CN106464143A - 开关模式电源和操作开关模式电源的方法 - Google Patents

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Abstract

一种开关模式电源包括开关模式转换器（12）和用于控制开关模式转换器的控制器，其中提供开关模式转换器用于将输入电压（Vin）转换为输出电压（Vout），并且开关模式转换器包括：在初级侧上，初级绕组（X1）和在初级绕组上连接输入电压的基于可控开关的电路（31）；以及在次级侧上，耦合到初级绕组的次级绕组（X2），以及连接在次级绕组上的电容元件（C），其中作为电容元件上的电压来获得输出电压。初级绕组包括第一绕组部分（np1）和至少一个另外的绕组部分（np2）；并且基于开关的电路包括能够在第一操作状态和至少第二操作状态之间切换的可控开关（Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31），其中在第一操作状态，输入电压只连接在第一绕组部分上，并且在至少第二操作状态，输入电压连接在所述第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分上，从而使得能够在两个不同的变压比（n1，n2）之间切换。

Description

开关模式电源和操作开关模式电源的方法
技术领域
本技术领域一般涉及开关模式电源（SMPS:es）和操作开关模式电源的方法。
背景技术
利用具有恒定占空比（duty cycle）的固定比（fixed ratio）转换器中间总线转换器（IBC）导致输出电压取决于输入电压范围而在大范围中变化。这对输入电压范围施加限制，以便避免对由IBC提供的负载转换器的下游点的过电压。通过控制和切换变压比，可减小输出电压范围。
在大多数SMPS拓扑中，输出电压与输入电压成正比，，其中D是占空比，并且如果在SMPS中使用变压器，那么n是变压比。
缺少对输出电压的控制的固定比转换器或中间总线转换器（又称为未调节转换器）以固定的最大化占空比运行。这产生最大化的功率效率，因为除了在切换期间所需的停工时间以外，转换器在几乎100%的时间传递能量。通过这种策略，输出电压根据上式随输入电压变化。通过称为负载调节器的点的第二层SMPS来处理电压的窄调节：这种功率体系结构称为中间总线体系结构，见美国专利No.7787261 B1。
半调节转换器以降低功率效率的变化的占空比为代价来补偿变化的输入电压（线性调节）。负载影响输出电压，并且输出电压随负载增大而降低，这又称为电压降（drop）。由于SMPS的输出端具有LC滤波器，所以负载瞬变造成输出电压振荡，其中只有固有的寄生电阻抑制振荡。
在上文引用的美国专利No.7787261 B1中描述的准调节总线转换器只在输入电压范围的一部分中被线性调节，而在输入电压范围的其它部分中，利用100%占空比而不调节转换器。这在不增加输出电压范围的情况下产生增加的输入电压范围。
输出调节转换器通过输出电压的反馈来补偿变化的负载状况和输入电压变化。通常采用电压前馈控制，以便减少由于输入电压瞬变的输出电压扰动。这种类型的调节以较低效率为代价提供最稳定的输出电压。
发明内容
背景技术中描述的控制策略在输出电压容差、瞬态响应和功率效率方面具有缺点。由于这些特性中的许多特性彼此依赖，所以优化其中一个特性导致其它特性更差。
目的是为开关模式电源提供转换器，借此可以减轻或至少缓解以上缺点。
第一方面涉及一种开关模式电源，它包括开关模式转换器和用于控制开关模式转换器的控制器，其中，提供开关模式转换器用于将输入电压转换为输出电压，并且开关模式转换器包括：在初级侧上，初级绕组和在初级绕组上连接输入电压的基于可控开关的电路；以及在次级侧上，耦合到初级绕组的次级绕组，以及连接在次级绕组上的电容元件，其中作为电容元件上的电压来获得输出电压。初级绕组包括第一绕组部分和至少一个另外的绕组部分；并且基于开关的电路包括能够在第一操作状态和至少第二操作状态之间切换的可控开关，其中在第一操作状态，输入电压只连接在第一绕组部分上，并且在至少第二操作状态，输入电压连接在所述第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分上，从而使得能够在两个不同的变压比之间切换。
控制器可在操作上连接成监测输入电压，并可配置成控制可控开关以便响应于监测的输入电压而在所述第一操作状态和所述至少第二操作状态之间切换。由此，可以减小输出电压变化。
在一个实施例中，控制器可配置成：当监测的输入电压增加到大于第一阈值电压时，控制可控开关以便从第二操作状态切换到第一操作状态；并且当监测的输入电压降低至小于第二阈值电压时，控制可控开关以便从第一操作状态切换回到第二操作状态，其中第一阈值电压可高于第二阈值电压，以便获得迟滞，并避免在输入电压在单个阈值电压周围变化时在操作状态之间频繁切换。
在另一个实施例中，在第一和第二操作状态的每个操作状态，可控开关可以能够在连接状态和断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组可连接至输入电压，并且其中在断开状态，输入电压可从初级绕组断开，从而使得能够改变开关模式转换器的占空比。控制器可配置成：当监测的输入电压增加到大于第一阈值电压时，控制可控开关进行切换以便在某个时间段期间将占空比从标称占空比变为较低占空比，同时停留在第二操作状态；并且在该时间段的末端，控制可控开关进行切换以便同时将占空比变回到标称占空比并且将操作状态从第二操作状态变为第一操作状态。
此外，控制器可配置成：当监测的输入电压降低至小于第二阈值电压时，控制可控开关进行切换以便同时将占空比从标称占空比变为较低占空比并且将操作状态从第一操作状态变回到第二操作状态，并且此后控制可控开关进行切换以便在该时间段期间将占空比变回到标称占空比。
再一次，第一阈值电压可高于第二阈值电压以便获得迟滞。
时间段可介于约0.1与10ms之间，优选介于约0.2与5ms之间，更优选介于约0.5与2ms之间，并且最优选为约1ms。
较低占空比乘以第二操作状态的变压比可至少近似地等于标称占空比乘以第一操作状态的变压比。
提供以上控制方案，以便维持最高的可能功率效率并将输出扼流圈电流(chokecurrent)波纹最小化，同时减小输出电压变化。
通过控制有效初级绕组匝数，可在运行中改变变压比。
初级侧上的基于可控开关的电路可以是全桥、半桥或基于推-拉的电路中的任一种。次级侧电路可以是基于单绕组或双中心抽头绕组的电路中的任一种。转换器可提供有同步和非同步整流电路。
在一个实施例中，可控开关可包括位于三个分支中的六个开关，其中三个分支中的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支可与输入电压并联连接，并且分支中的第一分支的开关之间的点可连接至初级绕组的一端，分支中的第二分支的开关之间的点可连接至初级绕组的相反端，并且分支中的第三分支的开关之间的点可连接至初级绕组的分离第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分的点。
在另一个实施例中，初级绕组可包括第一绕组部分、第二绕组部分和第三绕组部分，其中基于开关的电路可包括能够在第一操作状态、第二操作状态和第三操作状态之间切换的可控开关，其中在第一操作状态，输入电压只连接在第一绕组部分上，在第二操作状态，输入电压只连接在第一和第二绕组部分上，并且在第三操作状态，输入电压连接在第一、第二和第三绕组部分上，从而使得能够在三种不同的变压比之间切换。
可控开关可包括位于四个分支中的八个开关，其中四个分支中的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支可与输入电压并联连接，并且分支中的第一分支的开关之间的点可连接至初级绕组的一端，分支中的第二分支的开关之间的点可连接至初级绕组的相反端，分支中的第三分支的开关之间的点可连接至初级绕组的分离第一和第二绕组部分的点，并且分支中的第四分支的开关之间的点可连接至初级绕组的分离第二和第三绕组部分的点。
如果控制器配置成控制可控开关以便在连接状态与断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组连接至输入电压，并且在断开状态，输入电压从初级绕组断开，那么控制器可配置成控制可控开关以便进行切换，使得每次初级绕组连接至输入电压时，改变通过初级绕组的电流方向。
开关模式转换器可以是DC-DC转换器，例如DC-DC电压向下转换器，例如配置成以10-100V范围中的输入和输出电压进行操作。
第二方面涉及一种基站，所述基站包括第一方面的开关模式电源。
第三方面涉及一种用于操作第一方面的开关模式转换器的方法。根据该方法，监测输入电压，并且响应于监测的输入电压，在所述第一操作状态和所述至少第二操作状态之间切换可控开关。第三方面的方法可包括根据上文参考第一方面公开的任何控制方案、方法和步骤来切换这些开关。
根据下文给出的实施例的详细描述以及仅作为图示给出的附图1-12，进一步的特征和优点将显而易见。
附图说明
图1用框图来示意性地示出开关模式电源的实施例。
图2示意性地示出包括一个或多个图1的开关模式电源的基站的实施例。
图3用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的实施例。
图4用图来示意性地示出图3的转换器的切换模式。
图5用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制电路布置的实施例。
图6用图来示意性地示出图5的驱动器和控制电路布置的控制方案。
图7a-d用相应的图来示意性地示出在利用图6中示出的控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。
图8用图来示意性地示出图5的驱动器和控制电路布置的备选控制方案。
图9a-e用相应的图来示意性地示出在利用图8中示出的控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、扼流圈电流和占空比。
图10用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的备选实施例。
图11用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的另一个备选实施例。
图12是用于操作转换器（诸如图3的转换器）的方法的实施例的示意性流程图。
具体实施方式
图1示意性地示出开关模式电源11的实施例，开关模式电源11包括用于将输入电压Vin转换为输出电压Vout的开关模式转换器12、用于驱动转换器12的驱动器15、用于控制驱动器15并且因此控制转换器12的操作的控制器16、以及用于将输入电压Vin向下转换为适合于控制器16的电压以使得可通过输入电压Vin为控制器16供电的管家（housekeeping）或辅助转换器17。
转换器12可以是隔离式DC-DC转换器，它通常将输入电压Vin向下转换为合适的输出功率Vout。转换器12可通常以在10-100V范围中的输入Vin和输出Vout电压进行操作。
图2示意性地示出包括一个或多个图1的开关模式电源11的基站21的实施例。
图3用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的实施例，其中通过扩展的全桥开关电路来驱动开关式初级绕组变压器。
转换器在初级侧上包括初级绕组X1和在初级绕组X1上连接输入电压Vin的基于可控开关的电路31。初级绕组X1包括第一绕组部分或第一数量的绕组匝数np1和第二绕组部分或第二数量的绕组匝数np2。基于开关的电路31包括能够在第一操作状态和第二操作状态之间切换的可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31，其中在第一操作状态，输入电压Vin只连接在第一绕组部分np1上，并且在第二操作状态，输入电压连接在第一np1和第二np2绕组部分上，从而使得能够在由下式给出的两个不同的变压比n1、n2之间切换：
其中ns是次级侧上的绕组匝数。
开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31布置在三个分支中，其中在所述三个分支的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支与输入电压Vin并联连接，并且分支中的第一分支的开关Q11、Q41之间的点连接至初级绕组X1的一端，分支中的第二分支的开关Q21、Q31之间的点连接至初级绕组X1的相反端，并且分支中的第三分支的开关Q12、Q42之间的点连接至初级绕组X1的分离第一np1和第二np2绕组部分的点。
转换器在次级侧上包括耦合到初级绕组X1的次级绕组X2、连接到次级绕组X2的一端的电感元件L以及连接在次级绕组X2上的电容元件C，其中作为电容元件C上的电压来获得输出电压。次级绕组X2可以是在每个绕组中具有ns个绕组匝数的双绕组，并且以习惯的方式提供开关Q5和Q6用于次级侧切换。
开关模式电源11的控制器16在操作上连接成监测输入电压Vin，并且配置成控制可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31以便响应于监测的输入电压Vin在第一和第二操作状态之间切换，从而减小输出电压变化。
控制器16可配置成控制可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31以便在连接状态和断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组X1连接至输入电压Vin，并且在断开状态，输入电压Vin从初级绕组X1断开，从而获得合适的占空比。
图4用时序图来示意性地示出图3的转换器的切换模式。示出到相应开关Q21、Q42、Q41、Q31、Q12、Q11、Q5和Q6的门信号以及有效变压比。
首先，具有开关Q41和Q11的分支是有效的，从而得到第一操作状态中的变压比n1，并且此后具有开关Q42和Q12的分支是有效的，从而得到第二操作状态中的变压比n2。应注意，第一操作状态中的开关Q41和Q11以及第二操作状态中的开关Q42和Q12与开关Q21和Q31同步，使得在第一和第二操作状态的每个操作状态中，经过初级绕组X1的电流方向交替。如所指示的，以习惯的方式来切换次级侧上的开关Q5和Q6。
与利用全桥切换的固定变压比操作相比，该切换需要用于驱动开关Q21、Q42、Q41、Q31、Q12、Q11的驱动器的额外集合以及用于选择变压比n的控制电路。
图5用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制电路布置的实施例，包括用于转换器12的相应分支的驱动器15a-c、用于选择变压比n的控制电路16a、以及脉宽调制器（PWM）51。驱动器15a-c可包含在图1的开关模式电源11的驱动器15中，并且控制电路16a和脉宽调制器51可包含在图1的开关模式电源11的控制器16中。控制电路16a配置成取决于监测的输入电压Vin选择变压比n，并使得能够开关分支Q12、Q42或分支Q11、Q41。
图6用图来示意性地示出图5的驱动器和控制电路布置的控制方案。
控制器16配置成控制可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31，以便当监测的输入电压Vin增加到大于第一阈值电压VH时，从第二操作状态切换到第一操作状态；并且当监测的输入电压降低至小于第二阈值电压VL时，从第一操作状态切换回到第二操作状态。第一阈值电压VH优选地高于第二阈值电压VL以便获得迟滞。占空比可一直被最大化并且等于标称占空比Dnom=97%。
图7a-d用相应的图来示意性地示出在利用图6中示出的控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。
仿真由具有三个和四个初级绕组匝以及一个次级绕组匝（即，变压比分别为3:1和4:1）的转换器组成。在范围[30, 60]V中扫描输入电压，将第一阈值电压VH设置成45V，将第二阈值电压VL设置成44V，并将占空比设置成Dnom=95%。输出扼流圈（output choke）为400nH，并且总电容为1.5mF，这在许多应用中是小电容。仿真显示，变压比的快速变化导致输出滤波器中的振铃，如输出电压和扼流圈电流中所示。还可注意到，输出电压范围已从利用恒定比4:1的[7.125, 14.25]V减小为具有切换比3:1或4:1的范围[9.5, 14.25]V。
随着变压比的平稳变化，振铃可减小。为此，图8用图来示意性地示出用于图5的驱动器和控制电路布置的备选控制方案。
控制器16配置成：当监测的输入电压Vin增加到大于第一阈值电压VH时，控制可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31进行切换以便在时间段Tchange期间将占空比从标称占空比Dnom变为较低占空比Dlow，同时停留在第二操作状态中；并且在时间段Tchange的末端，控制可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31进行切换以便同时将占空比变回到标称占空比Dnom并且将操作状态从第二操作状态变为第一操作状态。
当输入电压朝向第二阈值电压VL减小时，相反方向的过程被镜像进行。
因此，控制器16配置成：当监测的输入电压降低至小于第二阈值电压VL时，控制可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31进行切换以便同时将占空比从标称占空比Dnom变为较低占空比Dlow并且将操作状态从第一操作状态变回到第二操作状态，并且此后控制可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31进行切换以便在时间段Tchange期间将占空比变回到标称占空比Dnom。
时间段Tchange可介于约0.1与10ms之间，优选介于约0.2与5ms之间，更优选介于约0.5与2ms之间，并且最优选为约1ms，而与改变操作状态同时进行的占空比的变化是瞬间的。
为了获得变压比的平稳变化，较低占空比Dlow乘以第二操作状态的变压比n2应当至少近似地等于标称占空比Dnom乘以第一操作状态的变压比n1：
图9a-e用相应的图来示意性地示出在利用图8中示出的控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、扼流圈电流和占空比。除了将时间段Tchange设置为0.5ms之外，该仿真还使用与上文公开的参数相同的参数。
可观察到，已几乎消除了输出电压振铃，并且电流振铃从几乎200A向下减小为50A峰值。还可注意到，当占空比减小时，电流波纹增加。
应明白，响应于输入电压来接通和断开初级绕组部分以便获得更稳定的输出电压的概念可扩展至任何数量的初级绕组部分，并且因此扩展至具有不同变压比的操作状态。
图10用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的备选实施例。
初级绕组X1包括第一绕组部分np1、第二绕组部分np2和第三绕组部分np3，并且基于开关的电路101包括能够在第一操作状态、第二操作状态和第三操作状态之间切换的可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31、Q22、Q32，其中在第一操作状态，输入电压Vin只连接在第一绕组部分np1上，在第二操作状态，输入电压Vin只连接在第一np1和第二np2绕组部分上，并且在第三操作状态，输入电压Vin连接在第一np1、第二np2和第三np3绕组部分上，从而使得能够在三种不同的变压比之间切换。
可控开关Q11、Q41、Q12、Q42、Q21、Q31、Q22、Q32布置在四个分支中，其中所述四个分支的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支与输入电压Vin并联连接，并且分支中的第一分支的开关Q11、Q41之间的点连接至初级绕组X1的一端，分支中的第二分支的开关Q21、Q31之间的点连接至初级绕组X1的相反端，分支中的第三分支的开关Q12、Q42之间的点连接至初级绕组X1的分离第一np1和第二np2绕组部分的点，并且分支中的第四分支的开关Q22、Q32之间的点连接至初级绕组X1的分离第二np2和第三np3绕组部分的点。
应进一步明白，除了上文公开的具有同步整流的全桥中心抽头次级侧变压器以外，响应于输入电压来接通和断开初级绕组部分的概念还可适用于各种各样的SMPS拓扑。这样的拓扑包括但不限于：初级侧上的半桥和基于推-拉的电路，以及次级侧上的单绕组和二极管整流电路。该概念可在初级侧电路、次级侧电路和整流类型的任何组合中使用。
图11用电路图来示意性地示出转换器的示例实施例，该转换器可在图1的开关模式电源中使用，并且该转换器基于初级侧上的基于推-拉的电路111以及具有全波二极管整流的单绕组次级侧电路。
采用的SMPS的控制可利用模拟或数字电子设备来实现。控制器可布置在转换器的初级或次级侧上，优选布置在初级侧上。
图12是用于操作转换器（诸如图3的转换器）的方法的实施例的示意性流程图。根据该方法，在步骤121，监测输入电压，并且在步骤122，响应于监测的输入电压，在第一和第二操作状态之间切换可控开关。
图12的实施例可修改成包括根据上文参考图6和图8公开的任何控制方案、方法和/或步骤来切换开关。
本领域技术人员应明白，本文中公开的实施例只是示例实施例，并且任何细节和措施都仅仅作为示例给出。

Claims (23)

1. 一种开关模式电源，包括开关模式转换器（12）和用于控制所述开关模式转换器的控制器（16），提供所述开关模式转换器用于将输入电压（Vin）转换为输出电压（Vout），并且所述开关模式转换器包括：
在初级侧上，初级绕组（X1）和在所述初级绕组上连接所述输入电压的基于可控开关的电路（31）；以及
在次级侧上，耦合到所述初级绕组的次级绕组（X2），以及连接在所述次级绕组上的电容元件（C），其中作为所述电容元件上的电压来获得所述输出电压，特征在于：
所述初级绕组包括第一绕组部分（np1）和至少一个另外的绕组部分（np2）；并且
所述基于开关的电路包括能够在第一操作状态和至少第二操作状态之间切换的可控开关（Q11，Q41，Q12，Q42，Q21，Q31），其中在所述第一操作状态，所述输入电压只连接在所述第一绕组部分上，并且在所述至少第二操作状态，所述输入电压连接在所述第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分上，从而使得能够在两个不同的变压比（n1，n2）之间切换。
2.如权利要求1所述的开关模式电源，其中所述控制器在操作上连接至所述可控开关以便控制所述可控开关在所述第一操作状态和所述至少第二操作状态之间切换。
3.如权利要求2所述的开关模式电源，其中所述控制器在操作上连接成监测所述输入电压，并配置成控制所述可控开关以便响应于所述监测的输入电压而在所述第一操作状态和所述至少第二操作状态之间切换。
4.如权利要求3所述的开关模式电源，其中所述控制器配置成控制所述可控开关以便：当所述监测的输入电压增加到大于第一阈值电压（VH）时，从所述第二操作状态切换到所述第一操作状态；并且当所述监测的输入电压降低至小于第二阈值电压（VL）时，从所述第一操作状态切换回到所述第二操作状态。
5. 如权利要求4所述的开关模式电源，其中所述第一阈值电压高于所述第二阈值电压。
6.如权利要求3所述的开关模式电源，其中在所述第一和第二操作状态中的每个操作状态，所述可控开关能够在连接状态和断开状态之间切换，其中在所述连接状态，所述初级绕组连接至所述输入电压，并且在所述断开状态，所述输入电压从所述初级绕组断开，从而使得能够改变所述开关模式转换器的占空比，其中
所述控制器配置成：当所述监测的输入电压增加到大于第一阈值电压（VH）时，控制所述可控开关进行切换以便在时间段（Tchange）期间将所述占空比从标称占空比（Dnom）变为较低占空比（Dlow），同时停留在所述第二操作状态；并且在所述时间段的末端，控制所述可控开关进行切换以便同时将所述占空比变回到所述标称占空比并且将所述操作状态从所述第二操作状态变为所述第一操作状态。
7.如权利要求6所述的开关模式电源，其中所述控制器配置成：当所述监测的输入电压降低至小于第二阈值电压（VL）时，控制所述可控开关进行切换以便同时将所述占空比从所述标称占空比变为所述较低占空比并且将所述操作状态从所述第一操作状态变回到所述第二操作状态，并且此后控制所述可控开关进行切换以便在所述时间段（Tchange）期间将所述占空比变回到所述标称占空比。
8.如权利要求6或7所述的开关模式电源，其中所述时间段介于约0.1与10ms之间，优选介于约0.2与5ms之间，更优选介于约0.5与2ms之间，并且最优选为约1ms。
9.如权利要求6-8中任一权利要求所述的开关模式电源，其中所述较低占空比乘以所述第二操作状态的变压比至少近似地等于所述标称占空比乘以所述第一操作状态的变压比。
10.如权利要求1-9中任一权利要求所述的开关模式电源，其中所述基于可控开关的电路是全桥、半桥或基于推-拉的电路中的任一种。
11.如权利要求1-9中任一权利要求所述的开关模式电源，其中所述可控开关包括位于三个分支中的六个开关，其中在所述三个分支的每一个分支中有两个开关，其中所述分支中的每一个分支与所述输入电压并联连接，并且所述分支中的第一分支的所述开关（Q11，Q41）之间的点连接至所述初级绕组的一端，所述分支中的第二分支的所述开关（Q21，Q31）之间的点连接至所述初级绕组的相反端，并且所述分支中的第三分支的所述开关（Q12，Q42）之间的点连接至所述初级绕组的分离所述第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分的点。
12. 如权利要求1-9中任一权利要求所述的开关模式电源，其中：
所述初级绕组包括第一绕组部分（np1）、第二绕组部分（np2）和第三绕组部分（np3）；并且
所述基于开关的电路（101）包括能够在第一操作状态、第二操作状态和第三操作状态之间切换的可控开关（Q11，Q41，Q12，Q42，Q21，Q31，Q22，Q32），其中在所述第一操作状态，所述输入电压只连接在所述第一绕组部分上，在所述第二操作状态，所述输入电压只连接在所述第一和第二绕组部分上，并且在所述第三操作状态，所述输入电压连接在所述第一、第二和第三绕组部分上，从而使得能够在三种不同的变压比之间切换。
13.如权利要求12所述的开关模式电源，其中所述可控开关包括位于四个分支中的八个开关，其中在所述四个分支的每一个分支中有两个开关，其中所述分支中的每一个分支与所述输入电压并联连接，并且所述分支中的第一分支的所述开关（Q11，Q41）之间的点连接至所述初级绕组的一端，所述分支中的第二分支的所述开关（Q21，Q31）之间的点连接至所述初级绕组的相反端，所述分支中的第三分支的所述开关（Q12，Q42）之间的点连接至所述初级绕组的分离所述第一和第二绕组部分的点，并且所述分支中的第四分支的所述开关（Q22，Q32）之间的点连接至所述初级绕组的分离所述第二和第三绕组部分的点。
14.如权利要求11-13中任一权利要求所述的开关模式电源，其中所述控制器配置成控制所述可控开关在连接状态与断开状态之间切换，其中在所述连接状态，所述初级绕组连接至所述输入电压，并且在所述断开状态，所述输入电压从所述初级绕组断开。
15.如权利要求14所述的开关模式电源，其中所述控制器配置成控制所述可控开关进行切换，使得每次所述初级绕组连接至所述输入电压时，改变经过所述初级绕组的电流方向。
16.如权利要求1-15中任一权利要求所述的开关模式电源，其中所述开关模式转换器是DC-DC转换器，例如DC-DC电压向下转换器。
17.如权利要求1-16中任一权利要求所述的开关模式电源，其中所述开关模式转换器配置成以在10-100V范围中的输入（Vin）和输出（Vout）电压进行操作。
18.一种基站（51），包括权利要求1-17中任一权利要求所述的开关模式电源。
19. 一种操作开关模式转换器（12）的方法，所述开关模式转换器（12）提供用于将输入电压（Vin）转换为输出电压（Vout），并且所述开关模式转换器（12）包括：在初级侧上，初级绕组（X1）和在所述初级绕组连接所述输入电压的基于可控开关的电路（31）；以及在次级侧上，耦合到所述初级绕组的次级绕组（X2），以及连接在所述次级绕组上的电容元件（C），其中作为所述电容元件上的电压来获得所述输出电压，其中所述初级绕组包括第一绕组部分和至少一个另外的绕组部分；并且所述基于开关的电路包括能够在第一操作状态和至少第二操作状态之间切换的可控开关（Q11，Q41，Q12，Q42，Q21，Q31），其中在所述第一操作状态，所述输入电压只连接在所述第一绕组部分上，并且在所述至少第二操作状态，所述输入电压连接在所述第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分上，从而使得能够在两个不同的变压比（n1，n2）之间切换，所述方法的特征在于以下步骤：
监测（121）所述输入电压；以及
响应于所述监测的输入电压，在所述第一操作状态和所述至少第二操作状态之间切换（122）所述可控开关。
20. 如权利要求19所述的方法，其中当所述监测的输入电压增加到大于第一阈值电压（VH）时，所述可控开关从所述第二操作状态切换到所述第一操作状态；并且当所述监测的输入电压降低至小于第二阈值电压（VL）时，所述可控开关从所述第一操作状态切换回到所述第二操作状态。
21.如权利要求19所述的方法，其中在所述第一和第二操作状态中的每个操作状态，所述可控开关能够在连接状态和断开状态之间切换，其中在所述连接状态，所述初级绕组连接至所述输入电压，并且在所述断开状态，所述输入电压从所述初级绕组断开，从而使得能够改变所述开关模式转换器的占空比，其中
当所述监测的输入电压增加到大于第一阈值电压（VH）时，切换所述可控开关以便在时间段（Tchange）期间将所述占空比从标称占空比（Dnom）变为较低占空比（Dlow），同时停留在所述第二操作状态，并且在所述时间段的末端，切换所述可控开关以便同时将所述占空比变回到所述标称占空比并且将所述操作状态从所述第二操作状态变为所述第一操作状态。
22.如权利要求21所述的方法，其中当所述监测的输入电压降低至小于第二阈值电压（VL）时，切换所述可控开关以便同时将所述占空比从所述标称占空比变为所述较低占空比以及将所述操作状态从所述第一操作状态变回到所述第二操作状态，此后切换所述可控开关以便在所述时间段（Tchange）期间将所述占空比变回到所述标称占空比。
23.如权利要求21或22所述的方法，其中所述较低占空比乘以所述第二操作状态的变压比至少近似地等于所述标称占空比乘以所述第一操作状态的变压比。
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