhalb eines Welligkeitsstrombands zwischen dem Maximalstromschwellenwert und einem verringerten Stromschwellenwert zu halten, wobei sich der dritte Tastgrad von dem zweiten Tastgrad unterscheidet.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei sich die dritte Schaltperiode von der zweiten Schaltperiode unterscheidet.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, das weiterhin aufweist: Schalten der primärseitigen Schalter, nach dem Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung der dritten Schaltperiode und des dritten Tastgrads, unter Verwendung der ersten Schaltperiode und des ersten Tastgrads als Reaktion auf das Detektieren, dass der erhöhten Leistungsanforderung der Last genügt wird, wobei sich die erste Schaltperiode von der dritten Schaltperiode unterscheidet.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, das weiterhin aufweist: Erzeugen eines Erholungspulses nach dem Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung der dritten Schaltperiode und des dritten Tastgrads, um die primärseitigen Schalter zu schalten, wobei der Erholungspuls eine Erholungspulspolarität und eine Erholungspulsbreite aufweist, die so bestimmt werden, dass eine magnetische Flussdichte des Transformatorkerns auf einen Pegel der magnetischen Flussdichte, der in dem Transformatorkern zu Beginn des Anstiegsintervalls vorlag, zurückgeführt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 4, das weiterhin aufweist: Nachverfolgen einer Abschätzung der magnetischen Flussdichte des Transformatorkerns während des Anstiegsintervalls und des strombegrenzten Intervalls; und Bestimmen der Erholungspulspolarität und der Erholungspulsbreite basierend auf der nachverfolgten Abschätzung der magnetischen Flussdichte des Transformatorkerns.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die erste Schaltperiode ein fester Wert ist und der erste Tastgrad veränderlich ist, wobei der erste Tastgrad innerhalb eines Regelungstastgradbereichs variiert wird, um eine Spannung, die der Last durch den isolierten Spannungswandler zugeführt wird, zu regeln, wobei sich die zweite Schaltperiode von der ersten Schaltperiode unterscheidet und der zweite Tastgrad größer als ein maximaler Tastgrad innerhalb des Regelungstastgradbereichs ist, wobei die maximal zulässige Rate des Stromanstiegs auf der zweiten Schaltperiode und dem zweiten Tastgrad basiert, und wobei von der zweiten Schaltperiode und dem zweiten Tastgrad zumindest eine(r) basierend auf einer maximal zulässigen magnetischen Flussdichte innerhalb des Transformatorkerns bestimmt wird.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die zweite Schaltperiode gleich der ersten Schaltperiode, wie sie durch eine lineare Steuerungstechnik während des anfänglichen stationären Intervalls verwendet wird, ist, wobei der erste Tastgrad veränderlich ist, wobei der erste Tastgrad während des anfänglichen stationären Intervalls innerhalb eines Regelungstastgradbereichs, der einen maximal zulässigen Tastgrad aufweist, variiert wird, wobei die maximal zulässige Rate des Stromanstiegs auf der ersten Schaltperiode und dem maximalen Tastgrad basiert, und wobei der maximal zulässige Tastgrad auf einer maximal zulässigen magnetischen Flussdichte innerhalb des Transformatorkerns basiert.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die dritte Schaltperiode und der dritte Tastgrad basierend auf einer maximalen Breite des Welligkeitsstrombands bestimmt werden.
Verfahren gemäß Anspruch 8, wobei die Breite des Stromwelligkeitsbands mit einer Eingangsspannung des isolierten Spannungswandlers variiert.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der maximale Stromschwellenwert auf einem maximalen Nennstrom für die Ausgangsinduktivität basiert.
Isolierter Spannungswandler, der dazu ausgebildet ist, einer Last eine Ausgangsleistung zuzuführen, und der aufweist: primärseitige Schalter; einen Transformator, der mit den primärseitigen Schaltern gekoppelt ist und einen Transformatorkern aufweist; eine Ausgangsinduktivität, die zwischen dem Transformator und der Last angeordnet ist; und einen Controller, der dazu ausgebildet ist: die primärseitigen Schalter unter Verwendung einer ersten Schaltperiode und eines ersten Tastgrads während eines anfänglichen stationären Intervalls zu schalten; ein Lasttransientenereignis, das zu einer erhöhten Leistungsanforderung der Last gehört, zu detektieren; als Reaktion auf die Detektion des Lasttransientenereignisses die primärseitigen Schalter unter Verwendung einer zweiten Schaltperiode und eines zweiten Tastgrads zu schalten, so dass ein durch die Ausgangsinduktivität fließender Strom während eines Anstiegsintervalls mit einer maximal zulässigen Rate erhöht wird, um der erhöhten Leistungsanforderung der Last zu genügen; Detektieren, dass der Strom einen maximalen Stromschwellenwert erreicht hat, während des Anstiegsintervalls; und als Reaktion auf die Detektion, dass der Strom den Maximalstromschwellenwert erreicht hat, die primärseitigen Schalter während eines strombegrenzten Intervalls unter Verwendung einer dritten Schaltperiode und eines dritten Tastgrads zu schalten, um den Strom innerhalb eines Welligkeitsstrombands zwischen dem Maximalstromschwellenwert und einem verringerten Stromschwellenwert zu halten, wobei sich der dritte Tastgrad von dem zweiten Tastgrad unterscheidet.
Isolierter Spannungswandler gemäß Anspruch 11, wobei sich die dritte Schaltperiode von der zweiten Schaltperiode unterscheidet.
Isolierter Spannungswandler gemäß Anspruch 11 oder 12, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: nach dem Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung der dritten Schaltperiode und des dritten Tastgrads als Reaktion auf das Detektieren, dass die erhöhte Leistungsanforderung der Last erfüllt ist, die primärseitigen Schalter unter Verwendung der ersten Schalter und des ersten Tastgrads zu schalten, wobei sich die erste Schaltperiode von der dritten Schaltperiode unterscheidet.
Isolierter Spannungswandler gemäß Anspruch 11 oder 12, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: nach dem Schalten der primärseitigen Schalter unter Verwendung der dritten Schaltperiode und des dritten Tastgrads einen Erholungspuls zu erzeugen, um die primärseitigen Schalter zu schalten, wobei der Erholungspuls eine Erholungspulspolarität und eine Erholungspulsbreite aufweist, die so bestimmt sind, dass eine magnetische Flussdichte des Transformatorkerns auf einen Pegel der magnetischen Flussdichte, der in dem Transformatorkern zu Beginn des Anstiegsintervalls vorlag, zurückgeführt wird.
Isolierter Spannungswandler gemäß Anspruch 14, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: eine Abschätzung der magnetischen Flussdichte des Transformatorkerns während des Anstiegsintervalls und des strombegrenzten Intervalls nachzuverfolgen; und die Erholungspulspolarität und die Erholungspulsbreite basierend auf der nachverfolgten Abschätzung der magnetischen Flussdichte des Transformatorkerns zu bestimmen.
Isolierter Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 11 bis 15, wobei die erste Schaltperiode ein fester Wert ist und der erste Tastgrad variabel ist, und wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, den ersten Tastgrad innerhalb eines Regelungstastgradbereichs zu verändert, um eine Spannung, die der Last durch den isolierten Spannungswandler zugeführt wird, zu regeln, wobei sich die zweite Schaltperiode von der ersten Schaltperiode unterscheidet und der zweite Tastgrad größer als ein maximaler Tastgrad innerhalb des Regelungstastgradbereichs ist, wobei die maximal zulässige Rate des Stromanstiegs auf der zweiten Schaltperiode und dem zweiten Tastgrad basiert; und wobei von der zweiten Schaltperiode und dem zweiten Tastgrad zumindest eine(r) basierend auf einer maximal zulässigen magnetischen Flussdichte innerhalb des Transformatorkerns bestimmt wird.
Isolierter Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 11 bis 16, wobei die zweite Schaltperiode gleich der ersten Schaltperiode, wie sie durch eine lineare Steuerungstechnik während des anfänglichen stationären Intervalls verwendet wird, ist, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, die lineare Steuerungstechnik durchzuführen, wobei der erste Tastgrad variabel ist und der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, den ersten Tastgrad innerhalb eines Regelungstastgradbereichs, der einen maximalen Tastgrad, der während des anfänglichen stationären Intervalls zulässig ist, aufweist, zu variieren; und wobei die maximal zulässige Rate des Stromanstiegs auf der ersten Schaltperiode und dem maximalen Tastgrad basiert, und wobei der maximal zulässige Tastgrad auf einer maximal zulässigen magnetischen Flussdichte innerhalb des Transformatorkerns basiert.
Isolierter Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 11 bis 17, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: die dritte Schaltperiode und den dritten Tastgrad basierend auf einer maximalen Breite des Welligkeitsstrombands zu bestimmen.
Isolierter Spannungswandler gemäß Anspruch 18, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: die maximale Breite des Welligkeitsstrombands basierend auf einer erfassten Eingangsspannung des isolierten Spannungswandlers zu bestimmen.
Isolierter Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 11 bis 19, wobei der Maximalstromschwellenwert auf einem maximalen Nennstrom für die Ausgangsinduktivität basiert.