CN108512428A - 隔离式电压转换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及隔离式电压转换器及其控制方法。具体地，提供了用于控制将输入电源耦接到电压转换器内的变压器的功率开关以便控制通过变压器到达电压转换器的负载的功率传输的技术。为不同的操作模式提供不同的技术。在初始稳态间隔内，开关使用固定的第一切换周期和可变的占空比进行切换。在检测到负载瞬变(例如，负载功率需求的突然增加)时，进入斜升间隔，在斜升间隔期间使用第二切换周期和第二占空比来切换开关，以便以最大速率增加转换器的输出电流。当检测到电压转换器内的电流已经达到最大允许水平时，进入电流限制间隔，在该电流限制间隔期间使用第三切换周期和第三占空比来切换开关。

Description

隔离式电压转换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及隔离式电压转换器，并且具体地涉及用于在隔离式电压转换器的瞬变负载情况期间限制通过电感器的电流并且避免变压器铁芯饱和的技术。
背景技术
隔离式直流(DC)至DC变换电压转换器使用变压器来将来自输入源的功率转换成用于输出负载的功率。这样的电压转换器包括初级侧功率开关，其将DC输入功率转换成被馈送至变压器的初级侧的交流(AC)功率。供应在变压器的次级侧上的AC功率被整流以将其转换回DC功率，该DC功率转而被提供给输出负载。
为了防止对初级侧功率开关或变压器本身的损伤，必须注意确保变压器的铁芯没有磁饱和。这通常通过对变压器进行余量设计和/或使用初级侧功率开关中的电流检测变压器铁芯饱和来实现。如果变压器铁芯饱和被如此检测到，通过变压器的功率传输被减少。更先进的技术可以例如使用基于变压器的电压的伏秒测量来跟踪变压器铁芯通量。电压转换器的控制器可以使用所跟踪的变压器铁芯通量来保持正负偏移之间的良好通量平衡，并且在所跟踪的通量接近与变压器的铁芯饱和极限对应的水平时减少功率传输。
负载瞬变(例如负载所需要的功率陡增)优选地通过以高速率增加从电压转换器输出的电流直至提供至输出负载的电压接近期望的输出水平来处理。输出电流必须被增加成使得其不引起变压器铁芯的饱和。此外，电压转换器部件(特别地，包括输出电感器)必须在规模上被设计成使得最大的输出电流被供给。
期望在避免变压器铁芯饱和且不增加电压转换器的变压器或输出电感器的规模的情况下提供快速瞬变响应的技术。
发明内容
本发明根据用于控制隔离式电压转换器的方法的实施方式——该隔离式电压转换器包括耦接至具有变压器铁芯的变压器的初级侧开关和置于隔离式电压转换器的变压器与负载之间的输出电感器，该方法提供了用于在负载的功率需求突增之后切换初级侧开关的技术。这些技术允许在确保通过输出电感器的电流不超过预定限制的情况下快速响应负载瞬变。更具体地，方法开始于在初始稳态间隔期间使用第一切换周期和第一占空比切换初始侧开关。在检测到与负载的增加的功率需求相关联的负载瞬变事件时，使用第二切换周期和第二占空比切换初级侧开关，使得流过输出电感器的电流在斜升间隔期间以最大的允许速率增加。因此，与使用稳态控制例如线性控制技术可实现的响应相比，电压转换器更快地响应于负载的增加的功率需求。当在斜升间隔期间检测到电流已经到达最大允许电流时，然后初级侧开关在电流限制间隔期间使用第三切换周期和第三占空比进行切换，以便于将电流保持在最大允许电流与减小的电流阈值之间的纹波电流带内。第三占空比与第二占空比不同。
根据被配置成给负载提供输出功率的隔离式电压转换器的实施方式，转换器包括初级侧开关，耦接至初级侧开关且具有变压器铁芯的变压器，置于变压器与负载之间的输出电感器，以及控制器。控制器被配置成切换初级侧开关以便于在稳态操作期间给负载提供功率，以及在确保输出电感器电流不超过预定限制的情况下响应于负载功率需求的突增而快速地增加通过输出电感器的电流。更具体地，控制器在初始稳态间隔期间使用第一切换周期和第一占空比切换初始侧开关。在检测到与负载的增加的功率需求相关联的负载瞬变事件时，控制器使用第二切换周期和第二占空比来切换初级侧开关，使得流过输出电感器的电流在斜升间隔期间以最大的允许速率增加，以适应负载的增加的功率需求。在检测到电流已经达到最大电流阈值时，进入电流限制间隔，在电流限制间隔期间控制器使用第三切换期间和第三占空比来切换初级侧开关，以便于将电流保持在最大电流阈值与减小的电流阈值之间的纹波电流带内。在电流限制间隔期间所使用的第三占空比与在斜升间隔期间所使用的第二占空比不同。
本领域技术人员在阅读下面的详细描述时以及在观看附图时将认识到附加特征和优点。
附图说明
附图的元件不一定相对于彼此成比例。相同的附图标记指代相应的类似部分。各种所示的实施方式的特征可以在没有彼此排斥的情况下组合。在附图中示出实施方式并且在下面的描述中详细描述。
图1示出了隔离式电压转换器的示意图。
图2示出与隔离式电压转换器在稳态间隔、电流斜升间隔及电流限制间隔中的操作相关联的波形。
图3示出与隔离式电压转换器的操作相关联的波形，并且其除了具有更宽的电流纹波带之外与图2的波形类似。
图4示出包括在图1的隔离式电压转换器中的瞬变辅助控制和保护电路的实施方式。
图5示出在隔离式电压转换器内用于处理瞬变负载增加和用于限制通过输出电感器的电流的方法。
具体实施方式
在本文中描述的实施方式提供了用于响应隔离式电压转换器中的瞬变负载增加的技术。这些技术以最大速率增加电压转换器的输出电流，直至达到输出电感器的电流极限。在达到该极限之后，电流保持在电流纹波带内，直至输出电压从负载增加中恢复。电流纹波带通过用于切换电压转换器的初级侧功率开关的切换频率和占空比来控制。切换频率和占空比被确定成平衡切换损耗(其在高切换频率下较大)与电压转换器从负载瞬变恢复时的速率。在限制电流时使用的切换频率和/或占空比与在电流以其最大速率增加时使用的切换频率和占空比不同。这些技术的使用能够减小输出电感器的规模，同时还提供从瞬变负载增加的快速恢复。
在本文中描述的子实施方式中，提供了用于防止隔离式电压转换器的变压器内的铁芯饱和的技术。这样的防止通过跟踪变压器内的磁通量(例如使用伏秒测量)并改变用于切换初级侧功率开关的开关脉冲的定时来完成。更具体地，描述了用于在输出电流以最大速率增加的斜升间隔期间、在电流被限制到电流纹波带的间隔期间以及在这些间隔之间转变时将磁通量保持在预定限制内的技术。这些技术允许变压器小型化而不劣化瞬变性能。
在本文中描述的其他子实施方式中，提供了用于以最大速率增加电流的技术。在用于增加电流的优选子实施方式中，功率开关以与在电压转换器的稳态操作期间所使用的切换频率和占空比不同的切换频率和占空比来切换。例如，在电流斜升间隔期间，开关占空比可以被设置成使得初级侧功率开关几乎总是向变压器提供功率，同时切换频率降低到确保变压器磁通量极限不被超过的水平。这允许电流增加速率接近最大可能值，同时将变压器磁通量保持在变压器铁芯的磁通量饱和极限内。在替选子实施方式中，功率开关使用与在电压转换器的稳态操作期间所使用的切换频率和占空比相同的切换频率和占空比(通常可变)来切换。该替选子实施方式提供了简化控制的优点，但是不像优选子实施方式那样快地从瞬变负载增加恢复。
在本文中描述的技术适用于固定频率和可变频率两者的电压转换器。为了清楚起见，在下面的描述中，示出了使用固定切换频率的电压转换器，但是应该理解，这些技术可以应用于可变频率电压转换器。
在下面的详细描述和相关附图中提供了隔离式电压转换器和用于隔离式电压转换器的控制方法的各种实施方式。所描述的实施方式为了说明的目的提供了具体示例，并不意味着限制。除了上下文不允许的情况之外，来自示例实施方式的特征和方面可以被组合或重新布置。
图1示出了隔离式电压转换器100的实施方式，在该隔离式电压转换器100内可以实现限流快速瞬变响应技术。示出的电压转换器100是全桥转换器，但是这些技术也适用于其他推挽拓扑、有源钳位正向拓扑、半桥转换器等。电压转换器100包括功率级110，变压器120，隔离器130，调节电路140和控制器160。输入电源VIN向电压转换器100提供功率，并且电压转换器100向负载150供应输出功率。
输入电源VIN被提供至功率级110，功率级110使用功率开关将输入电源VIN耦合到变压器120。功率级110包括四个功率开关Q1，Q2，Q3，Q4，每个功率开关具有在驱动级112内的相关联的驱动器。开关Q1，Q2，Q3，Q4被设定为全桥配置。在电压转换器100的正半周期内的有效间隔期间，开关Q1和Q3导通，由此产生提供给变压器120的跨VAB的正电压。在电压转换器100的负半周期内的有效间隔期间，开关Q2和Q4导通，由此向变压器120提供跨其输入VAB的负电压。另外，可能存在“空载时间”间隔，在“空载时间”间隔期间，开关Q1，Q2，Q3，Q4都没有导通并且跨VAB没有电压被提供至变压器120。
功率开关Q1，Q2，Q3，Q4在图1中被示为增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但是可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(JFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或其他类型的功率晶体管可能是优选的。功率开关Q1，Q2，Q3，Q4可以集成在相同的半导体管芯上，可以分别设置在不同的管芯上，或者可以跨多个半导体管芯散布。驱动器级112内的驱动器可以与其对应的开关Q1，Q2，Q3，Q4集成在相同的半导体管芯上，或者可以设置在单独的管芯上。
变压器120包括匝数为N1的初级绕组122，匝数均为N2的次级绕组124a，124b以及铁芯126。次级绕组124a，124b在中心抽头处连接在一起。整流电压节点Vrect耦接至该中心抽头。匝数比N1/N2确定整流电压Vrect与变压器120的输入电压VAB之比。
调节电路140被配置成对从次级绕组124a，124b输出的电压进行整流，并且在整流电压Vrect被提供给负载150之前对整流电压Vrect进行滤波。如图1所示，整流开关SR1，SR2由控制器160控制，以根据跨次级绕组124a，124b感生的AC电压来产生整流电压Vrect。可以使用其他整流电路或技术。例如，二极管可以将次级绕组124a，124b的每个外部端子耦接至整流电压节点，而中心抽头耦接至负载150的接地端。在另一替选配置中，桥式配置中的四个二极管或四个整流开关可以与没有中心抽头的次级绕组一起使用。通常，与图1所示的使用功率开关SR1，SR2的有源整流相比，基于二极管的整流不是优选的，原因在于由于与二极管相关联的功率损耗而引起的低输出电压。桥配置与中心抽头配置的使用是基于两种配置所需的整流器件的电压等级的性能而做出的设计选择。
调节电路140还包括形成LC滤波器的输出电感器LO和电容器CO。LC滤波器用于平滑提供给负载150的电压VO。输出电感器LO具有最大电流额定值，并且在规模上必须被设计成使得流过输出电感器LO的最高电流不超过该额定值。典型地在存在负载瞬变(即，负载150所需的功率的瞬间或接近瞬间增加)时，流过输出电感器LO的电流IL处于其最高值。下面描述的技术限制通过输出电感器LO的电流IL，使得输出电感器LO相对于在电压转换器100的稳态操作期间所需的规模不需要显着地过大。
控制器160负责控制电压转换器100以向负载150提供必要的功率(电压VO和电流)。这包括控制整流开关SR1，SR2以产生整流电压Vrect，并生成控制功率级110的开关Q1，Q2，Q3，Q4的脉宽调制(PWM)信号VPWM_Q1，VPWM_Q2，VPWM_Q3，VPWM_Q4。用于控制整流开关的技术在本领域是公知的，并且为了避免模糊本发明的独特方面，在此不描述这样的常规技术。生成控制功率开关Q1，Q2，Q3，Q4的PWM波形VPWM_Q1，VPWM_Q2，VPWM_Q3，VPWM_Q4以确保负载150被提供足够的功率，并且该生成通常基于输出电压VO。
在电压转换器100的稳态操作期间，基于负载需求，使用常规线性控制技术来生成PWM波形。图1的控制器160生成具有固定切换频率和可变占空比的PWM波形。恒定频率PWM控制器180调节PWM波形的占空比，以控制提供给负载150的功率的量。恒定频率PWM控制器180包括比例积分微分(PID)控制器184和数字PWM波形发生器182。输出电压VO由模数转换器(ADC)162数字化，并且使用加法器164从目标参考电压VREF减去输出电压VO。然后所得到的误差电压VERR被提供给PID控制器184。PID控制器184生成更新，该更新通知数字PWM发生器182是否应当增加或减少在生成用于控制功率开关Q1，Q2，Q3，Q4的PWM波形中使用的占空比。例如，降至参考(目标)电压VREF以下的输出电压VO导致PWM波形的占空比增加，由此增加跨变压器120传输的功率。相反地，升至参考电压VREF以上的输出电压VO迫使PWM波形的占空比降低，使得跨变压器120传输的功率减小。因为诸如PID控制等线性控制技术在本领域中是公知的，所以将不对其进一步详细描述。
控制器160还包括瞬变辅助控制和保护电路170。在电压转换器160的稳态操作期间，该电路170基于来自DPWM发生器182的输出来生成PWM波形VPWM_Q1，VPWM_Q2，VPWM_Q3，VPWM_Q4。同样在稳态操作期间，该电路170可以跟踪变压器铁芯126内的磁通量。这可以使用基于整流电压Vrect，变压器120的绕组匝数(例如，N2)和变压器120的横截面积的伏秒测量来实现。替选地，伏秒测量值可以基于初级侧电压VAB或者除了整流电压Vrect之外的一些次级侧电压。瞬变辅助控制和保护电路170可以修改所生成的PWM波形以确保伏秒测量值保持在与变压器铁芯126的饱和极限相对应的界限内。例如，如果检测到伏秒测量值的幅度超过特定阈值，则电路170可以缩短PWM脉冲，或者可以将能量从一组PWM脉冲转移到另一组。例如，对于图1的全桥转换器100，电路170可以检测伏秒测量值已经达到对应于变压器铁芯126的正磁通饱和水平的阈值VSHIGH。响应于这样的检测，电路170可以立即缩短对功率开关Q1，Q3进行控制的PWM控制信号波形VPWM_Q1，VPWM_Q3上的PWM脉冲，并且可以延长对功率开关Q2，Q4进行控制的PWM控制信号波形VPWM_Q2，VPWM_Q4上的PWM脉冲。这使磁通量从正间隔转换成负间隔，同时保持通过变压器120的期望能量传输。
瞬变辅助控制和保护电路170另外检测瞬变负载增加并且检测电感器负载电流IL是否达到上限(阈值)。响应于检测到这些情况中的任一个，电路170在电压转换器100的稳态操作期间相对于由DPWM发生器182生成的信号来改变PWM波形VPWM_Q1，VPWM_Q2，VPWM_Q3，VPWM_Q4。更具体地，当检测到这样的情况时，电路170生成具有不能被PID控制器184和DPWM生成器182确定的切换频率和占空比的PWM波形。将结合图2和图3的波形更详细地描述瞬变辅助控制和保护电路170的操作，并且在图4中提供电路170的更详细的实施方式。
控制器160及其组成部分可以使用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管和电阻器)以及主要包括数字部件的处理器电路的组合来实现。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器和专用集成电路(ASIC)中的一个或更多个。控制器160还可以包括：包含由处理器电路使用的指令或数据的存储器，例如诸如闪存等非易失性存储器；以及一个或多个定时器。控制器160输入传感器信号，诸如与输出电压VO和电感器电流IL对应的信号。
图2示出了与电压转换器100在初始稳态模式、瞬变模式内的电流斜升间隔、瞬变模式内的电流限制间隔以及瞬变后稳态模式期间的操作相关联的各种波形。这些波形包括跨变压器120的初级绕组122的电压VAB，转换器100的输出电感器LO中的电流iL，跨输出电容器CO和负载150的电压VO，以及变压器铁芯126的磁通量密度B。图2还示出了在时间t1处负载电流从第一(较低)目标值iL1变化到第二(较高)目标值iL2的瞬变负载情况和相应的差ΔIO。响应于目标电流中的这种转变，控制器160以瞬变模式操作，直至供应给负载150的电压VO恢复，例如直至VO达到或几乎达到参考电压VREF，使得正常稳态操作(控制)可以恢复。在瞬变操作模式之前和之后，控制器160以稳态模式操作。
初始稳态模式
在电压转换器100的正半周期内的能量传输间隔期间，初级侧功率开关Q1和Q3由于在其对应的控制信号VPWM_Q1，VPWM_Q3上由控制器160生成的PWM脉冲而导通。这在至变压器120的初级绕组122的输入VAB上产生正电压+VIN。在电压转换器100的负半周期内的能量传输间隔期间，初级侧功率开关Q2和Q4由于在其对应的控制信号VPWM_Q2，VPWM_Q4上由控制器160产生的PWM脉冲而导通。这在至变压器120的初级绕组122的输入VAB上产生负电压-VIN。能量循环间隔在连续的能量传输间隔之间出现。对于PWM控制，在初级侧功率开关Q1，Q2，Q3，Q4都没有导通且在变压器120的初级绕组122两端没有提供电压的能量循环间隔期间出现所谓的空载时间。在PWM控制下的能量循环间隔期间，电流没有流入初级侧，而仅在次级侧流动。对于相移调制(PSM)控制，初级侧功率开关Q1和Q2传导循环电流，或者初级侧功率开关Q3和Q4在能量循环间隔期间传导循环电流。因此，在PSM控制下，电流在能量循环间隔期间在初级侧和次级侧两者中循环。为了说明的方便和简单起见，在本文中在PWM控制的背景下描述隔离式电压转换器100的操作细节。然而，本领域技术人员将容易理解，在本文中描述的技术同样适用于PSM控制。
利用标准的基于PWM的方法，控制器160在稳态(非暂态)负载情况期间以固定(恒定)第一切换周期TS1和可变占空比D切换初级侧功率开关Q1，Q2，Q3，Q4，以便在由能量循环间隔分开的正能量传输间隔和负能量传递间隔期间跨变压器120传输能量。考虑组合能量传输间隔TenergyTx，其包括在固定切换周期TS1内的正和负能量传输间隔。PID控制器184和DPWM发生器182确定电压转换器100的每个周期的占空比D，使得每个组合能量传输间隔TenergyTx与固定切换周期TS1的比率小于1，即TenergyTx/TS1<1。因此，如图2所示，在能量传输间隔之间提供了充足的空载时间，以允许控制器160对瞬变负载情况作出反应。这在初级侧电压VAB的波形中示出，其中在时间t0和t1之间示出负半周期，并且负半周期包括负能量传输间隔和空载时间间隔。在这些间隔之前是在电压转换器100的周期内的与示出的负能量传输间隔相同的正能量传输间隔和另一空载时间间隔。(为便于说明，图2中未显示正半周期。)可以看出，所示负半周期的占空比D约为40％。
瞬变模式非线性斜升
响应于检测到瞬变负载增加，控制器160在与第一(稳态)切换周期TS1不同的第二(斜升)切换周期TS2处切换电压转换器100的初级侧功率开关Q1，Q2，Q3，Q4，以便在均具有持续时间Ton,max的能量传输间隔期间跨变压器120传输能量，并且使得将瞬变模式能量传输间隔分隔的任何能量循环间隔(例如，空载时间)比在稳态操作期间将能量传输间隔分隔的能量循环间隔(例如，空载时间)短。第二切换周期TS2可以大于或小于第一切换周期TS1。在优选实施方式中，且如图2所示，第二切换周期TS2小于第一切换周期TS1，使得初级侧开关Q1，Q2，Q3，Q4在斜升间隔期间以与稳态操作期间使用的切换频率(fS1＝1/TS1)相比更高的切换频率来切换。此外，在斜升间隔期间使用接近100％的占空比D，即在斜升间隔期间的正能量传输间隔和负能量传输间隔被可忽略的空载时间分隔。(为了保护功率开关Q1，Q2，Q3，Q4并解决隔离器130、驱动器112等中的小时序失配，在正能量传输间隔与负能量传输间隔之间需要小的空载时间)。
如图2所示，在时间t1处出现负载瞬变，即负载电流从第一(较低)目标值iL1变为第二(较高)目标值iL2。控制器160例如基于VO，IL和/或负载功率需求已经改变的信号来检测这种瞬变负载增加。例如，控制器160可以检测输出电压VO在时间t1处开始显著下降。类似地，控制器160可以使用误差电压VERR来检测负载瞬变，例如，如果误差电压VERR大于特定阈值，则指示负载瞬变。在另一示例中，控制器160可以感测流过负载150的电流，并紧接在时间t1之后检测该电流的急剧增加。在又一实施方式中，与负载150相关联的控制器可以知道负载功率需求正在改变，并且在时间t1处发信号通知控制器160这样的改变。
响应于检测到瞬变负载情况，控制器160从使用第一切换周期TS1转换到使用第二切换周期TS2，并且从使用根据负载需求而变化的第一占空比转换到使用固定的第二占空比。第二切换周期TS2基于斜升间隔中的能量传输间隔的持续时间Ton,max，其对应于施加到初级侧功率开关Q1，Q2，Q3，Q4的接通(ON)时间脉冲的宽度。斜升能量传输间隔的持续时间Ton,max被确定成避免变压器铁芯126的饱和。如果斜升能量传输间隔超过Ton,max，则变压器铁芯126中的磁通量密度B将升高/降低到其正饱和极限/负饱和极限。如图2所示，持续时间Ton,max将磁通量密度B维持在饱和极限{-BSAT，+BSAT}内。换言之，变压器铁芯126的饱和极限BSAT确定持续时间Ton,max，持续时间Ton,max继而确定第二切换周期TS2。
输入电压VIN影响变压器铁芯126中的磁通量密度B的转换速率。VIN的增加相应地增加了磁通量密度B的转换速率。在子实施方式中，控制器160可以基于输入电压VIN来调节斜升间隔中的能量传输间隔的持续时间Ton,max。例如，较高的VIN使斜升间隔中的Ton,max变得较窄。通过基于电压转换器100的新输入电压幅度来调节斜升间隔中的能量传输间隔的持续时间Ton,max，可以针对斜升间隔期间的新输入电压幅度来避免变压器铁芯126的饱和。因为如上所述用于斜升间隔的切换周期TS2源自Ton,max，所以控制器160还基于斜升间隔期间的新确定的能量传输间隔的持续时间Ton,max来调节TS2。在图2的波形中，持续时间Ton,max被确定为使得从时间t2到时间t3的磁通量增加是从水平B1增加到恰好在上通量极限+BSAT上的水平。然后第二切换周期TS2设置成为持续时间Ton,max的两倍加上用于保护功率开关Q1，Q2，Q3，Q4的小空载时间间隔的持续时间(图2中未示出这样的空载时间间隔)。
在斜升间隔之前的稳态操作模式中使用的第一切换周期TS1以与第二切换周期TS2完全不同的方式来确定。在稳态操作模式下，切换周期TS1是固定的(恒定的)，并且基于各种系统参数确定。基于例如输出电压VO和切换频率(fS1＝1/TS1)来确定在稳态模式期间施加到初级侧开关Q1，Q2，Q3，Q4的PWM信号的可变占空比，如上关于恒定频率PWM控制器180所述。因此，频率未用于在稳态操作期间提供输出电压VO的调节，而是使用可变占空比D来调节输出电压VO。初级侧功率开关Q1，Q2，Q3，Q4的可变占空比D和导通(ON)时间通过稳态操作中的第一切换周期TS1来相关联，如等式Ton＝D*TS1给出的。用户可以例如基于变压器饱和(Volt-Sec)极限，以与在斜升能量传输间隔期间使用的持续时间Ton,max的设置类似的方式来设置最大占空比Dmax。
瞬变模式线性斜升
在上述优选实施方式中，斜升间隔使用非线性控制，该非线性控制不同于由恒定频率PWM控制器180和其组件PID控制器184提供的线性控制。在替选实施方式中，恒定频率PWM控制器180用于在斜升间隔期间生成开关控制信号VPWM_Q1，VPWM_Q2，VPWM_Q3，VPWM_Q4。恒定频率PWM控制器180通常改变用于生成这些信号的占空比，以便将输出电压VO保持在目标电压VREF附近。然而，由于例如变压器磁通量饱和极限，允许的占空比的范围受到限制。响应于负载瞬变事件，恒定频率PWM控制器180将在允许的占空比范围内将占空比设置为尽可能最大。因此，在该替选实施方式中，最大电流增加将受到在PID控制下所允许的最大占空比的限制。该替选实施方式将比前面所述的优选实施方式明显更慢地从负载瞬变恢复，但控制技术被简化。
瞬变模式电流限制
在斜升间隔期间，控制器160监视电感器电流iL并将其与电流极限iLIMIT比较。如果控制器160检测到电感器电流达到该阈值，则控制器160进入在其瞬变模式内的电流限制间隔。电流极限iLIMIT可以被设置为电感器LO的最大电流额定值。在电流限制间隔期间，输出电压VO仍然远低于其目标电压VREF，因此期望继续通过电感器LO向负载提供高水平的电流，以便从瞬变负载事件快速恢复。该电流水平通常高于由线性控制技术(诸如PID控制器184的控制技术等)提供的电流，但是必须被限制在电流极限iLIMIT下。
响应于检测到电感器电流iL已经达到电流极限iLIMIT，控制器160使用第三切换周期和第三占空比来切换初级侧开关装置开关Q1，Q2，Q3，Q4。该检测在图2中在时间t4处示出，其中正在进行的能量传输减小。更具体地说，正在进行的正能量传输间隔被减少到Ton，slice的持续时间，以避免使电感器极限iL超过极限iLIMIT(Ton,slice<Ton,max)。在时间t4之后，使用第三切换周期TS3和第三占空比。在电流限制间隔期间所使用的第三占空比小于在斜升间隔期间所使用的第二占空比。因此，减小占空比将防止电感器电流增加超到极限iLIMIT以上。第三切换周期TS3典型地不同于第二切换周期TS2，但可以相同。如图2所示，第三切换周期TS3比第二切换周期TS2短。
第三占空比和第三切换周期TS3确定电流纹波带，如图2中的iBAND_NARROW所示。电感器电流iL被限制在电流纹波带内，电流纹波带从上限iLIMIT延伸到减小的电流极限。为了更快地响应瞬变事件，使用了窄电流纹波带，这进而意味着应该使用相对较短的第三切换周期TS3。然而，短的第三切换周期TS3意味着功率开关Q1，Q2，Q3，Q4被更频繁地切换，这又导致更高的切换损耗。较长的第三切换周期TS3导致较低的切换损耗，但是以较慢的瞬变响应为代价。
图2示出了相对窄的电流纹波带iBAND_NARROW和比第二切换周期TS2短的相应的第三切换周期TS3。电压VO很快从瞬变事件恢复，但具有相对高的切换损耗。图3示出了类似的波形，但是其中电流纹波带iBAND_WIDE比图2的电流纹波带iBAND_WIDE宽。同样在图3中，第三切换周期TS3比第二切换周期TS2长。图3的第三切换周期TS3的切换损耗将低于图2的切换损耗，但是图3中的相应电压VO恢复比图2中的电压VO恢复更慢。第三切换周期TS3的确定是为了平衡切换损耗与期望的瞬变恢复速率，并且可以根据各个应用的需要而变化。
通量跟踪和退出瞬变模式
在优选实施方式中，控制器160基于整流电压Vrect和用于功率开关的控制信号VPWM_Q1，VPWM_Q2，VPWM_Q3，VPWM_Q4的定时使用伏秒测量来跟踪磁通量B。在电压转换器100的稳态操作期间，瞬变辅助控制和保护电路170可以改变由恒定频率PWM控制器180提供的波形，以便确保变压器铁芯126内的磁通量B被限定在饱和极限{-BSAT，+BSAT}内。
在斜升间隔期间，控制器160可以部分地基于磁通量B的估计来确定最大导通(ON)持续时间Ton,max(以及相关联的第二切换周期TS2)。如图2所示，在时间t1处发生负载瞬变时磁通量具有B1的电平。如果控制器160例如使用伏秒测量来跟踪磁通量B，则瞬变辅助控制和保护电路170可以使用通量水平B1和上饱和极限BSAT来确定Ton,max的持续时间，这将确保在斜升间隔内不超过饱和极限。在优选子实施方式中，然后该持续时间Ton,max可以用于确定第二切换周期TS2。在替选子实施方式中，控制器160可以使用通量估计跟踪来动态地确定功率开关Q1，Q2，Q3，Q4的定时。例如，控制器160可以在时间t2处开始正能量传输间隔，并且使其有效直到通量跟踪器检测到所估计的通量已经达到通量极限。然后控制器160可以停止正能量传输间隔并且开始负能量传输间隔。负能量传输间隔可以延伸直至通量跟踪器检测到已经达到负通量饱和极限，在达到负通量饱和极限的点处负能量传输间隔停止。
使用上述技术，在斜升间隔期间，变压器铁芯126的磁通应保持在饱和极限内。由于切换的占空比在电流限制间隔内减小，所以磁通量偏移将被限制在更窄的范围内，使得通量饱和不是问题。然而，在重新开始稳态操作之前，必须再次考虑磁通量跟踪。
在优选子实施方式中，在电流限制间隔之后并且在进入稳态模式之前生成恢复开关脉冲。该恢复脉冲的极性和持续时间被确定为使得磁通量返回到在初始稳态间隔结束时例如在时间t1处存在的磁通量水平，例如B1。注意，图2的恢复脉冲是负能量传输间隔，并且具有与在斜升间隔期间的最后一个脉冲的持续时间Ton,slice相同的持续时间(恢复脉冲的极性与斜升间隔中的最后一个脉冲的极性相反)。
瞬变辅助控制和保护电路
图4示出图1中的电压转换器100的瞬变辅助控制和保护电路170的实施方式。该电路170包括快速瞬变调节器172、峰值电流调节器174和复用器176,178。
电路170检测指示快速瞬变调节器172应被用于生成功率开关控制信号VPWM_ Q1...VPWM_Q4的负载瞬变。在所示的实施方式中，可以基于来自PID控制器184的输出来检测负载瞬变。例如，PID控制器184可以提供占空比增加，该占空比增加将导致在线性控制技术(例如使用图1的恒定频率PWM控制器180)能够处理的允许占空比范围之外的占空比。在另一替选方案中，误差电压VERR可能升高到指示线性控制不再可行的阈值以上(为了便于说明，其在图4中未示出，但在图1中说明)。在检测到负载瞬变时，快速瞬变调节器172使用如以上关于图2的波形所述的第二切换周期和第二占空比来生成控制信号。复用器176和178被设置成在这样的检测之后的斜升间隔期间输出由快速瞬变调节器172生成的信号。
峰值电流调节器174监测输出电感器LO的感测电流iSENSE并将该电流与上电流极限iLIMIT进行比较。电流极限iLIMIT可以被存储在控制器160的存储器中，并且通常将在电压转换器100的配置期间设置。如果所感测的电流iSENSE达到或超过上电流极限iLIMIT，则电路170进入电流限制间隔，其中峰值电流调节器174生成功率开关控制信号VPWM_Q1...VPWM_Q4。在进入电流限制间隔时，峰值电流调节器174使用如以上关于图2的波形所述的第三切换周期和第三占空比来生成控制信号。复用器176和178被设置成在这样的检测之后的电流限制间隔期间输出由峰值电流调节器174生成的信号。
当从负载瞬变恢复时，峰值电流调节器174和快速瞬变调节器172可以被禁用，并且复用器176,178可以被设置成基于DPWM控制器182生成功率开关控制信号VPWM_ Q1...VPWM_Q4。可以基于来自PID控制器184的输出来检测从负载瞬变的恢复。更具体地，如果由PID控制器184指示的占空比在允许的占空比范围内，则使用PID控制器184和DPWM发生器182使稳态操作模式恢复。在替选的检测技术中，可以使用低于可接受阈值水平的电压误差VERR来指示稳态操作可以恢复(电压误差信号VERR未在图4中示出，但是在图1中示出)。
用于快速瞬变响应和电流限制的方法
图5示出了用于响应电压转换器内的负载瞬变的方法500。该方法可以例如在电压转换器的控制器内实现。该方法500的技术类似于以上关于图1的电压转换器100描述的技术及其相关描述。
在第一步骤510中，在初始稳态间隔期间使用第一(固定)切换周期和第一(可变)占空比来切换初级侧功率开关。只要没有检测到520负载瞬变，该操作就继续。如果检测到520负载瞬变，则进入斜升间隔，在斜升间隔期间，使用第二切换周期和第二占空比来切换初级侧功率开关，使得流过电压转换器的输出电容器的电流以最大允许速率增加530。该增加继续，直至检测到540通过输出电感器的电流iL已经达到电流极限iLIMIT。响应于这样的检测540，进入电流限制间隔，在电流限制间隔期间，使用第三切换周期和第三占空比来切换功率开关，从而将电感器电流iL保持在550刚好低于电流极限iLIMIT的纹波带内。第三占空比与第二占空比不同。继续该间隔，直到检测到电压转换器已经从负载瞬变事件恢复，例如通过检测电压转换器的输出电压处于或接近目标输出电压。在可选的步骤570中，生成恢复脉冲以控制功率开关并将电压转换器的变压器的铁芯内的磁通量返回到进入斜升间隔之前存在的水平。该方法通过重新进入稳态操作510来继续执行。
如本文中所使用的术语“具有(having)”，“包含(containing)”，“包括(including)”，“含有(comprising)”等是开放式术语，其指示所述元件或特征的存在，但不排除其他元件或特征。除非上下文另外明确指出，否则冠词“一(a)”，“一个(an)”和“该(the)”旨在包括复数以及单数。
应该理解的是，除非另外地特别指出，否则本文中所述的各种实施方式的特征可以彼此组合。
尽管在本文中已经说明和描述具体实施方式，但是本领域普通技术人员将会理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等同的实现方式可以替代所示出和描述的具体实施方式。本申请旨在覆盖在本文中讨论的具体实施方式的任何修改或变化。因此，意图是，本发明仅由权利要求及其等同方案限制。

Claims (20)

1.一种用于控制隔离式电压转换器的方法，所述隔离式电压转换器包括与具有变压器铁芯的变压器耦接的初级侧开关和置于所述隔离式电压转换器的负载与所变压器之间的输出电感器，所述方法包括：
在初始稳态间隔期间使用第一切换周期和第一占空比来切换所述初级侧开关；
检测与所述负载的增加的功率需求相关联的负载瞬变事件；
响应于检测到所述负载瞬变事件，使用第二切换周期和第二占空比来切换所述初级侧开关，使得流过所述输出电感器的电流在斜升间隔期间以最大允许速率增加，以适应所述负载的增加的功率需求；
在所述斜升间隔期间，检测所述电流已经达到最大电流阈值；以及
响应于检测到所述电流已经达到所述最大电流阈值，在电流限制间隔期间使用第三切换周期和第三占空比来切换所述初级侧开关，以便将所述电流保持在纹波电流带内，所述纹波电流带在所述最大电流阈值与降低的电流阈值之间，其中，所述第三占空比不同于所述第二占空比。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第三切换周期与所述第二切换周期不同。
3.根据权利要求1所述的方法，还包括：
在使用所述第三切换周期和所述第三占空比切换所述初级侧开关之后，响应于检测到所述负载的增加的功率需求被满足，使用所述第一切换周期和所述第一占空比来切换所述初级侧开关，其中，所述第一切换周期与所述第三切换周期不同。
4.根据权利要求1所述的方法，还包括：
在使用所述第三切换周期和所述第三占空比切换所述初级侧开关之后，生成用于切换所述初级侧开关的恢复脉冲，所述恢复脉冲的恢复脉冲极性和恢复脉冲宽度被确定为使得所述变压器铁芯的磁通量密度返回到在所述斜升间隔开始时所述变压器铁芯中存在的磁通量密度的水平。
5.根据权利要求4所述的方法，还包括：
跟踪在所述斜升间隔和所述电流限制间隔期间所述变压器铁芯的磁通量密度的估计；以及
基于所跟踪的所述变压器铁芯的磁通量密度的估计来确定所述恢复脉冲极性和所述恢复脉冲宽度。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一切换周期是固定值并且所述第一占空比是可变的，所述第一占空比在调节占空比范围内变化以调节由所述隔离式电压转换器提供给所述负载的电压，
其中，所述第二切换周期不同于所述第一切换周期，并且所述第二占空比大于所述调节占空比范围内的最大占空比，
其中，电流增加的最大允许速率基于所述第二切换周期和所述第二占空比，并且
其中，所述第二切换周期和所述第二占空比中至少之一基于所述变压器铁芯内的最大允许磁通量密度来确定。
7.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述第二切换周期等于在所述初始稳态间隔期间通过线性控制技术所使用的所述第一切换周期，
其中，所述第一占空比是可变的，所述第一占空比在调节占空比范围内变化，所述调节占空比范围具有在所述初始稳态间隔期间所允许的最大占空比，
其中，电流增加的最大允许速率基于所述第一切换周期和所述最大占空比，并且
其中，所述最大占空比基于所述变压器铁芯内的最大允许磁通量密度。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述纹波电流带的最大宽度来确定所述第三切换周期和所述第三占空比。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述纹波电流带的宽度随着所述隔离式电压转换器的输入电压而变化。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述最大电流阈值基于所述输出电感器的最大电流额定值。
11.一种隔离式电压转换器，被配置成给负载提供输出功率，并且包括：
初级侧开关；
变压器，耦接至所述初级侧开关且具有变压器铁芯；
输出电感器，置于所述变压器与所述负载之间；以及
控制器，被配置成：
在初始稳态间隔期间使用第一切换周期和第一占空比来切换所述初级侧开关；
检测与所述负载的增加的功率需求相关联的负载瞬变事件；
响应于检测到所述负载瞬变事件，使用第二切换周期和第二占空比来切换所述初级侧开关，使得流过所述输出电感器的电流在斜升间隔期间以最大允许速率增加，以适应所述负载的增加的功率需求；
在所述斜升间隔期间，检测所述电流已经达到最大电流阈值；以及
响应于检测到所述电流已经达到所述最大电流阈值，在电流限制间隔期间使用第三切换周期和第三占空比来切换所述初级侧开关，以便将电流保持在纹波电流带内，所述纹波电流带在所述最大电流阈值与降低的电流阈值之间，其中，所述第三占空比不同于所述第二占空比。
12.根据权利要求11所述的隔离式电压转换器，其中，所述第三切换周期与所述第二切换周期不同。
13.根据权利要求11所述的隔离式电压转换器，其中，所述控制器还被配置成：
在使用所述第三切换周期和所述第三占空比切换所述初级侧开关之后，响应于检测到所述负载的增加的功率需求被满足，使用所述第一切换周期和所述第一占空比来切换所述初级侧开关，其中，所述第一切换周期与所述第三切换周期不同。
14.根据权利要求11所述的隔离式电压转换器，其中，所述控制器还被配置成：
在使用所述第三切换周期和所述第三占空比切换所述初级侧开关之后，生成用于切换所述初级侧开关的恢复脉冲，所述恢复脉冲的恢复脉冲极性和恢复脉冲宽度被确定为使得所述变压器铁芯的磁通量密度返回到在所述斜升间隔开始时所述变压器铁芯中存在的磁通量密度的水平。
15.根据权利要求14所述的隔离式电压转换器，其中，所述控制器还被配置成：
跟踪在所述斜升间隔和所述电流限制间隔期间所述变压器铁芯的磁通量密度的估计；以及
基于所跟踪的变压器铁芯的磁通量密度的估计来确定所述恢复脉冲极性和所述恢复脉冲宽度。
16.根据权利要求11所述的隔离式电压转换器，
其中，所述第一切换周期是固定值并且所述第一占空比是可变的，并且所述控制器还配置成在调节占空比范围内改变所述第一占空比，以调节由所述隔离式电压转换器提供给所述负载的电压，
其中，所述第二切换周期不同于所述第一切换周期，并且所述第二占空比大于所述调节占空比范围内的最大占空比，
其中，电流增加的最大允许速率基于所述第二切换周期和所述第二占空比，并且
其中，所述第二切换周期和所述第二占空比中至少之一基于所述变压器铁芯内的最大允许磁通量密度来确定。
17.根据权利要求11所述的隔离式电压转换器，
其中，所述第二切换周期等于在所述初始稳态间隔期间通过线性控制技术所使用的第一切换周期，所述控制器还被配置成执行所述线性控制技术，
其中，所述第一占空比是可变的，并且所述控制器还被配置成在调节占空比范围内改变所述第一占空比，所述调节占空比范围具有在所述初始稳态间隔期间所允许的最大占空比，
其中，电流增加的最大允许速率基于所述第一切换周期和所述最大占空比，并且
其中，所述最大占空比基于所述变压器铁芯内的最大允许磁通量密度。
18.根据权利要求11所述的隔离式电压转换器，其中，所述控制器还被配置成：
基于所述纹波电流带的最大宽度来确定所述第三切换周期和所述第三占空比。
19.根据权利要求18所述的隔离式电压转换器，其中，所述控制器还被配置成：
基于所述隔离式电压转换器的感测的输入电压来确定所述纹波电流带的最大宽度。
20.根据权利要求11所述的隔离式电压转换器，其中，所述最大电流阈值基于所述输出电感器的最大电流额定值。
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