DE102017118296A1

DE102017118296A1 - Transformatorflussabschätzung und -begrenzung bei isolierten dc-dc-spannungswandlern

Info

Publication number: DE102017118296A1
Application number: DE102017118296.9A
Authority: DE
Inventors: Darryl Tschirhart; Amir Babazadeh
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2016-08-12
Filing date: 2017-08-11
Publication date: 2018-02-15
Also published as: CN107733232B; US20180048237A1; US10218278B2; US9812971B1; CN107733232A

Abstract

Ein Schaltspannungswandler, der eine isolierte Topologie verwendet, weist einen Transformator zum Koppeln von Leistung von einer Eingangsquelle an eine Ausgangsquelle auf. Ein Transformator muss geschützt werden, um eine Sättigung seines Kerns aufgrund einer überhöhten magnetischen Flussdichte zu vermeiden, wenn der Transformator Leistung von seiner Primärseite an die Sekundärseite überträgt. Der magnetische Fluss wird unter Verwendung einer Spannung, die auf der Primär- oder Sekundärseite des Transformators gemessen wird, abgeschätzt, wobei es sich bei der sekundärseitigen Spannung um eine gleichgerichtete Spannung handeln kann. Wenn festgestellt wird, dass sich der abgeschätzte magnetische Fluss einem Sättigungspegel des Transformatorkerns nähert, wird jegliche in den Transformator eingespeiste Leistung beschränkt. Dies kann dadurch erreicht werden, dass pulsweitenmodulierte (PWM) Kurvenverläufe, die die Leistungsschalter, welche die an den Transformator übertragene Eingangsleistung steuern, steuern, modifiziert werden. Durch Verwendung dieser Techniken kann eine Sättigung des Transformators vermieden werden, ohne dass ein signifikant überdimensionierter Transformator in dem Spannungswandler erforderlich ist.

Description

Die vorliegende Anmeldung betrifft isolierte Spannungswandler und sie betrifft insbesondere Techniken zum Abschätzen und Verfolgen des magnetischen Flusses in einem Transformator eines derartigen Spannungswandlers, um eine Sättigung des Transformatorkerns zu verhindern.
Isolierte Gleichstrom-(DC)-nach-DC-Schaltspannungswandler verwenden einen Transformator, um Leistung von einer Eingangsquelle in Leistung für eine Ausgangslast zu wandeln. Derartige Spannungswandler weisen primärseitige Leistungsschalter, die eine DC-Eingangsleistung in eine Wechselstrom-(AC)-Leistung, die der Primärseite eines Transformators zugeführt wird, wandeln, auf. AC-Leistung, die auf der Sekundärseite des Transformators bereitgestellt wird, wird gleichgerichtet, um sie zurück in eine DC-Leistung, die wiederum der Ausgangslast zugeführt wird, zu wandeln. Die primärseitigen Leistungsschalter werden typischerweise durch pulsweitenmodulierte (PWM) Kurvenverläufe gesteuert. Ein PWM-Controller erzeugt die PWM-Kurvenverläufe mit einer Frequenz und einem Duty-Cycle, die geeignet sind, den Leistungsbedürfnissen der Ausgangslast zu genügen.
Der Transformator in einem isolierten DC-DC-Spannungswandler muss geschützt werden, um eine Sättigung des Transformatorkerns und einen damit verbundenen Ausfall der primärseitigen Leistungsschalter zu verhindern. Wenn sich die magnetische Flussdichte in dem Transformatorkern einem Sättigungspegel nähert, kann das externe Magnetfeld die Magnetisierung des Transformatorkerns nicht länger wirkungsvoll erhöhen. Das Ergebnis hiervon besteht darin, dass die Primärwicklung des Transformators als elektrischer Kurzschluss zu wirken beginnt, was zu einem Überstrom durch die Primärwicklung führt. Ein derartiger Überstrom fließt auch durch die primärseitigen Leistungsschalter und kann diese beschädigen. Um eine Zerstörung der primärseitigen Leistungsschalter und andere mit der Sättigung des Transformatorkerns verbundene Probleme, zum Beispiel Überhitzung, zu vermeiden, muss eine Sättigung des Transformatorkerns bei DC-DC-Spannungswandlern verhindert werden.
Die direkteste Methode zum Verhindern der Sättigung des Kerns besteht darin, den durch die primärseitige Wicklung fließenden Strom zu messen und ihn mit einem Stromlimit, das erkennen lässt, dass der Kern in Sättigung geht, zu vergleichen. Wenn der primärseitige Strom dieses Limit übersteigt, können die PWM-Kurvenverläufe angepasst werden (z.B. kann ein Duty-Cycle eines PWM-Kurvenverlaufs verringert werden), um zu verhindern, dass der Kern in Sättigung geht. Diese Methode erfordert das Erfassen des primärseitigen Stroms, was zusätzliche Schaltungstechnik erfordert und was typischerweise einen gewissen damit verbundenen Leistungsverlust aufweist. Obwohl eine derartige Technik wirkungsvoll ist und dazu verwendet werden kann, die Halbzyklen von Strom und Fluss auszugleichen, kann es sein, dass sie bei einigen Anwendungen nicht praktikabel ist. Insbesondere ist diese Methode bei isolierten DC-DC-Spannungswandlern, bei denen sich der PWM-Generator und/oder -Controller auf der Sekundärseite des Transformators befindet, nicht geeignet.
Ohne aktive Vermeidung einer Sättigung des Kerns, wie sie oben beschrieben wurde, ist der Transformatorkern anfällig für ein Davonlaufen des Flusses, bei dem kleine Fehlanpassungen bei den positiven und negativen Halbzyklen des Spannungswandlers zu einem graduellen Anstieg der Stärke des Flusses führt, was letztendlich zu einer Sättigung des Transformatorkerns führt. Dies kann durch Ausgleichen der positiven und negativen Halbzyklen behandelt werden. Eine Methode hierfür besteht darin, unter Verwendung von Kondensatoren Leistung in die primärseitige Wicklung einzukoppeln. Dies ist aufgrund von zusätzlicher Schaltungstechnik (Größe), Bauelementkosten, Leistungsverlust, etc., sowie der Tatsache, dass eine derartige Methode einen sicheren Betrieb gewährleistet, oftmals keine bevorzugte Methode. Andere flussausgleichende Methoden, die zusammen mit oder als Alternativen zum Kondensatoreinsatz arbeiten, dienen dazu, positive und negative Halbzyklen über einen recht großen zeitlichen Rahmen auszugleichen, aber sie erkennen und verhindern eine Sättigung des Kerns nicht unverzüglich. Weil derartige Flussausgleichsmethoden recht langsam arbeiten, tendiert der Durchschnittsfluss des Transformators dazu, auf positive Werte anzusteigen oder auf negative Werte abzufallen, bevor die Methoden zum Flussausgleich in der Lage sind, derartige Abweichungen auszugleichen. Um sicher zu stellen, dass ein Transformatorkern nicht in Sättigung geht, wenn ein derartiger langsam arbeitender Flussausgleich eingesetzt wird, muss der Transformator so ausgelegt sein, dass er einen signifikant höheren Sättigungspegel des Flusses aufweist, als er erforderlich wäre, wenn ein perfekter Flussausgleich verfügbar wäre. Dies kann dadurch erfolgen, dass ein Transformator gewählt wird, der einen Luftspalt aufweist oder der physikalisch größer ist (z.B. der ein größeres Kernquerschnittsgebiet aufweist), als es anderenfalls erforderlich wäre, um einen adäquaten Sicherheitsspielraum für die Flusssättigung zu erhalten. Ein derartiger überdimensionierter Transformator sollte, z.B. wegen seiner erhöhten Größe und erhöhter Kosten, bei den meisten Anwendungen vermieden werden.
Dementsprechend besteht ein Bedarf für verbesserte Methoden zum Abschätzen des magnetischen Flusses in einem Transformator eines DC-DC-Spannungswandlers, um unverzüglich eine Sättigung des Transformatorkerns zu verhindern, und um die positiven und negativen Flussabweichungen innerhalb des Transformators auszugleichen. Derartige Methoden sollten auf der Primär- oder der Sekundärseite des Spannungswandlers implementiert werden können, und sie sollten keine Erfassung des primärseitigen Stroms erfordern. Die Verwendung derartiger Methoden sollte es zulassen, dass isolierte DC-DC-Spannungswandler mit kleineren und effizienteren Transformatoren ausgelegt werden, während ein sicherer Betrieb, der eine Sättigung des Transformatorkerns verhindert, erreicht wird.
Gemäß einer Ausgestaltung eines Schaltspannungswandlers weist der Spannungswandler eine Leistungsstufe, einen Transformator, eine Aufbereitungsschaltung und einen Controller auf. Die Leistungsstufe ist mit einer Eingangsleistungsquelle gekoppelt und weist einen oder mehr Leistungsschalter auf. Der Transformator weist Primär- und Sekundärwicklungen auf, wobei die Primärwicklung mit der Leistungsstufe gekoppelt ist. Die Aufbereitungsschaltung koppelt die Sekundärwicklungen des Transformators mit einem Ausgangsknoten, der so betrieben werden kann, dass er eine Last des Spannungswandlers mit Leistung versorgt. Der Controller kann so betrieben werden, dass er pulsweitenmodulierte (PWM) Kurvenverläufe zum Steuern der Leistungsschalter der Leistungsstufe erzeugt, wobei jeder PWM-Kurvenverlauf aus einer Reihe von PWM-Pulsen besteht. Der Controller kann ferner so betrieben werden, dass er den magnetischen Fluss in dem Transformator basierend auf einer Spannung in dem Spannungswandler abschätzt. Diese Spannung kann über der Primärwicklung des Transformators, über der Sekundärwicklung des Transformators, oder an einer anderen Stelle in der Aufbereitungsschaltung abgegriffen werden. Der abgeschätzte magnetische Fluss wird dazu verwendet, im Überfluss-Zustand, in dem der abgeschätzte magnetische Fluss ein Limit der Flussstärke für den Transformator überschritten hat, zu erkennen. Wenn ein solcher Zustand erkannt wurde, wird ein Puls innerhalb der PWM-Kurvenverläufe trunkiert, bevor die PWM-Kurvenverläufe dem einen oder den mehr Leistungsschaltern zugeführt werden.
Gemäß einem Verfahren in einem Spannungswandler wird eine Sättigung des magnetischen Flusses im Kern eines Transformators vermieden, indem der magnetische Fluss des Transformators abgeschätzt und dem Transformator zugeführte Leistung beschränkt wird, wenn sich der abgeschätzte magnetische Fluss einem Sättigungslimit nähert. Das Verfahren weist den Schritt des Erzeugens pulsweitenmodulierter (PWM) Kurvenverläufe zum Steuern von einem oder mehr Leistungsschaltern in dem Spannungswandler auf, wobei jeder PWM-Kurvenverlauf aus einer Reihe von PWM-Pulsen besteht. Der magnetische Fluss des Transformators wird basierend auf einer Spannung über der Primärwicklung des Transformators, einer Spannung über der Sekundärwicklung des Transformators, oder einer Spannung an einer anderen Stelle auf der Sekundärseite des Spannungswandlers abgeschätzt. Wenn der abgeschätzte magnetische Fluss ein Limit der Flussstärke für den Transformator übersteigt, wird ein Überfluss-Zustand festgestellt. Als Reaktion auf die Feststellung eines derartigen Überfluss-Zustands werden ein oder mehr Pulse innerhalb der erzeugten PWM-Kurvenverläufe trunkiert, um vorübergehend zu verhindern, dass dem Transformatorkern Leistung zugeführt wird. Die modifizierten PWM-Kurvenverläufe werden den Leistungsschaltern zugeführt.
Fachleute werden beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung und bei der Betrachtung der begleitenden Zeichnungen zusätzliche Merkmale und Vorteile erkennen.
Die Elemente der Zeichnungen sind relativ zueinander nicht notwendigerweise maßstabsgetreu. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen gezeigten Ausgestaltungen können miteinander kombiniert werden, sofern sie sich nicht gegenseitig ausschließen. Ausführungsbeispiele sind in den Zeichnungen gezeigt und werden in der folgenden Beschreibung ausführlich erläutert.
1 zeigt ein Schaltbild eines Spannungswandlers, der eine Vollbrückentopologie einsetzt, wobei der Spannungswandler dazu ausgebildet ist, den magnetischen Fluss in einem Transformator abzuschätzen und die PWM-Kurvenverläufe zu modifizieren, um eine Sättigung des Transformatorkerns zu verhindern.
2 zeigt Kurvenverläufe, die PWM-Steuersignalen, dem Ist-Wert des magnetischen Flusses und dem geschätzten magnetischen Fluss in einem Spannungswandler wie beispielsweise dem in 1 gezeigten entsprechen.
3 zeigt Kurvenverläufe ähnlich zu jenen von 2, jedoch zeigt sie außerdem die Erkennung eines Zustands mit hohem Fluss und die resultierende Modifikation der PWM-Kurvenverläufe.
4 zeigt Kurvenverläufe, die einer Transformatoreingangsspannung, dem Ist-Wert des magnetischen Flusses des Transformators und einem geschätzten magnetischen Fluss des Transformators entsprechen können, für eine Situation, in der der Eingang des Transformators bei seiner Spannung einem Stufenanstieg aufweist.
5 zeigt ein Schaltbild für einen Spannungswandler ähnlich zu dem von 1 mit der Ausnahme, dass die Flussabschätzung in dem Spannungswandler gemäß 5 auf einer Spannung über den Sekundärwicklungen des Transformators basiert.
6 zeigt ein Schaltbild für einen Spannungswandler ähnlich zu dem von 5 mit der Ausnahme, dass die Flussabschätzung in dem Spannungswandler gemäß 6 auf einer gleichgerichteten Spannung auf der Sekundärseite des Spannungswandlers basiert.
7 zeigt Kurvenverläufe für eine Transformatoreingangsspannung, den Ist-Wert des magnetischen Fluss des Transformators, eine sekundärseitige gleichgerichtete Spannung, und eine Flussabschätzung, die auf der gleichgerichteten Spannung basiert, wobei die Kurvenverläufe Kurvenverläufen, die in dem Spannungswandler gemäß 6 gefunden werden können, entsprechen.
8 zeigt Kurvenverläufe ähnlich zu jenen von 7, zeigt jedoch auch eine Situation, in der der Eingang des Transformators bei seiner Spannung einen Stufenanstieg aufweist.
9 zeigt eine detailliertere Version eines Flusscontrollers und eines PWM-Generators, wie sie in den Spannungswandlern gemäß den 1, 5 und 6 enthalten sind.
10 zeigt einen Flusscontroller und einen PWM-Generator ähnlich zu jenen gemäß 9, jedoch ferner mit einer schnellen Duty-Cycle-Einstellung.
11 zeigt PWM-Kurvenverläufe ähnlich zu jenen von 3 mit der Ausnahme, dass die Kurvenverläufe, anstatt Duty-Cycles zu verwenden, phasenverschoben sind, um den Umfang der Leistungsübertragung zu steuern.
12 zeigt einen Spannungswandler, der eine Topologie mit aktiver Klemmung in Vorwärtsrichtung (engl.: "active clamp forward (ACF) topology") einsetzt, und der Methoden zur Flussabschätzung und zur Überfluss-Vermeidung, wie sie für die Vollbrückenspannungswandler beschrieben sind, einsetzt.
13 zeigt ein Verfahren in einem Spannungswandler zum Abschätzen des Flusses in einem Transformator des Spannungswandlers und zum Verhindern einer Sättigung des Flusses in dem Transformator.
Die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen Methoden zum Abschätzen des magnetischen Flusses in einem Transformatorkern eines isolierten DC-DC-Spannungswandlers bereit. Der geschätzte magnetische Fluss wird kontinuierlich verfolgt (engl.: „tracked“) und, wenn er sich einem Sättigungslimit des Flusses des Transformators nähert, beschränkt ein Controller des Spannungswandlers unverzüglich die dem Transformator zugeführte Leistung. Dies kann z.B. durch die Modifikation von pulsweitenmodulierten (PWM) Kurvenverläufen, die Leistungsschalter, welche eine Primärwicklung des Transformators mit Strom versorgen, steuern, erreicht werden. Die PWM-Kurvenverläufe können mit einer sehr geringen Verzögerung modifiziert werden, was bedeutet, dass kein großer Sicherheitsspielraum erforderlich ist, um eine Flusssättigung des Transformatorkerns zu verhindern. Dies wiederum bedeutet, dass im Vergleich zu DC-DC-Spannungswandlern, die keine derartigen Flussabschätzungs- und Verfolgungsmethoden einsetzen, ein kleinerer Transformator verwendet werden kann.
Die hierin beschriebene Flussabschätzung kann auch zum Flussausgleich verwendet werden, z.B. bei einer langsamen Regelschleife. Während die hierin beschriebenen Methoden der Flussabschätzung, der Flussverfolgung und der Flussbegrenzung einen Flussausgleich zumindest im Hinblick auf das Verhindern einer Kernsättigung weniger wichtig machen, ist es immer noch wünschenswert, eine durchschnittliche Flussdichte nahe Null aufrechtzuerhalten. Aufgrund von Implementierungsaspekten wie beispielsweise Fehlanpassungen des Timings zwischen den positiven und negativen Halbzyklen, einer Änderung der Lastanforderungen oder eines DC-Offsets für die an eine primärseitige Wicklung des Transformators angelegte Durchschnittsspannung könnte der durchschnittliche magnetische Fluss zu von Null verschiedenen Werten driften. Durch Aufrechterhalten eines gleitenden Mittelwerts der Flussabschätzung kann ein langzeitig von Null verschiedener durchschnittlicher Fluss ermittelt werden, und der Controller kann die PWM-Kurvenverläufe anpassen, um den langzeitlichen durchschnittlichen Fluss nach Null zu steuern.
Die nachfolgend beschriebenen Methoden zur Flussabschätzung bauen nicht auf die Erfassung eines Stroms auf der Primärseite eines isolierten DC-DC-Spannungswandlers. Stattdessen wird der Fluss unter Verwendung von Spannungen, die an unterschiedlichen Knoten innerhalb des DC-DC-Spannungswandlers erfasst werden, geschätzt. Insbesondere schätzen die nachfolgend beschriebenen Methoden einen Fluss unter Verwendung einer Spannung, die mit der Primärwicklung des Transformators korrespondiert, einer Spannung, die mit der Sekundärwicklung des Transformators korrespondiert, oder einer gleichgerichteten Spannung auf der Sekundärseite des DC-DC-Spannungswandlers ab.
Die Flussabschätzung und -verfolgung wird in einem Controller des DC-DC-Spannungswandlers durchgeführt. Dieser Controller weist außerdem einen PWM-Generator auf, der die zum Steuern der Leistungsschalter auf der Primärseite des DC-DC-Spannungswandlers verwendeten Signale bereitstellt. Wenn der Controller feststellt, dass sich die Flussabschätzung einem Limit der Flusssättigung nähert, modifiziert der Controller die PWM-Signale, um zu verhindern (engl.: „curtail“), dass dem Eingang des Transformators weitere Leistung zugeführt wird, und, dadurch, zu verhindern, dass der Transformatorkern einen Sättigungspunkt erreicht. Die hierin vorgestellten Methoden sind insbesondere für einen Controller geeignet, der sich auf der Sekundärseite eines DC-DC-Spannungswandlers befindet, allerdings könnten sie ohne weiteres auf einen Controller, der auf einer Primärseite eines derartigen Wandlers implementiert ist, übertragen werden.
Die hierin beschriebenen Methoden sind nicht auf Ein-Phasen- oder Mehr-Phasen-Spannungswandler beschränkt. Aus Gründen der Klarheit werden die Methoden in der folgenden Beschreibung im Kontext eines Ein-Phasen-Spannungswandlers beschrieben, aber es versteht sich, dass die Methoden ohne weiteres auf Mehr-Phasen-Spannungswandler übertragen werden können. Des Weiteren gelten die Methoden sowohl für DC-DC-Spannungswandler mit fester als auch für solche mit veränderlicher Frequenz. Aus Gründen der Klarheit sind in der folgenden Beschreibung Spannungswandler, die eine feste Schaltfrequenz verwenden, gezeigt, aber es versteht sich, dass die Methoden auf Spannungswandler mit veränderlicher Frequenz angewandt werden könnten.
In der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung und den zugehörigen Figuren werden verschiedene Ausgestaltungen von Spannungswandlerschaltungen und Verfahren bei Spannungswandlern bereitgestellt. Die beschriebenen Ausgestaltungen bieten zum Zweck der Erläuterung konkrete Beispiele, und sie sind nicht als beschränkend zu verstehen. Merkmale und Aspekte aus den Beispiel-Ausgestaltungen können kombiniert oder neu angeordnet werden, außer wenn der Kontext dies nicht zulässt.
Im Folgenden werden drei Beispiel-Ausgestaltungen von Spannungswandlerschaltungen beschrieben. Diese Ausgestaltungen variieren primär in den Methoden, die zur Abschätzung des magnetischen Flusses eines Transformators in einem DC-DC-Spannungswandler eingesetzt werden. Bei einer ersten dieser Ausgestaltungen wird zum Abschätzen des magnetischen Flusses eine Spannung über einer Primärwicklung des Transformators verwendet. Bei einer zweiten Ausgestaltung wird zum Abschätzen des magnetischen Flusses eine Spannung über einer Sekundärwicklung des Transformators verwendet. Bei einer dritten Ausgestaltung wird zum Abschätzen des magnetischen Flusses eine gleichgerichtete Spannung auf der Sekundärseite des Transformators verwendet. Diese Ausgestaltungen werden für Spannungswandler, die eine Vollbrückentopologie verwenden, beschrieben, allerdings sind diese Methoden auch auf andere Topologien anwendbar. Eine Variation der dritten Ausgestaltung wird beschrieben, um zu zeigen, wie die Methoden bei einer Topologie mit aktivem Klemmen in Vorwärtsrichtung (engl.: "active clamp forward topology") eingesetzt werden können. Zusätzlich zu den Ausgestaltungen eines Spannungswandlers wird außerdem eine Ausgestaltung eines Verfahrens in einem Spannungswandler beschrieben.
1 zeigt einen DC-DC-Spannungswandler 100, in dem Methoden zum Abschätzen, Begrenzens und Ausgleichen des magnetischen Flusses implementiert sein können. Bei dem gezeigten Spannungswandler 100 handelt es sich um einen Vollbrückenwandler, allerdings gelten die Methoden ebenso für andere Push-Pull-Topologien mit aktivem Clamping in Vorwärtsrichtung, etc. Der Spannungswandler 100 weist eine Leistungsstufe 110, einen Transformator 120, einen Isolator 130, eine Aufbereitungsschaltung 140 und einen Controller 160 auf. Eine Eingangsleistungsquelle V_IN führt dem Spannungswandler 100 Leistung zu, und der Spannungswandler 100 führt einer Last 150 eine Ausgangsleistung zu.
Die Eingangsleistungsquelle V_IN wird der Leistungsstufe 110, die sie unter Verwendung von Leistungsschaltern mit dem Transformator 120 koppelt, zugeführt. Die Leistungsstufe 110 weist vier Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ auf, von denen jeder einen zugehörigen Treiber in einer Treiberstufe 112 hat. Die Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ sind in einer Vollbrückenkonfiguration angeordnet. Während eines aktiven Intervalls in einem positiven Halbzyklus des Spannungswandlers 100 leiten die Schalter Q₁ und Q₃ und erzeugen dabei eine positive Spannung über V_AB, die dem Transformator 120 zugeführt wird. Während eines aktiven Intervalls in dem negativen Halbzyklus des Spannungswandlers 100 leiten die Schalter Q₂ und Q₄ und führen dabei dem Transformator 120 über seinen Eingang V_AB eine negative Spannung zu. Zusätzlich können "Totzeit"-Intervalle, während denen keiner der Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ leitet und dem Transformator 120 keine Spannung über V_AB zugeführt wird, vorhanden sein.
Die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ sind in 1 als Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) vom Anreicherungstyp dargestellt, allerdings können andere Schalterarten verwendet werden. Zum Beispiel können bei einigen Anwendungen Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs), Bipolartransistoren (BJTs), Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs), Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMTs), oder andere Arten von Leistungstransistoren bevorzugt werden. Die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ können auf demselben Halbleiter-Die integriert sein, jeder kann auf einem anderen Die bereitgestellt werden, oder sie können auf andere Weise über mehrere Halbleiter-Dies verteilt sein. Die Treiber in der Treiberstufe 112 können auf demselben/denselben Halbleiter-Die(s) wie ihre zugehörigen Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ integriert sein, oder sie können auf getrennten Dies bereitgestellt werden.
Der Transformator 120 enthält eine Primärwicklung 122, die N1 Windungen aufweist, Sekundärwicklungen 124a, 124b, von denen jede N2 Windungen aufweist, und einen Kern 126. Der Transformator 120 gemäß 1 enthält außerdem eine Streuinduktivität L_LK, bei der es sich nicht um ein separates Bauelement handelt, sondern die eine nicht in den Wicklungen 122, 124a, 124b enthaltene Streuinduktivität abbildet. Die Sekundärwicklungen 124a, 124b sind an einem Mittelabgriff miteinander verbunden. Ein Knoten V_rect für gleichgerichtete Spannung ist mit diesem Mittelabgriff gekoppelt. Unter der Annahme, dass der Effekt der Streuinduktivität L_LK nicht signifikant ist, bestimmt das Verhältnis N2/N1 das Verhältnis der gleichgerichteten Spannung V_RECT zu der Eingangsspannung V_AB des Transformators 120.
Die Aufbereitungsschaltung 140 ist dazu ausgebildet, die von den Sekundärwicklungen 124a, 124b ausgegebene Spannung gleichzurichten und die gleichgerichtete Spannung V_rect, bevor sie der Last 150 zugeführt wird, zu filtern. Wie in 1 gezeigt, werden Gleichrichtungsschalter Q_SR1, Q_SR2 durch den Controller 160 gesteuert, um aus der über den Sekundärwicklungen 124a, 124b induzierten AC-Spannung die gleichgerichtete Spannung V_rect zu erzeugen. (Es kann erforderlich sein, dass die gleichgerichtete Spannung V_rect, bevor sie dem Controller 160 zugeführt wird, z.B. unter Verwendung eines Widerstandsteilers, umgesetzt (engl.: „shifted“) wird. Zur Vereinfachung der Darstellung ist dies nicht gezeigt). Es können andere Gleichrichtungsschaltungen oder -techniken verwendet werden. Zum Beispiel können Dioden jeden äußeren Anschluss der Sekundärwicklungen 124a, 124b mit einem Knoten für gleichgerichtete Spannung koppeln, während der Mittelabgriff mit einer Masse der Last 150 gekoppelt wird. Bei einer anderen, alternativen Konfiguration können vier Dioden in einer Brückenkonfiguration mit einer Sekundärwicklung, die keinen Mittelabgriff aufweist, verwendet werden. Im Allgemeinen wird eine derartige diodenbasierte Gleichrichtung für niedrige Spannungen im Vergleich zur Aktivgleichrichtung, die Leistungsschalter Q_SR1, Q_SR2 wie in 1 verwendet, aufgrund des mit den Dioden verbundenen Leistungsverlusts nicht bevorzugt. Die Aufbereitungsschaltung 140 weist außerdem eine(n) Ausgangsspule L_O und einen kondensator C_O auf, die ein LC-Filter bilden. Das LC-Filter dient dazu, die der Last 150 zugeführte Spannung V_O zu glätten.
Der Controller 160 ist dafür verantwortlich, den Spannungswandler 100 zu steuern, um der Last 150 die erforderliche Leistung (Spannung V_O und Strom I_LOAD) zuzuführen. Dies umfasst das Steuern der Gleichrichtungsschalter Q_SR1, Q_SR2, um die gleichgerichtete Spannung V_rect zu erzeugen, und das Erzeugen von PWM-Kurvenverläufen V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4}, die die Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ der Leistungsstufe 110 steuern. Methoden zum Steuern der Gleichrichtungsschalter sind auf dem Fachgebiet wohlbekannt, und derartige herkömmliche Techniken werden hier nicht beschrieben, um eine Verschleierung der charakteristischen Aspekte dieser Erfindung zu vermeiden. Die PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_PWM _{_Q4}, erzeugt, dass sie die die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ steuern, werden so sicherstellen, dass der Last 150 angemessene Leistung zur Verfügung gestellt wird, und diese Erzeugung basiert typischerweise auf der Ausgangsspannung V_O und/oder dem Laststrom I_LOAD. Herkömmliche Methoden werden verwendet, um, basierend auf Lasterfordernissen, Basis-PWM-Kurvenverläufe zu erzeugen. Zum Beispiel können ein Proportional-, Integral- und Differential-(PID)-Controller die Ausgangsspannung V_O verwenden, um Duty-Cycles für die PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} adaptiv zu bestimmen. Weil derartige Methoden wohl bekannt sind, werden sie hierin nicht weiter beschrieben. (Es kann erforderlich sein, dass die Ausgangsspannung V_O, z.B. unter Verwendung eines Widerstandsspannungsteilers, umgesetzt (engl.: "shifted") werden muss, bevor sie in den Controller 160 eingespeist wird. Zur Vereinfachung der Darstellung ist dies nicht gezeigt.) Stattdessen fokussiert sich die folgende Beschreibung auf die charakteristischen Aspekte dieser Erfindung, die, um eine Sättigung des Transformatorkerns 126 zu vermeiden, auf Methoden zur Modifikation der PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4}, gerichtet sind, wobei die PWM-Kurvenverlaufsmodifikation auf einer Abschätzung des Flusses innerhalb des Transformatorkerns 126 basiert.
Der Controller 160 und seine Bestandteile können unter Verwendung einer Kombination von analogen Hardwarekomponenten (wie beispielsweise Transistoren, Verstärkern, Dioden und Widerständen) und Prozessorschaltungen und Prozessorschaltungstechnik, die primär digitale Komponenten enthält, implementiert werden. Die Prozessorschaltungstechnik kann einen oder mehr von einem digitalen Signalprozessor (DSP), einem Mehrzweck-Prozessor und einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) enthalten. Der Controller 160 kann auch einen Speicher, z.B. einen nicht-flüchtigen Speicher wie beispielsweise einen Flash-Speicher, der Anweisungen oder Daten zur Verwendung durch die Prozessorschaltungstechnik enthält, und einen oder mehr Timer enthalten. Der Controller 160 liest Sensorsignale wie beispielsweise Signale, die V_O, V_rect und I_SENSE entsprechen, ein.
Der Spannungswandlercontroller 160 enthält einen Flusscontroller 170 und einen PWM-Generator 180. Der Flusscontroller 170 ist dazu ausgebildet, den magnetischen Fluss des Transformators 120 abzuschätzen und nachzuverfolgen, um diesen magnetischen Fluss durch Verändern der durch den PWM-Generator 180 erzeugten PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} zu begrenzen und, optional, den magnetischen Fluss auszugleichen, indem er dessen Langzeit-Durchschnitt nach Null steuert. Diese Methoden sind eingangs unter Verwendung der Kurvenverläufe der 2, 3 und 4 beschrieben. Ausführlichere Beschreibungen eines Beispiel-Flusscontrollers und eines Beispiel-PWM-Generators werden in den 9 und 10 bereitgestellt.
Die Änderung der magnetischen Flussdichte (B) innerhalb des Transformatorkerns über ein Zeitintervall T_x ist gegeben durch:
wobei v(t) die Spannung über einer Wicklung des Transformators ist, N die Anzahl von Windungen der Wicklung des Transformators ist, und A die Querschnittsfläche des ^^Transformators ist.
Unter der Annahme, dass t₀ der Beginn eines Schaltzyklus des Spannungswandlers 100 ist und dass T_x die Schaltperiode (d.h. der Kehrwert der Schaltfrequenz) ist, ist die Änderung der Flussdichte über die Periode T_x im Idealfall Null. Dies tritt auf, wenn der während eines positiven Halbzyklus’ des Spannungswandlers auftretende positive Flussausschlag mit dem negativen Flussausschlag, der während eines negativen Halbzyklus des Spannungswandlers auftritt, perfekt ausgeglichen ist. Ein derartiger perfekter Ausgleich zwischen den positiven und negativen Ausschlägen kann aus verschiedenen Gründen einschließlich z.B. das den PWM-Duty-Cycle verringernde Lösen einer Last, einer den PWM-Duty-Cycle erhöhenden Laststufe, und einer Änderung der mit dem Transformator 120 gekoppelten Quellenspannung V_IN gestört sein.
Betrachtet man die Primärseite des Transformators 120 und geht davon aus, dass die Streuinduktivität L_LK nicht signifikant ist, kann die Flussänderung gemäß Gleichung (1) umgeschrieben werden zu:
wobei N₁ die Anzahl von Windungen der Primärwicklung 122 ist, A die Querschnittsfläche des Transformators 120 ist, und V_AB(t) die Spannung über der Primärseite des Transformators 120 ist.
Das Umwandeln von Gleichung (2) in Diskretzeit, wobei die Spannung V_AB unter Verwendung eines Abtasttakts, der eine Periode T aufweist, abgetastet wird, führt zu:
Die rechten Seiten der Gleichungen (2) und (3) können als Varianten der magnetischen Flussänderung betrachtet werden, wobei die Variationen in Voltsekunden vorgesehen sind. Auslegungsparameter für die Anzahl von Windungen N₁ der Primärwicklung 122, der effektiven Kernfläche A des Transformators 120 und des Sättigungslimits B_SAT der Flussdichte werden in dem Controller 160 gespeichert. Zum Beispiel kann der Controller 160 zur Speicherung dieser Werte einen nicht-flüchtigen Speicher (nicht gezeigt) enthalten, und die Werte können während einer Konfigurations- oder Kalibrierphase des Spannungswandlers 100 in den Speicher geladen werden. Mit diesen Parametern können ein oberes Sättigungslimit gegeben durch B_SATN₁A und ein unteres Sättigungslimit gegeben durch –B_SATN₁A, von denen beide in Voltsekunden vorliegen, verwendet werden, um eine Überfluss-Situation des Transformatorkerns 126 erkennen zu lassen.
2 zeigt den magnetischen Fluss B in dem Transformatorkern 126 über drei Zyklen des Spannungswandlers 100, sowie eine Abschätzung des magnetischen Flusses, wie er in dem Controller 160 verfolgt wird. Diese Kurvenverläufe 200 veranschaulichen einen Betrieb, während dem der magnetische Fluss B innerhalb von Sättigungsgrenzen B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} (B_{SAT_HI} = B_SAT, B_{SAT_LO} = –B_SAT) gehalten wird. Bei einer Unter-Ausgestaltung eines Spannungswandler, der den dargestellten Kurvenverläufen 200 entspricht, wird ein Zähler innerhalb des Flusscontrollers 170 verwendet, um den magnetischen Fluss B abzuschätzen. Jedesmal wenn festgestellt wird, dass die primärseitige Spannung V_AB hoch (positiv) ist, wird der Zähler inkrementiert, wohingegen der Zähler immer dann, wenn festgestellt wird, dass die primärseitige Spannung V_AB niedrig (negativ) ist, dekrementiert wird. Der Zähler bleibt unverändert, wenn die primärseitige Spannung V_AB bei oder nahe Null ist. Die Feststellung, ob die primärseitige Spannung V_AB hoch, niedrig oder nahe Null ist, erfolgt durch den Flusscontroller 170, der, wie in 1 gezeigt, Spannungen, die den Knoten A und B entsprechen, über den Isolator 130 einliest. Bei dieser Unter-Ausgestaltung ist die Implementierung von Gleichung (3) effektiv dahingehend vereinfacht, dass für V_IN ein konstanter Wert angenommen wird, und dass der Betrag von V_AB, wie in der folgenden Variation von Gleichung (3) angegeben, diesem konstanten Wert entspricht:
In Gleichung (4) ist der Schwellenwert V_{AB_THRESH} als irgendein Wert zwischen 0 und einem Erwartungswert von v_IN gewählt, z.B. könnte V_{AB_THRESH} gleich
sein.
Der PWM-Generator 180 stellt PWM-Kurvenverläufe 210, 220, die die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ steuern, bereit. Während eines positiven Intervalls eines jeden Zyklus’ wird ein PWM-Puls auf den Steuersignalen V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q3} erzeugt, um, wie durch den Puls 212 während des Zyklus 1 veranschaulicht, die Leistungsschalter Q₁ und Q₃ zu aktivieren. Während eines negativen Intervalls eines jeden Zyklus’ wird auf den Steuersignalen V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q4} ein PWM-Puls erzeugt, um, wie durch den Puls 224 während des Zyklus 1 veranschaulicht, die Leistungsschalter Q₂ und Q₄ zu aktivieren. Dies führt zu positiven und negativen Spannungspulsen über V_AB wie beispielsweise den Pulsen 232, 234 während Zyklus 1. Aufgrund von Schaltungsverzögerungen durch den Isolator 130, die Treiberstufe 112 und die Leistungsschalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄ sind die Spannungspulse über V_AB relativ zu den durch den PWM-Generator 180 ausgegebenen PWM-Steuersignalen V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q4} geringfügig verzögert.
Der magnetische Fluss B ändert sich, wie bei dem Kurvenverlauf 240 dargestellt, mit der Zeit. Ein erster Anstieg 242 des Flusses wird durch den ersten positiven Spannungspuls 232 über V_AB erzeugt. Dem folgt eine erste Flussverringerung 244, die dem ersten negativen Spannungspuls 234 über V_AB entspricht. Die Duty-Cycles der PWM-Kurvenverläufe 210, 220 steigen während Zyklen 2 und 3 z.B. aufgrund von einem erhöhten Leistungsbedarf der Last 150 an. Wie dargestellt entwickelt sich ein (unerwünschter) positiver Bias des magnetischen Flusses während der Zyklen 2 und 3.
Ein in dem Flusscontroller 170 befindlicher Zähler inkrementiert jedes Mal, wenn festgestellt wird, dass die Spannung V_AB positiv ist, und er dekrementiert jedes Mal, wenn festgestellt wird, dass die Spannung V_AB negativ ist. Im Ergebnis verfolgt der Zähler effektiv eine Variante des in Gleichung (4) beschriebenen Werts. Ein Kurvenverlauf 250, der dem resultierenden Zählerstand (engl.: „Count“) entspricht, ist in 2 dargestellt, und es ist erkennbar, dass dieser Zählerstand (Count) den Kurvenverlauf 240 des aktuellen magnetischen Flusses B abschätzt. Die Zählerstandslimits Count_{LIM_HI}, Count_{LIM_LO} die den Limits B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} des magnetischen Flusses entsprechen, sind auch bei dem Kurvenverlauf 250 des Zählerstands gezeigt. Diese Limits des Zählerstands können gegeben sein durch
Die Flusslimits B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} können z.B. auf einen Sättigungsflusspegel +/–B_SAT des Transformatorkerns 126 gesetzt werden, und das Inkrement Δ repräsentiert einen Sicherheitsabstand, um sicherzustellen, dass die magnetischen Flusslimits B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} aufgrund von praktischen Betrachtungen wie beispielsweise Schaltungsverzögerungen tatsächlich nicht erreicht werden.
Die in 2 dargestellten Kurvenverläufe 200 zeigen, wie ein Zähler verwendet werden kann, um den magnetischen Fluss abzuschätzen, aber sie beschäftigen sich nicht mit irgendwelchen Aktionen, die vorgenommen werden, wenn der Betrag des magnetischen Flusses oder eine Abschätzung hiervon irgendeinen Schwellenwert übersteigt. Eine derartige Situation ist in den Kurvenverläufen 300 gemäß 3 dargestellt. Diese Kurvenverläufe 300 sind ähnlich zu den Kurvenverläufen 200 gemäß 2 mit der Ausnahme, dass der Zähler, der den magnetischen Fluss B abschätzt, ein Zählerlimit erreicht und daraufhin der PWM-Kurvenverlauf 310 so modifiziert wird, dass die dem Transformator 120 zugeführte Leistung beschränkt wird.
Zur Zeit t = t_EXC erreicht oder übersteigt der Zählerstand das obere Zählerstandslimit Count_{LIM_HI}. Dies wird durch den Flusscontroller 170 festgestellt, der, als Reaktion auf die genannte Feststellung, den PWM-Generator 180 darauf hinweist, dass er jegliche dem Transformator 120 zugeführte Leistung unverzüglich beschränken sollte. Als Reaktion auf diesen Hinweis klemmt der PWM-Generator 180 den laufenden positiven Puls 313 innerhalb von Zyklus 3. Alternativ ausgedrückt wird der Puls 313 relativ zu dem, wie er ohne die Erkennung einer Hoch-Fluss-Situation wäre, verkürzt (trunkiert). Man beachte, dass es eine geringfügige Verzögerung zwischen der Erkennung zur Zeit t = t_EXC und der fallenden Flanke des Pulses 313 gibt. Kurz nach der fallenden Flanke des PWM-Pulses 313 werden die Leistungsschalter Q₁ und Q₃ deaktiviert und die Eingangsquellenspannung V_IN wird, wie durch die fallende Flanke des positiven V_AB Pulses 335 innerhalb von Zyklus 3 angedeutet, von der Transformatoreingangsspannung V_AB getrennt. An dieser Stelle hört der magnetische Fluss B ebenso wie die durch den Kurvenverlauf 350 des Zählerstands nachverfolgte Abschätzung des magnetischen Flusses auf, anzusteigen. Man beachte, dass der magnetische Fluss B, während das Zählerstandslimit Count_{LIM_HI} kurz überschritten wird, unterhalb des Flusslimits B_{SAT_HI} bleibt. Der negative Puls 337 des Kurvenverlaufs V_AB während Zyklus 3 wird nicht durch irgendein Klemmen beeinflusst. Während der in 3 dargestellten 3 Zyklen zeigen der Kurvenverlauf 340 des magnetischen Flusses und der Kurvenverlauf 350 des Zählerstands ein positives Bias (durchschnittlich), allerdings dient das Klemmen dazu, dieses Bias relativ zu einer Ausgestaltung, bei der es kein Klemmen gibt, zu verringern.
Wie soweit beschrieben, verwendet der Flusscontroller 170 einen Zähler mit einem festen Inkrement/Dekrement, um den magnetischen Fluss B abzuschätzen. Während eine derartige Implementierung gut funktionieren kann, während die Eingangsspannung v_IN sehr stabil ist, können Probleme auftreten, wenn es bei der Eingangsspannung v_IN eine Veränderung gibt. Eine derartige Situation ist bei den Kurvenverläufen 400 gemäß 4 dargestellt. Zur Vereinfachung der Darstellung sind die PWM-Steuersignale V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q4} nicht gezeigt, aber es versteht sich, dass diese Steuersignale so sind wie oben bei 2 und 3 erläutert.
Während die 2 und 3 eine Situation darstellen, bei der ein Anstieg der von der Last 150 geforderten Leistung (d.h. eine Laststufe) ansteigende V_AB-Puls-Intervalle bewirkt, sind die V_AB-Puls-Intervalle gemäß 4 relativ stabil. Allerdings tritt während Zyklus 2 eine Stufenänderung 431 in der Größenordnung der V_AB-Pulse auf. Eine derartige Stufenänderung 431 kann aufgrund eines Anstiegs der Quellenspannung v_IN auftreten. Als Reaktion auf den erhöhten Betrag 431 des V_AB-Pulses steigt die Änderungsrate (Flanke) des magnetischen Flusses B an 441. Wenn der zum Abschätzen dieses Flusses verwendete Zähler, wie bei der den Kurvenverläufen gemäß 3 entsprechenden Unterausgestaltung, ein festes Inkrement/Dekrement verwendet, trägt der resultierende Zählerstand der erhöhten Spannung v_IN, dem entsprechenden Anstieg der Beträge der V_AB-Pulse und dem resultierenden magnetischen Fluss B keine Rechnung. Die durch den Zähler bereitgestellte Flussabschätzung wiederum folgt dem Ist-Wert des magnetischen Flusses B nicht genau, was bedeutet, dass entweder die Flusslimits B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} überschritten werden können, oder dass bei der Bestimmung des Zählerstandslimits Count_{LIM_HI}, COUNT_{LIM_LO} eine große Sicherheitsspanne, z.B. ein großer Wert für den bei der vorangehenden Unterausgestaltung erwähnten Δ-Parameter, erforderlich ist.
Bei einer weiteren Unterausgestaltung werden die obigen Probleme unter Verwendung eines veränderlichen Inkrements/Dekrements mit dem Zähler behandelt, was für eine genauere Flussabschätzung sorgt und einer Änderung der zugeführten Eingangsquellenspannung v_IN Rechnung trägt. Eine derartige Ausgestaltung implementiert, im Gegensatz zu der mit Gleichung (4) verbundenen, vereinfachten Implementierung, die Flussabschätzung von Gleichung (3) näher. Die verbesserte Flussabschätzung (Zählerstand) ist gegeben durch:
Die Kurvenverläufe 400, die aus einer Unterausgestaltung, die eine derartige verbesserte Flussabschätzung verwendet, resultieren, sind in 4 gezeigt. Man beachte, dass die Zählerstandslimits Count_{LIM_LO}, Count_{LIM_HI} so modifiziert sind, dass sie nicht mehr durch eine erwartete Eingangsspannung v_IN normiert sind. Daher können diese Limits gegeben sein durch:
Gemäß dem in 4 dargestellten Kurvenverlauf 430 weist die dem Transformator 120 zugeführte Spannung V_AB während eines positiven Intervalls von Zyklus 2 in ihrem Wert einen Stufenanstieg 431 auf. Dies bewirkt, wie bei dem Fluss-Kurvenverlauf 440 gezeigt, einen Anstieg der Rate 441, mit der der magnetische Fluss B ansteigt. Die Flussabschätzung folgt 451, basierend auf einem Zählerstand, wie er durch Gleichung (6) gegeben ist, dieser Rate 441 des magnetischen Flusses. Der Kurvenverlauf 450 des Zählerstands erreicht während Zyklus 2 das obere Zählerstandslimit Count_{LIM_HI} nicht. Allerdings bewirkt der erhöhte Betrag der Spannung V_AB, dass der verbesserte Zählerstand zur Zeit t = t_EXC während des negativen Intervalls von Zyklus 2 unter das untere Zählerstandslimit Count_{LIM_LO} abfällt.
Wie bei der im Zusammenhang mit 3 beschriebenen Unterausgestaltung bewirkt eine Erkennung, dass die Flussabschätzung (der Zählerstand) ein Zählerstandslimit Count_{LIM_LO}, Count_{LIM_HI} erreicht, dass der Flusscontroller 170 dem PWM-Generator 180 einen Hinweis darauf zuführt, dass jeder laufende PWM-Puls geklemmt werden sollte. Dies führt dazu, dass der negative V_AB-Puls 433 während Zyklus 2 relativ zu dem PWM-Puls, der erzeugt wurde, wenn keine Hoch-Puls-Situation festgestellt wurde, verkürzt wird. Während die durch den Zählerstand gegebene Flussabschätzung unter das untere Limit Count_{LIM_LO} abfällt, bleibt der magnetische Fluss B des Transformatorkerns 126 innerhalb der Flussgrenzen B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} beschränkt.
Die obigen Unterausgestaltungen beschreiben, dass ein Zählerstand, der verwendet wird, um den magnetischen Fluss B abzuschätzen, ein festes Inkrement/Dekrement verwenden kann, oder ein Inkrement/ Dekrement verwenden kann, das durch eine Spannung V_AB, die mit jeder Taktperiode des Zählerstands abgetastet wird, bestimmt ist. Gemäß noch einer anderen Unterausgestaltung können das Inkrement/Dekrement auf der Spannung V_AB (oder der damit verbundenen Eingangsspannung V_IN) basieren, aber es kann mit einer Rate abgetastet werden, die geringer ist, als die des für den Zählerstand verwendeten Takts. Zum Beispiel kann die Spannung V_AB (oder die Eingangsspannung V_IN) einmal pro Schaltzyklus abgetastet und die resultierende Spannung von dem Zähler für den nächsten Schaltzyklus verwendet werden. Bei einer Variante dieser Unterausgestaltung kann die Spannung über V_AB während der positiven oder negativen Halbzyklen integriert oder gemittelt werden, und die Ergebnisse können als Inkrement-/Dekrement-Betrag für den nächsten Schaltzyklus des Spannungswandlers verwendet werden.
5 zeigt eine zweite Ausgestaltung eines Spannungswandlers 500. Während die obigen Unterausgestaltungen auf einer ersten Ausgestaltung basieren, bei der der magnetische Fluss B unter Verwendung der Spannung V_AB über dem Eingang des Transformators 120 abgeschätzt wird, verwendet die Ausgestaltung gemäß 5 die Spannung V_CD über den Sekundärwicklungen 124a, 124b des Transformators 120. Der Spannungswandler 500 gemäß 5 ist ähnlich dem Spannungswandler 100 gemäß 1, und es werden nachfolgend nur jene Komponenten, die sich signifikant unterscheiden, beschrieben.
Weil die Flussabschätzmethoden des Spannungswandlers 500 nicht die dem Eingangssignal des Transformators 120 entsprechende Spannung V_AB verwenden, ist der Isolator 530 vereinfacht, da er keine Spannungen, die den Knoten A und B entsprechen, von der Primär- an die Sekundärseite des Spannungswandlers 500 übertragen muss. Spannungen, die den Knoten C und D entsprechen, werden einem Flusscontroller 570 innerhalb eines Controllers 560 zugeführt. Diese Spannungen V_C, V_D können innerhalb der Aufbereitungsschaltung 540, innerhalb des Transformators 120 oder irgendwo dazwischen erfasst werden. Der Controller 560 und der Flusscontroller 570 darin sind, mit Ausnahme des unten erläuterten, im Wesentlichen dieselben wie die entsprechenden Schaltungen 160, 170 innerhalb des Spannungswandlers 100 der ersten Ausgestaltung.
Die Änderung des magnetischen Flusses für den Transformatorkern 126 kann gegeben sein durch:
wobei N₂ die Anzahl von Windungen in einer der Sekundärwicklungen 124a, 124b ist, A die Querschnittsfläche des Transformators 120 ist, und V_CD(t) die Spannung über den Sekundärwicklungen 124a, 124b des Transformators 120 ist.
Man beachte, dass Gleichung (8) eine Variation von Gleichung (2) repräsentiert, wobei die Variation darin besteht, dass die Änderung ΔB des magnetischen Flusses auf Parametern für die Sekundärseite des Transformators 120 und nicht für dessen Primärseite basiert. Die Gleichung (8) kann in eine zeitdiskrete Darstellung umgewandelt werden, wobei die Spannung V_CD unter Verwendung eines Abtasttaktes, der eine Periode T aufweist, abgetastet werden kann, was zu Folgendem führt:
Unterausgestaltungen, die den magnetischen Fluss B basierend auf Gleichung (9) abschätzen, können auf eine der in Verbindung mit dem Spannungswandler 100 gemäß 1 beschriebenen Unterausgestaltungen ähnliche Weise implementiert werden. Zum Beispiel kann eine Unterausgestaltung einen Zähler verwenden, der, wie vorangehend im Hinblick auf 2, 3 und Gleichung (4) beschrieben, um einen festen Betrag inkrementiert/dekrementiert. Eine weitere Unterausgestaltung kann einen Zähler verwenden, der um einen Wert, der der sekundärseitigen Spannung V_CD entspricht, auf eine zu der in Verbindung mit 4 und Gleichung (6) beschriebene, analoge Weise inkrementiert/dekrementiert. Aufgrund ihrer Ähnlichkeiten mit den Unterausgestaltungen der ersten Ausgestaltung werden diese Unterausgestaltungen der zweiten Ausgestaltungen hier nicht ausführlich beschrieben. Die Methoden der zweiten Ausgestaltung sind dieselben wie jene der ersten Ausgestaltung mit der Ausnahme, dass die Flussabschätzung, wie sie in dem Flusscontroller 570 implementiert ist, auf der sekundärseitigen Spannung V_CD und den Windungen N₂ der Sekundärwicklungen 124a, 124b basiert. Man beachte auch, dass die Zählerstandslimits Count_{LIM_HI}, Count_{LIM_LO}, wie sie z.B. durch die Gleichungen (5) und (7) gegeben sind, geändert werden, um die sekundärseitigen Parameter V_CD, N₂ zu verwenden. Es kann ebenso erforderlich sein, die durch Δ gegebene Sicherheitsspanne zu ändern, z.B. um – verglichen mit der Primärseite (für einen Abwärtswandler) – kleineren Spannungen auf der Sekundärseite des Spannungswandlers 500 und/oder den unterschiedlichen Verzögerungen beim Messen der Spannung über V_CD im Vergleich zu V_AB Rechnung zu tragen.
6 zeigt einen Spannungswandler 600 gemäß einer dritten Ausgestaltung. Diese dritte Ausgestaltung verwendet Spannungen auf der Sekundärseite des Spannungswandlers 600 zum Abschätzen des magnetischen Flusses innerhalb des Transformatorkerns 126. Allerdings verwendet der Spannungswandler 600 dieser Ausgestaltung bei der Abschätzung des magnetischen Flusses B eine gleichgerichtete Spannung wie beispielsweise V_rect anstelle einer (vorzeichenbehafteten) Spannung V_CD über der Sekundärwicklung. Diese dritte Ausgestaltung wird als bevorzugt angesehen, da sie das Erfassen zusätzlicher Spannungen wie beispielsweise V_AB oder V_CD nicht erfordert. Wie in 6 dargestellt, wird die gleichgerichtete Spannung V_rect zum Zweck der Spannungsgleichrichtung bereits dem Controller 660 zugeführt. Diese Spannung V_rect kann auch dem Flusscontroller 670 zugeführt werden, wo sie zur Flussabschätzung verwendet werden kann.
Die gleichgerichtete Spannung V_rect lässt die Polarität des magnetischen Flusses B innerhalb des Transformatorkerns 126 nicht inhärent erkennen. Während die Polarität des Flusses durch Erfassen der Wicklungsspannung V_AB oder V_CD herausgefunden werden könnte, lässt sich die Polarität leichter von dem PWM-Generator 680 erhalten. Zum Beispiel kann die Flusspolarität B_POL immer dann als positiv angesehen werden, wenn V_{PWM_Q1} und V_{PWM_Q3} high sind, d.h. entsprechend einer dem Transformator 120 zugeführten positiven Spannung V_AB, und immer dann als negativ, wenn V_{PWM_Q2} und V_{PWM_Q4} high sind, d.h. entsprechend einer dem Transformator 120 zugeführten negativen Spannung V_AB. Ein derartiger Hinweis auf die Flusspolarität B_POL könnte immer dann, wenn es eine Änderung bei den PWM-Kurvenverläufen gibt, gelatcht werden, und dieser Hinweis kann dem Flusscontroller 670 durch den PWM-Generator 680 zugeführt werden, so dass der Flusscontroller 670 die Flusspolarität kennt. Bei vielen Ausgestaltungen einschließlich z.B. bei denen B_{SAT_LO} = –B_{SAT_HI} kann es nicht erforderlich sein, dass der Flusscontroller 670 die Flusspolarität kennt; der Flusscontroller 670 könnte lediglich zwischen zwei Polaritäten, die er beibehält, hin- und herschalten.
Im Folgenden werden Unterausgestaltungen analog zu den vorangehend im Hinblick auf die erste Ausgestaltung beschriebenen erläutert. Zusätzliche Einzelheiten betreffend den Flusscontroller 670 und den PWM-Generator 680 werden, einschließlich Methoden zum Ausgleich des magnetischen Flusses, in den 9 und 10 geboten. Man beachte, dass diese zusätzlichen Einzelheiten und die nachfolgend beschriebenen Methoden weitestgehend auch auf die ersten beiden Ausgestaltungen anwendbar sind, dass sie aber bei dieser dritten Ausgestaltung beschrieben werden, da sie als die bevorzugte Ausgestaltung angesehen wird.
7 zeigt den magnetischen Fluss B in dem Transformatorkern 126 über drei Zyklen des Spannungswandlers 600, sowie eine Abschätzung des magnetischen Flusses, wie er in dem Controller 660 verfolgt wird. Die Kurvenverläufe 700 gemäß 7 sind analog zu jenen gemäß 3, allerdings sind die PWM-Kurvenverläufe in 7 zur Vereinfachung der Darstellung weggelassen.
Bei einer Unterausgestaltung eines Spannungswandlers 600 wird angenommen, dass die Eingangsquellenspannung V_IN konstant ist und der magnetische Fluss B deshalb unter Verwendung eines Zählers mit einem festen Inkrement/Dekrement abgeschätzt werden kann. Ein Kurvenverlauf 730, der einer von der Leistungsstufe 110 ausgegebenen und dem Transformator 120 zugeführten Spannung V_AB entspricht, ist über 3 Zyklen des Spannungswandlers 600 dargestellt. Eine Laststufe, die z.B. durch einen erhöhten Leistungsbedarf der Last 150 verursacht wird, bewirkt die dargestellten ansteigenden Pulsdauern. Dies führt, wie bei dem Kurvenverlauf 740 des magnetischen Flusses B dargestellt, zu einem erhöhten Betrag des magnetischen Flusses B innerhalb des Transformatorkerns 126.
Eine sekundärseitige Spannung V_CD (zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt) wird gleichgerichtet, was zu einer gleichgerichteten Spannung V_rect, die einen Kurvenverlauf 760, wie er in 7 dargestellt ist, aufweist, führt. Man beachte, dass die gleichgerichtete Spannung V_rect relativ zu der Eingangsspannung V_AB des Transformators 120 geringfügig verzögert ist. Die gleichgerichtete Spannung V_rect wird in den Flusscontroller 670 eingespeist, wo sie, z.B. unter Verwendung einer Komparatorschaltung, mit einem Schwellenwert V_{rect_thresh} verglichen wird, um das binäre Ausgangssignal V_{rect_comp}, wie bei dem Kurvenverlauf 770 dargestellt, zu liefern. Der Schwellenwert V_{rect_thresh} ist so gewählt, dass er sich bei irgendeinem Wert zwischen 0 und einem Erwartungswert von V_rect befindet, wenn diese Spannung hoch ist.
Ein Zähler in dem Flusscontroller 670 inkrementiert, wenn V_{rect_comp} high ist und die Flusspolarität B_POL positiv ist, und dekrementiert, wenn V_{rect_comp} high ist und die Flusspolarität B_POL negativ ist. Der resultierende Zählerstand ist bei dem Kurvenverlauf 750 dargestellt, und dient dazu, eine Abschätzung des magnetischen Flusses 740 erster Ordnung zur Verfügung zu stellen. Der Flusscontroller 670 überwacht den Zählerstand, und wenn er den Bereich zwischen Count_{LIM_LO} und Count_{LIM_HI} verlässt, wird ein Zustand mit hohem Fluss festgestellt. Als Reaktion auf eine derartige Feststellung signalisiert der Flusscontroller 670 dem PWM-Generator 680, dass sämtliche laufenden PWM-Pulse trunkiert werden sollten, so dass die dem Transformator 120 zugeführte Leistung gedrosselt wird. Ein Beispiel hierfür, bei dem der Kurvenverlauf 750 des Zählerstands das Zählerstandslimit Count_{LIM_HI} zum Zeitpunkt 751 übersteigt, was durch den Flusscontroller 670 festgestellt wird, ist in 7 gezeigt. Der Flusscontroller 670 signalisiert dem PWM-Generator 680, dass sämtliche laufenden PWM-Pulse unverzüglich deaktiviert werden müssen. Kurz danach werden die PWM-Kurvenverläufe (zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt) wie beispielsweise V_{PWM_Q1} und V_{PWM_Q3}, die die Leistungsschalter Q₁, Q₃ in der Leistungsstufe 110 steuern, auf low gesetzt. Dies wiederum verkürzt den positiven Puls 735 der Transformatoreingangsspannung V_AB während des Zyklus 3 und unterbindet dabei, dass zusätzlicher magnetischer Fluss B in dem Transformatorkern 126 induziert wird. Unter der Voraussetzung, dass die Sicherheitsspanne Δ angemessen ist, verhindert die beschriebene Methode, dass der magnetische Fluss B das Sättigungslimit B_{SAT_HI} übersteigt. Dies ist bei dem Kurvenverlauf 740 des magnetischen Flusses B gezeigt.
Bei einer weiteren Unterausgestaltung gibt es keine Annahme, dass die Eingangsspannung V_IN konstant ist, und der Wert der gleichgerichteten Spannung V_rect wird verwendet, um der Veränderung der Eingangsspannung V_IN und ihrer Auswirkung auf den magnetischen Fluss B Rechnung zu tragen. Eine derartige Ausgestaltung ist analog zu der, die für die erste Ausgestaltung in Verbindung mit 4 beschrieben wurde, wobei der wichtigste Unterschied darin besteht, dass der gleichgerichteten Spannung V_rect, bevor sie dem Zählerstand hinzuaddiert wird, eine zugehörige Polarität zugeordnet werden muss. Ein derartiger Zählerstand kann gegeben sein durch
N₂ die Anzahl von Windungen der Sekundärwicklung 124a, 124b ist, und A die Querschnittsfläche des Transformators 120 ist.
Man beachte, dass sich die Flusspolarität B_POL innerhalb eines Pulses der gleichgerichteten Spannung V_rect nicht ändert, und dass die Flusspolarität B_POL von einem Puls der gleichgerichteten Spannung V_rect zum Nächsten wechselt.
8 zeigt Kurvenverläufe 800, die den weiteren Unterausgestaltungen der dritten Ausgestaltung entsprechen. Die dem Transformator 120 zugeführte Spannung V_AB weist, wie bei dem V_AB-Kurvenverlauf 830 gezeigt, während einer positiven Flusspolarität von Zyklus 2 in ihrem Wert einen Stufenanstieg 831. Dies bewirkt, wie bei dem Flusskurvenverlauf 840 gezeigt, einen Anstieg der Rate 841, mit der der magnetische Fluss B ansteigt, und es bewirkt außerdem, wie in ihrem Kurvenverlauf 870 gezeigt, einen Stufenanstieg 871 bei der gleichgerichteten Spannung V_rect. Die Flussabschätzung 850, die auf einem Zählerstand, wie er durch Gleichung (10) gegeben ist, basiert, folgt 851 dieser erhöhten Rate des magnetischen Flusses B. Der Zählerstand erreicht das obere Zählerstandslimit Count_{LIM_HI} während Zyklus 2 nicht. Allerdings bewirkt der erhöhte Betrag der Spannung V_rect, dass der verbesserte Zählerstand zur Zeit t = t_EXC während der negativen Flusspolarität von Zyklus 2 unter das untere Zählerstandslimit Count_{LIM_LO} abfällt. Die Feststellung, dass die Flussabschätzung (der Zählerstand) ein Zählerstandslimit Count_{LIM_LO}, Count_{LIM_HI} erreicht, bewirkt, dass der Flusscontroller 670 dem PWM-Generator 680 einen Hinweis zuführt, dass jeder laufende PWM-Puls trunkiert werden sollte. Dies führt zu dem negativen V_AB-Puls 833, und der Puls 873 der gleichgerichteten Spannung V_rect bei negativem Fluss während Zyklus 2 wird relativ zu den Pulsen, die erzeugt würden, wenn kein Zustand mit hohem Fluss festgestellt worden wäre, verkürzt. Während die durch den Zählerstand gegebene Flussabschätzung unter das untere Limit Count_{LIM_LO} abfällt, bleibt der magnetische Fluss B des Transformatorkerns 126 innerhalb der Flusslimits B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} beschränkt, d.h., der Transformatorkern 126 erreicht keinen Flusssättigungspegel.
9 zeigt einen Teil eines Controllers 960 wie beispielsweise jenen, der bei dem Spannungswandler der drei vorangehend beschriebenen Ausgestaltungen verwendet wird. Zusätzlich zur Begrenzung des magnetischen Flusses B gleicht der Controller 960 außerdem die positiven und negativen Flussabweichungen aus, um den Fluss im langzeitlichen Mittel auf Null zu steuern. Der Controller 960 gemäß 9 enthält einen Flusscontroller 970, einen PWM-Generator 980, und einen Duty-Cycle-Ermittler 990. Der Controller 960 gemäß 9 kann unter Verwendung elektrischer Schaltungstechnik einschließlich Prozessoren und Speichern, ähnlich wie im Hinblick auf den Controller 160 gemäß 1 erläutert, implementiert werden. Zur Vereinfachung der Erläuterung wird der Controller 960 als Teil des Spannungswandlers 600 gemäß 6 beschrieben, allerdings versteht es sich, dass die in dem Controller 960 implementierten Methoden auf ähnliche Weise in die Spannungswandler 100, 500 gemäß den 1 und 5 eingearbeitet werden könnten.
Der Duty-Cycle-Ermittler 990, der bei einigen Implementierungen Teil des PWM-Generators 980 sein kann, verwendet die ausgegebene Lastspannung V_O, um einen Duty-Cycle (d) für den PWM-Generator 980 zu ermitteln. Bei einer typischen Implementierung wird die ausgegebene Lastspannung V_O mit einer Zielspannung V_TARGET verglichen, um eine Fehlerspannung V_ERR (nicht gezeigt) zu erzeugen. Diese Fehlerspannung V_ERR speist dann einen Duty-Cycle-Controller wie beispielsweise einen Proportional-Integral-Differential-(PID)-Controller (zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt), der ermittelt, und um wie viel der Duty-Cycle (d) erhöht oder verringert werden sollte. Weil der Betrieb von PID-Controllern auf dem Fachgebiet wohlbekannt ist, wird ein derartiger herkömmlicher Betrieb im Weiteren nicht beschrieben. Der resultierende Duty-Cycle (d) wird typischerweise einmal pro Schaltzyklus des Spannungswandlers 600 upgedated und dem PWM-Generator 980 zugeführt. Man beachte, dass die Zielspannung V_TARGET typischerweise in einem Speicher des Controllers 960 gespeichert wird und dass sie während einer Konfiguration oder einer Kalibrierung des Spannungswandlers 600 eingestellt werden kann.
Der Flusscontroller 970 enthält einen Fluss-Abschätzer 972, einen Fluss-Ausgleicher 974, und einen Fluss-Begrenzer 976. Der Fluss-Abschätzer 972 liest eine oder mehr von einer Eingangsspannung V_AB von der Primärseite eines Spannungswandlers, einer Spannung V_CD über der Sekundärwicklung eines Spannungswandlers, und einer gleichgerichteten Spannung V_rect auf der Sekundärseite eines Spannungswandlers ein. Außerdem kann dem Fluss-Abschätzer 972 bei einigen Implementierungen, z.B. jenen, bei denen die gleichgerichtete Spannung V_rect zum Abschätzen des magnetischen Flusses B verwendet wird, auch, z.B. von dem PWM- Generator 980, eine Flusspolarität B_BOL zugeführt werden. Der Fluss-Abschätzer 972 schätzt den magnetischen Fluss B in dem Transformatorkern 126 basierend auf der Eingangsspannung ab. Die Flussabschätzung B_EST kann basierend auf einem Zählerstand, der ein festes Inkrement/Dekrement aufweist, oder auf einem Zählerstand, der durch die Eingangsspannung bestimmte Inkrement-/Dekrementwerte aufweist, bestimmt werden. Derartige Methoden zum Bestimmen des Flusses B sind so, wie sie bei den Spannungswandlern 100, 500, 600 gemäß den 1, 5 und 6 beschrieben sind. Der abgeschätzte Fluss B_EST wird dem Fluss-Ausgleicher 974 und dem Fluss-Begrenzer 976 zugeführt.
Der Fluss-Begrenzer 976 verwendet die Flussabschätzung B_EST (z.B. den Zählerstand), um einen Zustand mit hohem Fluss zu erkennen. Derartige Erkennungsmethoden sind oben für die Spannungswandler 100, 500, 600 gemäß den 1, 5 und 6 beschrieben, und deshalb werden derartige Methoden hier nur kurz zusammengefasst.
Die Flusslimits B_{LIM_HI}, B_{LIM_LO} werden dem Fluss-Begrenzer 976 zugeführt oder in diesem gespeichert. Diese Limits B_{LIM_HS}, B_{LIM_LO} können in einem Speicher des Fluss-Begrenzers 976 oder einem Speicher, der sich anderweitig in dem Controller 960 befindet, gespeichert werden. Wie im Hinblick auf die Spannungswandler 100, 500, 600 gemäß den 1, 5 und 6 erläutert, werden Zählerstandslimits Count_{LIM_HI}, COUNT_{LIM_LO}, bei denen es sich um Beispiele von B_{LIM_HI}, B_{LIM_LO} handelt, basierend auf Parametern wie beispielsweise einem Flusssättigungslimit B_SAT des Transformatorkerns, der Windungen (z.B. N₁, N₂) in Wicklungen eines Transformators und einer Sicherheitsspanne Δ bestimmt. Typischerweise weisen die Limits B_{LIM_HS}, B_{LIM_LO} denselben Betrag auf, besitzen aber entgegengesetzte Polarität.
Der Fluss-Begrenzer 976 überwacht die Flussabschätzung B_EST (z.B. den Zählerstand) und vergleicht sie fortwährend mit den Flussgrenzen B_{LIM_HI}, B_{LIM_LO} (z.B. Zählerstand_{LIM_HI}, Zählerstand_{LIM_LO}). Wenn die Flussabschätzung B_EST außerhalb des durch die Flusslimits angegebenen Bereichs {B_{LIM_HI}, B_{LIM_LO}} liegt, stellt der Fluss-Begrenzer 976 einen Hinweis C bereit, dass ein aktiver PWM-Puls unverzüglich trunkiert (geklemmt) werden muss, um alle Leistungsschalter zu deaktivieren und wiederum jegliche Leistung davor zu beschränken, dass sie dem Transformator 120 zugeführt wird. Man beachte, dass das beschriebene Klemmen der PWM-Kurvenverläufe, während der Fluss-Begrenzer 976 zum Schutz gegen Flusssättigung in dem Transformator 120 dient, die der Last 150 des Spannungswandlers 600 zugeführte Leistung verringert und dazu dienen kann, ein von Null verschiedenes Bias beim durchschnittlichen Fluss in dem Transformatorkern 126 zu erzeugen. Diese Probleme können zumindest teilweise dadurch abgemildert werden, dass die positiven und negativen Flussauslenkungen ausgeglichen werden.
Der Fluss-Ausgleicher 974 verwendet die bereitgestellte Fluss-Abschätzung B_EST, um eine Duty-Cycle-Einstellung Δd_POS zu erzeugen, die verwendet wird, um jeglichen Bias bei dem Langzeit-Magnetfluss zu entfernen, d.h. den durchschnittlichen Fluss auf Null zu bringen. Gemäß einer Beispielmethode latched der Fluss-Ausgleicher 974 einen positiven Spitzenwert B_{MAX_EST} der Flussabschätzung B_EST, und einen negativen Spitzenwert B_{MIN_EST} der Flussabschätzung B_EST für jeden Zyklus des Spannungswandlers 600. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die Flussabschätzung B_EST überwacht und diese Spitzenwerte gespeichert werden, oder die Spitzenwerte B_{MAX_EST}, B_{MIN_EST} können unter Verwendung von Flanken einer Spannung V_AB, V_CD, V_rect oder unter Verwendung von Flanken der PWM-Kurvenverläufe, z.B. V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, gelatched werden. Ein Unterschied der Spitzenwerte wird für jeden Schaltzyklus erzeugt, z.B. ΔB = B_{MAX_EST} – B_{MIN_EST}. Dieser Unterschied ΔB wird über mehrere Schaltzyklen integriert oder tiefpassgefiltert, um einen gefilterten Unterschied ΔB_FILT zu erzeugen. Der gefilterte Unterschied ΔB_FILT wird dann verwendet, um eine Anpassung Δd_POS des dem PWM-Generator 980 zugeführten Duty-Cycles zu erzeugen. Wenn der gefilterte Unterschied ΔB_FILT Null ist, dann ist der Fluss zwischen positiven und negativen Halbzyklen perfekt ausgeglichen und die Anpassung des Duty-Cycles kann bei Null belassen werden. Wenn der gefilterte Unterschied ΔB_FILT positiv ist, zeigt dies einen positiven Bias des Flusses an, der durch Verringerung des Zeitintervalls, wenn eine positive Spannung über den Eingang V_AB des Transformators 120 angelegt ist, kompensiert werden muss. Dies wird dadurch erreicht, dass die positive Anpassung Δd_POS des Duty-Cycles auf einen negativen Wert eingestellt und hierbei der Duty-Cycle des positiven Intervalls verringert wird, und, entsprechend, durch Erhöhen des Duty-Cycles des negativen Intervalls. (Innerhalb eines Schaltzyklus werden die Netto-Energieübertragung und der durchschnittliche Duty-Cycle durch das Ausgleichen nicht geändert.) Der Betrag der Anpassung Δd_POS des Duty-Cycles kann als Funktion des gefilterten Unterschieds ΔB_FILT bestimmt werden, z.B. Δd_POS = f(ΔB_FILT), über Tabellensuchen, oder über eine ähnliche Zuordnungsmethode.
Der PWM-Generator 980 weist einen Kern-PWM-Generator 982, Duty-Cycle-Anpassungssummationsschaltungen 984a, 984b und PWM-Kurvenverlaufs-Trunkierungs-/-Klemmschaltungen 988a, 988b auf. Die Duty-Cycle-Anpassungssummierer 984a, 984b lesen den Duty-Cycle d und die Duty-Cycle-Anpassung Δd_POS ein und erzeugen für die positiven und negativen Intervalle eines Schaltzyklus separate Duty-Cycles d_POS, d_NEG. Der Durchschnitt der separaten Duty-Cycles d_POS, d_NEG für einen gegebenen Schaltzyklus ist derselbe wie der Duty-Cycle d, d.h., die Duty-Cycle-Anpassung Δd_POS verschiebt faktisch Energie zwischen den positiven und negativen Intervallen eines Schaltzyklus, aber sie ändert die während eines Schaltzyklus bereitgestellte Gesamtenergie nicht.
Der Kern-PWM-Generator 982 liest die separaten Duty-Cycles d_POS, d_NEG ein und verwendet diese, um PWM-Kurvenverläufe zu erzeugen. Die Trunkierungsschaltungen 988a, 988b lesen die PWM-Kurvenverläufe von dem Kern-PWM-Generator 982 ein und klemmen, wenn sie durch das Signal C des Fluss-Begrenzers 976 angewiesen werden, Pulse innerhalb der PWM-Kurvenverläufe.
Der oben beschriebene Controller 960 dient dazu, eine Flusssättigung in dem Transformatorkern 126 zu verhindern, indem er eine schnell arbeitende Klemme der PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4}, die verwendet werden, um dem Transformator 120 Leistung zuzuschalten und den magnetischen Fluss B durch Implementieren eines langsam arbeitenden Ausgleichs des Flusses unter Verwendung einer gefilterten Flussabschätzung ΔB_FILT auszugleichen, implementiert. Allerdings verweigert jedes Klemmen der PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} der Last 150 des Spannungswandlers 600 zumindest vorübergehend eine benötigte und erwartete Leistung. Zusätzlich zu der unerwünschten Folge, dass die Ausgangsspannung V_O abfällt, versucht der Duty-Cycle-Ermittler 990 (z.B. ein PID-Controller), diesen Spannungsabfall so auszugleichen, als ob er durch eine Änderung der Lastbedürfnisse verursacht wäre. Der Nettoeffekt dieser Aktionen besteht darin, dass Transienten (einschließlich potentieller Oszillationen) auf der Ausgangsspannung V_O hervorgerufen werden, wenn die PWM-Kurvenverläufe geklemmt werden. Bei einem verbesserten Controller wird das Klemmen eines PWM-Pulses auch von einer Anpassung des Duty-Cycles begleitet, um den geklemmten Puls auszugleichen und dabei den Fluss zwischen positiven und negativen Abweichungen schneller auszugleichen.
10 zeigt einen Controller 1060, der weitestgehend derselbe ist wie der Controller 960 gemäß 9, und die gemeinsamen Schaltungen darin werden nachfolgend nicht beschrieben. Zusätzlich zur Erzeugung eines Klemmungsanzeigesignals C erzeugt der Fluss-Begrenzer 1076 auch eine Duty-Cycle-Anpassung Δd_{POS_FAST}. Anstelle hauptsächlich die Leistung davor, dass sie in den Transformator 120 eingespeist wird, zu beschränken und/oder auf den langsam arbeitenden Fluss-Ausgleicher 974 zu warten, dass er die positiven und negativen Flussabweichungen ausgleicht, dient die Anpassung Δd_{POS_FAST} des Duty-Cycles dazu, einen geklemmten PWM-Puls schneller auszugleichen. Um ein explizites Beispiel zu liefern, betrachte man eine Situation, in der das Intervall des positiven PWM-Pulses innerhalb eines Zyklus’ des Spannungswandlers 600 aufgrund des Klemmungshinweissignals C um 10% verringert wird. Im Zusammenhang damit würde der Fluss-Begrenzer 1076 auch eine Duty-Cycle-Anpassung Δd_{POS_FAST} en, die erzeug erkennen lässt, dass das Intervall des negativen PWM-Pulses in diesem Zyklus um 10% erhöht werden sollte. Indem faktisch eine Energieübertragung von dem positiven an das negative Intervall verschoben wird, wird die Gesamtenergieübertragung durch den Transformator 120 während des Schaltzyklus’ durch das Klemmen nicht beeinflusst. Während diese schnellere Ausgleichung die Belastung des (langsam arbeitenden) Fluss-Ausgleichers 974 verringert, ist der Flussausgleicher 974 noch erforderlich, um ein Ungleichgewicht, das durch andere Anomalien als die Erkennung eines Zustands mit hohem Fluss und das Klemmen der Ausgangs-PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q4} verursacht wird, zu korrigieren. Zum Beispiel können Laststufen, die klein genug sind, so dass sie keine Zustände mit hohem Fluss verursachen, auch ein Ungleichgewicht verursachen, das korrigiert werden sollte, und ein Spannungsbias auf dem Transformatoreingang kann ein Ungleichgewicht erzeugen, das korrigiert werden sollte.
Der PWM-Generator 1080 ist so modifiziert, dass er die schnell arbeitende Duty-Cycle-Einstellung Δd_{POS_FAST} einliest und verwendet. Wie in 10 gezeigt werden zusätzliche Summationsschaltungen 1086a, 1086b verwendet, um die positiven und negativen Duty-Cycles d_POS, d_NEG einzustellen. Andere Methoden, diese Duty-Cycle-Anpassung zu erzielen, sind ebenfalls möglich. Zum Beispiel könnten die langsam arbeitende Duty-Cycle-Anpassung Δd_POS und die schnell arbeitende Duty-Cycle-Anpassung Δd_{POS_FAST} summiert werden, bevor sie dem PWM-Generator 1080 zugeführt werden.
Die obigen Ausgestaltungen sind im Zusammenhang mit einem Vollbrücken-Spannungswandler, bei dem die in einem Transformator eingespeiste Leistung durch die Duty-Cycles von PWM-Kurvenverläufen, die die Leistungsschalter steuern, gesteuert wird, beschrieben. Von besonderer Bedeutung und, wie bei den Kurvenverläufen 300 gemäß 3, die durch den Spannungswandler 100 gemäß 1 erzeugt werden können, gezeigt, sind die PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q3}, die die Leistungsschalter Q₁ und Q₃ aktivieren, beide zur selben Zeit high und beide zur selben Zeit low. Es könnte sogar ein einziger erzeugter Kurvenverlauf verwendet werden, um beide dieser Leistungsschalter Q₁, Q₃ zu steuern. Gleichermaßen sind von den PWM-Kurvenverläufen V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q4}, die die Leistungsschalter Q₂ und Q₄ aktivieren, beide zur selben Zeit high und beide zur selben Zeit low. Die in den Transformator 120 eingespeiste Leistung wird dadurch gesteuert, dass die Duty-Cycles dieser Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q3}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q4} angepasst werden. Allerdings sollte erkennbar sein, dass andere Methoden zum Steuern der in den Transformator 120 eingespeisten Leistung zusammen mit der Flussabschätzung und den Überfluss-Schutztechniken, wie sie oben beschrieben wurden, ebenso verwendet werden können. Derartige andere Methoden zum Steuern der Leistungszufuhr, z.B. eine phasenverschobene Steuerung, weisen bei manchen Anwendungen Vorteile wie beispielsweise Nullspannungsschalten (engl.: "zero-voltage switching"; ZVS) auf.
11 zeigt Kurvenverläufe 1100, bei denen eine Art von Phasenverschiebung der PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q4}, V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3} verwendet wird, um die Leistungszufuhr an den Transformator 120 zu steuern. Der PWM-Kurvenverlauf 1110a für V_{PWM_Q1}, der den Leistungsschalter Q₁ steuert, weist einen nominal festgelegten Duty-Cycle (z.B. 50 %) auf. Bei dem PWM-Kurvenverlauf 1110b für V_{PWM_Q4}, der den Leistungsschalter Q₄ steuert, handelt es sich um eine invertierte Version des PWM-Kurvenverlaufs 1110a für V_{PWM_Q1}. Ähnlich handelt es sich bei den PWM-Kurvenverläufen 1120a, 1120b für V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3} um invertierte Versionen voneinander. Bei dem PWM-Kurvenverlauf 1120a für V_{PWM_Q2} handelt es sich normal um eine verzögerte (phasenverschobene) Version des PWM-Kurvenverlaufs 1110a für V_{PWM_Q1}. Das Ausmaß der Phasenverschiebung (Verzögerung) für einen gegebenen Zyklus des Spannungswandlers bestimmt die Energieübertragung an den Transformator 120 während dieses Zyklus’. Die PWM-Kurvenverläufe 1100 zeigen 3 Zyklen, von denen jeder eine entsprechende Phasenverschiebung PS1, PS2, PS3 aufweist, wobei die Leistungsübertragung als Ergebnis von z.B. einem erhöhten Leistungsbedarf der Last 150 mit der Zeit ansteigt. Die PWM-Kurvenverläufe 1110a, 1110b, 1120a, 1120b führen zu der Transformatoreingangsspannung V_AB, die einen Kurvenverlauf 1130 aufweist, wie er in 11 dargestellt ist.
Die Kurvenverläufe 1130, 1140, 1150 für die Spannung V_AB, den magnetischen Fluss B und die Flussabschätzung Zählerstand sind weitestgehend dieselben wie die Kurvenverläufe 330, 340, 350 gemäß 3. Die Flussabschätzung Zählerstand kann basierend auf der Transformatoreingangsspannung V_AB, der Transformatorsekundärspannung V_CD oder einer anderen Spannung, z.B. V_rect in der Konditionierungsschaltung 140, wie bei den früheren Ausgestaltungen beschrieben, bestimmt werden. Zur Zeit t = t_EXC erkennt der Flusscontroller 170, 570, 670, dass die Flussabschätzung Zählerstand ein Flusslimit Count_{LIM_HI} überschritten hat. Der Flusscontroller 170, 570, 670 teilt diesen Zustand mit hohem Fluss 1151 dem PWM-Generator 180, 580, 680 mit, der, als Reaktion hierauf, den Puls 1123b, der in Zyklus 2 des PWM-Kurvenverlaufs 1120a für V_{PWM_Q3} beginnt, trunkiert. Weil es sich bei dem PWM-Kurvenverlauf 1120a für V_{PWM_Q2} um eine invertierte Version des PWM-Kurvenverlaufs 1120b für V_{PWM_Q3} handelt, ist die ansteigende Flanke des V_{PWM_Q2}-Pulses 1123a während Zyklus 3 im Zusammenhang mit dieser Trunkierung voraus. Alternativ ausgedrückt wird die Phasenverschiebung PS3, die normalerweise für die PWM-Kurvenverläufe 1120a, 1120b für V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3} während Zyklus 3 erzeugt würde, modifiziert, um die reduzierte Phasenverschiebung PS3_MOD zu liefern. Die modifizierte Phasenverschiebung PS3_MOD (trunkierte PWM-Pulse) wiederum bewirkt eine Trunkierung des dem Transformatoreingang V_AB zugeführten Spannungspulses 1133. Weil dieser Puls 1133 verkürzt ist, wird die Energieübertragung an den Transformator 1120 beschränkt, und die magnetische Flussdichte B des Transformatorkerns 126 bleibt innerhalb der Sättigungslimits B_{SAT_HI}, B_{SAT_LO} begrenzt. (Man beachte, dass geringfügige Verzögerungen zwischen der Erkennung des Zustandes mit hohem Fluss dem Trunkieren des PWM-Pulses 1113a und dem Trunkieren des V_AB-Pulses anfallen. Zur Vereinfachung der Darstellung sind diese Verzögerungen nicht gezeigt.)
Wie oben beschrieben und in 11 dargestellt, werden die PWM-Kurvenverläufe 1120a, 1120b für V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3} modifiziert, um den Fluss B des Transformators zu begrenzen. Alternativ könnten die PWM-Kurvenverläufe 1110a, 1110b für V_{PWM_Q1}, V_{PwM_Q4} modifiziert werden. Eine derartige Alternative wird bei den meisten Anwendungen nicht bevorzugt, da eine typische Steuerung mit Phasenverschiebung bereits die PWM-Kurvenverläufe 1120a, 1120b für V_{PWM_Q2}, V_{PWM_Q3} zur Steuerung der Leistung an eine Last 150 ändert. Die Forderung nach einer Modifikation der PWM-Kurvenverläufe 1110a, 1110b für V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q4} kann bei derartigen Anwendungen möglicherweise nicht praktikabel sein.
Man beachte, dass die im Zusammenhang mit den 9 und 10 beschriebenen Techniken zum Fluss-Ausgleich auch auf Spannungswandler anwendbar sind, die eine Steuerung mit Phasenverschiebung verwenden, indem diese Phasenverschiebungen (z.B. PS1, PS2, PS3) auf Duty-Cycles und langsam arbeitende Duty-Cycle-Anpassungen (z.B. Δd_POS) abgebildet werden, und Modifikationen der Phasenverschiebung (z.B. PS3–PS3_MOD) auf schnell arbeitende Duty-Cycle-Anpassungen (z.B. Δd_{POS_FAST}).
Die obigen Ausgestaltungen wurden im Zusammenhang mit einem Vollbrücken-Spannungswandler beschrieben. Allerdings sind die oben beschriebenen Überfluss-Schutz- und Flussausgleichs-Methoden ebenso auf andere isolierte Topologien anwendbar. Die Aufnahme dieser Methoden in einen Active-Clamp-Forward-(ACF)-Spannungswandler werden als nächstes beschrieben. Man beachte, dass diese Methoden auf ziemlich die gleiche Weise wie der Vollbrücken-Spannungswandler 600 gemäß 6 eine gleichgerichtete Spannung V_rect verwendet. Es werden nachfolgend nur jene Aspekte des ACF-Spannungswandlers beschrieben, die sich markant von dem des Vollbrückenwandlers 600 unterscheiden. Man beachte außerdem, dass ACF-Spannungswandler auf dem Fachgebiet wohlbekannt sind und dass ihre herkömmliche Funktionsweise deshalb nicht ausführlich beschrieben wird.
Der ACF-Spannungswandler 1200 gemäß 12 weist eine Leistungsstufe 1210, einen Transformator 1220, einen Isolator 1230, eine Konditionierungsschaltung 1240 und einen Controller 1260 auf. Eine Eingangsleistungsquelle V_IN führt dem Spannungswandler 1200 Leistung zu, und der Spannungswandler 1200 liefert eine Ausgangsleistung an eine Last 1250.
Die Leistungsstufe 1210 weist Leistungsschalter Q₁, Q₂ und eine Treiberstufe 1212 zum Treiben der Leistungsschalter Q₁, Q₂ auf. Die Leistungsschalter Q₁, Q₂ werden so gesteuert, dass sie dem Transformator 1220 Leistung zuführen. Der Transformator 1220 ist so ausgebildet, dass er eine Streuinduktivität L_LK und eine Magnetisierungsinduktivität L_MAG besitzt. Der Transformator 1220 weist eine Primärwicklung 1222, die N₁ Windungen besitzt, eine Sekundärwicklung 1224, die N₂ Windungen besitzt, und einen Kern 1226 auf. Der Isolator 1230 puffert PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}, die durch den Controller 1260 erzeugt werden und die die Leistungsschalter Q₁, Q₂ in der Leistungsstufe 1210 steuern. Die Konditionierungsschaltung 1240 richtet die auf der Sekundärseite des Transformators 1220 gelieferte Spannung unter Verwendung von Leistungsschaltern Q_SR1 und Q_SR2 gleich. Die Konditionierungsschaltung 1240 filtert außerdem die gleichgerichtete Spannung V_rect unter Verwendung einer Spule L_O und eines Kondensators C_O und stellt der Last 1250 eine gefilterte Spannung V_O zur Verfügung. Der Controller 1260 stellt den Leistungsschaltern Q_SR1 und Q_SR2 für die Spannungsgleichrichtung Steuersignale zur Verfügung, und der PWM-Generator 1280 darin erzeugt die PWM-Kurvenverläufe V_{PWM_Q1}, V_{PWM_Q2}. Der Controller 1260 weist außerdem einen Flusscontroller 1270 auf, der Zustände mit hohem Fluss detektiert und, in Verbindung mit dem PWM-Generator 1280, den in den Transformator 1220 eingespeisten Fluss begrenzt.
Der Flusscontroller 1270 ist ähnlich dem Flusscontroller 670 gemäß 6. Allerdings reicht die gemessene gleichgerichtete Spannung V_rect gemäß 12 zur Flussabschätzung nicht aus. Der Flusscontroller 1270 misst außerdem eine Spannung, die der Drain-Source-Spannung V_ds über dem Gleichrichtungsleistungsschalter Q_SR1 entspricht. (Es kann erforderlich sein, dass die gleichgerichtete Spannung V_rect und/oder die Drain-Source-Spannung V_ds, bevor sie in den Controller 1260 eingespeist wird, umgesetzt wird, z.B. unter Verwendung eines Widerstandsteilers. Zur Vereinfachung der Darstellung ist dies nicht gezeigt.). Die Flussabschätzung basiert dann auf der Differenz zwischen der gleichgerichteten Spannung V_rect und der Drain-Source-Spannung V_ds. Diese Spannungsdifferenz entspricht der Spannung V_CD über der Sekundärwicklung 1224 des Transformators 1220. Der Flusscontroller 1260 verwendet die Spannungsdifferenz (entsprechend der Spannung V_CD), um den magnetischen Fluss unter Verwendung von Methoden, wie sie im Hinblick auf den Flusscontroller 670 gemäß 6 beschrieben wurden, abzuschätzen. Der abgeschätzte magnetische Fluss wird dann dazu verwendet, Zustände mit hohem Fluss zu erkennen und als Reaktion auf eine derartige Erkennung die von dem PWM-Generator 1280 erzeugten PWM-Kurvenverläufe zu modifizieren, um eine Sättigung des Flusses in dem Transformatorkern 1226 zu vermeiden.
13 zeigt ein Verfahren 1300 zur Vermeidung einer Sättigung des magnetischen Flusses in einem Transformator eines Spannungswandlers. Dieses Verfahren kann z.B. in einem Controller des Spannungswandlers implementiert werden. Die Methoden dieses Verfahrens 1300 sind ähnlich zu jenen, die oben im Hinblick auf die Spannungswandler 100, 500, 600, 1100, 1200 gemäß den 1, 5, 6, 11 und 12 beschrieben sind.
In einem ersten Schritt 1310 werden PWM-Kurvenverläufe zum Steuern von einem oder mehr Leistungsschaltern in dem Spannungswandler erzeugt. Jeder dieser PWM-Kurvenverläufe besteht aus einer Reihe von PWM-Pulsen, wobei von dem Duty-Cycle, der Schaltfrequenz und der Phasenverschiebung der PWM-Kurvenverläufe zumindest einer/eine die Menge von Leistung, die an den Transformator übertragen wird, bestimmt. Der magnetische Fluss innerhalb des Transformators wird abgeschätzt 1320 basierend auf einer Spannung über der Primärwicklung des Transformators und/oder einer Spannung in einer Konditionierungsschaltung, die mit der Sekundärseite des Transformators gekoppelt ist, um eine Abschätzung B_EST des magnetischen Flusses zu erzeugen. Der Betrag der Flussabschätzung B_EST wird mit einem Flusslimit B_LIM verglichen 1330, um zu bestimmen, ob eine Annäherung an einen Sättigungspegel des Flusses erfolgt. Wenn der Betrag der Flussabschätzung B_EST das Flusslimit B_LIM übersteigt, werden korrektive Maßnahmen ergriffen, um die Leistung davor zu drosseln, dass sie dem Transformator zugeführt wird. Genauer wird/werden in dieser Situation jeder fortlaufende/alle laufenden PWM-Puls(e) in den PWM-Kurvenverläufen trunkiert 1335. Nach der Trunkierung der PWM-Pulse 1335 oder, wenn keine Trunkierung erforderlich ist, werden die PWM-Kurvenverläufe, um die dem Transformator zugeführte Leistung zu steuern, den Leistungsschaltern zugeführt 1340.
So, wie die Ausdrücke „aufweisend”, „enthalten”, „einschließend”, „umfassend” und dergleichen hier gebraucht werden, handelt es sich um unbestimmte Begriffe, die das Vorhandensein angegebener Elemente oder Merkmale anzeigen, die jedoch zusätzliche Elemente oder Merkmale nicht ausschließen. Die unbestimmten und bestimmten Artikel „ein”, „eine”, „der”, „die”, „das” sollen sowohl den Plural als auch den Singular einschließen, sofern aus dem Zusammenhang nicht eindeutig etwas anderes hervorgeht.
Es versteht sich, dass die Merkmal der verschiedenen hierin beschriebenen Ausgestaltungen, sofern nicht ausdrücklich anders vermerkt, miteinander kombiniert werden können.
Wenngleich hier konkrete Ausführungsformen dargestellt und beschrieben worden sind, versteht der Durchschnittsfachmann, dass eine Vielzahl von alternativen und/oder äquivalenten Implementierungen für die gezeigten und beschriebenen konkreten Ausführungsformen substituiert werden kann, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Die vorliegende Anmeldung soll alle Adaptionen oder Varianten der hierin erörterten spezifischen Ausführungsformen abdecken.

Claims

Spannungswandler, der aufweist: eine Leistungsstufe, die mit einer Eingangsleistungsquelle gekoppelt ist, wobei die Leistungsstufe einen oder mehr Leistungsschalter aufweist; einen Transformator, der eine mit der Leistungsstufe gekoppelte Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist; eine Konditionierungsschaltung, die die Sekundärwicklung mit einem Ausgangsknoten, der so betrieben werden kann, dass er einer Last des Spannungswandlers Leistung zuführt, koppelt; und einen Controller, der so betrieben werden kann, dass er: Pulsweitenmodulierte (PWM) Kurvenverläufe zum Steuern des einen oder der mehr Leistungsschalter erzeugt, wobei jeder PWM-Kurvenverlauf aus einer Reihe von PWM-Pulsen besteht; den magnetischen Fluss in dem Transformator basierend auf zumindest einem von einer Spannung über der Primärwicklung und einer Spannung in der Konditionierungsschaltung abschätzt; einen Überfluss-Zustand, in dem ein Betrag des geschätzten magnetischen Flusses ein Limit des Betrags des Flusses für den Transformator überschritten hat, feststellt; und als Reaktion auf die Feststellung des Überfluss-Zustands einen Puls innerhalb der PWM-Kurvenverläufe trunkiert, bevor die PWM-Kurvenverläufe dem einen oder den mehr Leistungsschaltern zugeführt werden.
Spannungswandler gemäß Anspruch 1, bei dem der Controller so betrieben werden kann, dass er den magnetischen Fluss basierend auf der Spannung über der Primärwicklung abschätzt.
Spannungswandler gemäß Anspruch 2, bei dem die Abschätzung des magnetischen Flusses erfolgt, indem: ein Taktsignal, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist, erzeugt oder eingelesen wird; und für jede Periode des Taktsignals: eine Primärspannung über einem ersten und einem zweiten Terminal der Primärwicklung gemessen wird, wobei die Primärspannung eine vorzeichenbehaftete Größe ist; und die Primärspannung einem Voltsekundenwert, der den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert, hinzuaddiert wird.
Spannungswandler gemäß Anspruch 2, bei dem die Abschätzung des magnetischen Flusses erfolgt durch: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; Klassifizieren der Spannung über der Primärwicklung dahingehend, dass sie innerhalb eines ersten Polaritätspulsintervalls, eines zweiten Polaritätspulsintervalls oder eines inaktiven Intervalls liegt, wobei die ersten und zweiten Polaritäten einander entgegengesetzt sind; und für jede Periode des Taktsignals: Erhöhen eines Fluss-Zählerstands als Reaktion darauf, dass die Spannung über der Primärwicklung als innerhalb des ersten Polaritätspulsintervalls liegend klassifiziert wird, um einen Flussbetrag, und Verringern des Fluss-Zählerstands als Reaktion darauf, dass die Spannung über der Primärwicklung als innerhalb des zweiten Polaritätspulsintervalls liegend klassifiziert wird, um den Flussbetrag, wobei der Fluss-Zählerstand den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Spannungswandler gemäß Anspruch 4, bei dem der Flussbetrag durch Messen der Spannung über der Primärwicklung mit einer Rate, die geringer ist als die der Taktfrequenz, bestimmt wird.
Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Controller so betrieben werden kann, dass er den magnetischen Fluss basierend auf der Spannung in der Konditionierungsschaltung abschätzt, wobei die Spannung in der Konditionierungsschaltung einer Sekundärspannung über einem ersten und einem zweiten Terminal der Sekundärwicklung entspricht.
Spannungswandler gemäß Anspruch 6, bei dem die Sekundärspannung ein vorzeichenbehafteter Wert ist und die Abschätzung des magnetischen Flusses erfolgt durch: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; und für jede Periode des Taktsignals: Messen der Sekundärspannung; und Hinzuaddieren der Sekundärspannung zu einem Voltsekunden-Wert, der den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Spannungswandler gemäß Anspruch 6, bei dem die Abschätzung des magnetischen Flusses erfolgt durch: Erzeugen oder Einlesen eines Signals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; Klassifizieren der Sekundärspannung als innerhalb eines ersten Polaritätspulsintervalls, eines zweiten Polaritätspulsintervalls oder eines inaktiven Intervalls liegend, wobei die ersten und zweiten Polaritäten einander entgegengesetzt sind; und für jede Periode des Taktsignals: Erhöhen eines Fluss-Zählerstands als Reaktion auf die Feststellung, dass sich die Sekundärspannung innerhalb des ersten Polaritätspulsintervalls befindet, um einen Flussbetrag; und Verringern des Fluss-Zählerstands als Reaktion auf die Feststellung, dass sich die Sekundärspannung innerhalb des zweiten Polaritätspulsintervalls befindet, um den Flussbetrag; und wobei der Fluss-Zählerstand den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Spannungswandler gemäß Anspruch 8, bei dem die Höhe des Flusses durch Messen der Sekundärspannung mit einer Rate, die geringer ist als die Taktfrequenz, bestimmt wird.
Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem: der Controller so betrieben werden kann, dass er den magnetischen Fluss basierend auf der Spannung innerhalb der Konditionierungsschaltung abschätzt; die Konditionierungsschaltung ferner einen Knoten für eine gleichgerichtete Spannung aufweist; und die Spannung innerhalb der Konditionierungsschaltung, auf der die Abschätzung des magnetischen Flusses basiert, eine gleichgerichtete Spannung an dem Knoten für die gleichgerichtete Spannung ist.
Spannungswandler gemäß Anspruch 10, bei dem der Controller ferner so betrieben werden kann, dass er den magnetischen Fluss abschätzt durch: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; und für jede Periode des Taktsignals: Messen der gleichgerichteten Spannung; Erhöhen eines Voltsekunden-Werts um die gemessene, gleichgerichtete Spannung während Intervallen, in denen die Spannung über der Primärwicklung einer ersten Polarität entspricht, und Verringern des Voltsekunden-Werts um die gemessene, gleichgerichtete Spannung während Intervallen, in denen die Spannung über der Primärwicklung einer zweiten Polarität entspricht, wobei die erste und zweite Polarität einander entgegengesetzt sind und der Voltsekunden-Wert den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Spannungswandler gemäß Anspruch 10 bei dem der Controller ferner so betrieben werden kann, dass er den magnetischen Fluss abschätzt durch: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; Vergleichen der gleichgerichteten Spannung mit einem Spannungsschwellenwert, so dass die gleichgerichtete Spannung jedesmal, wenn die Spannung den Schwellenwert übersteigt, als innerhalb eines Gleichgerichtete-Spannung-Pulsintervalls befindlich klassifiziert wird, und anderenfalls als in einem inaktiven Intervall befindlich klassifiziert wird; und für jede Periode des Taktsignals: Erhöhen eines Fluss-Zählerstands während eines jeden Gleichgerichtete-Spannung-Pulsintervalls, das einer ersten Polarität der Spannung über der Primärwicklung entspricht, und Verringern des Zählerstands während eines jeden Gleichgerichtete-Spannung-Pulsintervalls, das einer zweiten Polarität der Spannung über der Primärwicklung entspricht, wobei die erste und zweite Polarität einander entgegengesetzt sind und wobei der Fluss-Zählerstand den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, bei dem: der Knoten für die gleichgerichtete Spannung mit einem ersten Terminal der Sekundärwicklung gekoppelt ist, und der Controller ferner so betrieben werden kann, dass er den magnetischen Fluss ferner basierend auf einer Spannung, die einem zweiten Spannungsknoten entspricht, abschätzt, wobei der zweite Knoten mit einem zweiten Terminal der Sekundärwicklung gekoppelt ist.
Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem das Limit des Betrags des Flusses auf einer Anzahl von Windungen des Transformators, einer Querschnittsfläche des Transformators und einem Flusssättigungslimit des Transformators basiert.
Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem das Limit des Betrags des magnetischen Flusses gegeben ist durch: B_LIMIT = N₂A_eB_sat – Δ, wobei N₂ eine Anzahl von Windungen der Sekundärwicklung ist, A_e eine Querschnittsfläche des Transformators ist, B_sat einem Sättigungslimit des Transformators in Voltsekunden entspricht, und Δ eine nicht-negative Spanne ist.
Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Controller ferner so betrieben werden kann, dass er den magnetischen Fluss innerhalb des Transformators ausgleicht durch: Erfassen eines positiven Spitzenwerts des abgeschätzten magnetischen Flusses während eines Zyklus des Spannungswandlers; Erfassen eines negativen Spitzenwerts des abgeschätzten magnetischen Flusses während eines Zyklus des Spannungswandlers; und Einstellen der Pulse der PWM-Kurvenverläufe entsprechend positiven und negativen Halbzyklen der Spannung über der Primärwicklung, um den magnetischen Fluss, der während der positiven und negativen Halbzyklen induziert wird, basierend auf dem positiven und dem negativen Spitzenwert oder einem Durchschnitt des positiven und negativen Spitzenwerts auszugleichen.
Spannungswandler gemäß Anspruch 16, bei dem der positive Spitzenwert und der negative Spitzenwert oder der Durchschnitt des positiven und negativen Spitzenwerts, bevor sie/er zum Einstellen der Pulse der PWM-Kurvenverläufe verwendet werden/wird, tiefpassgefiltert werden/wird.
Spannungswandler gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Spannungswandler in einer von einer Vollbrückentopologie, einer Active-Clamp-Forward-Topologie und einer Push-Pull-Topologie ausgebildet ist.
Verfahren in einem Spannungswandler zum Vermeiden einer Sättigung des magnetischen Flusses in einem Transformator des Spannungswandlers, wobei das Verfahren aufweist: Erzeugen pulsweitenmodulierter (PWM) Kurvenverläufe zum Steuern von einem oder mehr Leistungsschaltern in dem Spannungswandler, wobei jeder PWM-Kurvenverlauf aus einer Reihe von PWM-Pulsen besteht; Abschätzen des magnetischen Flusses in dem Transformator basierend auf zumindest einer von einer Spannung über einer Primärwicklung des Transformators und einer Spannung in einer Konditionierungsschaltung, die mit einer Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist; Feststellen eines Überfluss-Zustands, bei dem ein Betrag des abgeschätzten magnetischen Flusses ein Limit des Betrags des Flusses für den Transformator überschritten hat; und Trunkieren eines Pulses innerhalb der PWM-Kurvenverläufe, bevor die PWM-Kurvenverläufe dem einen oder den mehr Leistungsschaltern zugeführt werden, als Reaktion auf das Ermitteln des Überfluss-Zustands.
Verfahren gemäß Anspruch 19, bei dem das Abschätzen des magnetischen Flusses auf der Spannung über der Primärwicklung basiert.
Verfahren gemäß Anspruch 19 oder 20, bei dem das Abschätzen des magnetischen Flusses ferner aufweist: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; und für jede Periode des Taktsignals: Messen einer Primärspannung über Terminals der Primärwicklung, wobei die Primärspannung eine vorzeichenbehaftete Größe ist; und Addieren der Primärspannung zu einem Voltsekunden-Wert, der den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Verfahren gemäß Anspruch 19 oder 20, bei dem das Abschätzen des magnetischen Flusses ferner aufweist: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; Klassifizieren der Spannung über der Primärwicklung als innerhalb eines ersten Polaritätspulsintervalls, eines zweiten Polaritätspulsintervalls oder eines inaktiven Intervalls befindlich, wobei die ersten und zweiten Polaritäten einander entgegengesetzt sind; und, für jede Periode des Taktsignals: Erhöhen eines Fluss-Zählerstands um einen Flussbetrag als Reaktion darauf, dass die Spannung über der Primärwicklung als innerhalb des ersten Polaritätspulsintervalls befindlich klassifiziert wird, und Verringern des Fluss-Zählerstands um den Flussbetrag als Reaktion darauf, dass die Spannung über der Primärwicklung als innerhalb des zweiten Polaritätspulsintervalls befindlich klassifiziert wird, wobei der Fluss-Zählerstand den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Verfahren gemäß Anspruch 22, bei dem der Flussbetrag durch Messen der Spannung über der Primärwicklung mit einer Rate, die geringer ist als die der Taktfrequenz, bestimmt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19–23, bei dem das Abschätzen des magnetischen Flusses auf einer Spannung in der Konditionierungsschaltung basiert, wobei die Spannung in der Konditionierungsschaltung einer Sekundärspannung über Terminals der Sekundärwicklung entspricht.
Verfahren gemäß Anspruch 24, bei dem die Sekundärspannung ein vorzeichenbehafteter Wert ist und das Abschätzen des magnetischen Flusses ferner umfasst: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; und für jede Periode des Taktsignals: Messen der Sekundärspannung; und Addieren der Sekundärspannung zu einem Voltsekunden-Wert, der den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Verfahren gemäß Anspruch 24 oder 25, bei dem das Abschätzen des magnetischen Flusses ferner aufweist: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; Klassifizieren der Sekundärspannung als innerhalb eines ersten Polaritätspulsintervalls, eines zweiten Polaritätspulsintervalls oder eines inaktiven Intervalls befindlich, wobei die ersten und zweiten Polaritäten einander entgegengesetzt sind; und für jede Periode des Taktsignals: Erhöhen eines Flusszählerstands um einen Flussbetrag als Reaktion auf die Feststellung, dass sich die Sekundärspannung innerhalb des ersten Polaritätspulsintervalls befindet, und Verringern des Flusszählerstands um den Flussbetrag als Reaktion auf die Feststellung, dass sich die Sekundärspannung innerhalb des zweiten Polaritätspulsintervalls befindet, wobei der Flusszählerstand den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Verfahren gemäß Anspruch 26, bei dem der Flussbetrag durch Messen der Sekundärspannung mit einer Rate, die geringer ist als die Taktfrequenz, bestimmt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19–27, bei dem: das Abschätzen des magnetischen Flusses auf einer Spannung in der Konditionierungsschaltung basiert; und die Spannung in der Konditionierungsschaltung, auf der die Abschätzung des magnetischen Flusses basiert, eine gleichgerichtete Spannung ist.
Verfahren gemäß Anspruch 28, bei dem das Abschätzen des magnetischen Flusses ferner aufweist: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; und für jede Periode des Taktsignals: Messen der gleichgerichteten Spannung; Erhöhen eines Voltsekunden-Werts um die gemessene gleichgerichtete Spannung in Intervallen, in denen die Spannung über der Primärwicklung einer ersten Polarität entspricht, und Verringern des Voltsekunden-Werts um die gemessene gleichgerichtete Spannung in Intervallen, in denen die Spannung über der Primärwicklung einer zweiten Polarität entspricht, wobei die erste und zweite Polarität einander entgegengesetzt sind und der Voltsekunden-Wert den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Verfahren gemäß Anspruch 28, bei dem das Abschätzen des magnetischen Flusses ferner aufweist: Erzeugen oder Einlesen eines Taktsignals, das eine Taktfrequenz und eine zugehörige Periode aufweist; Vergleichen der gleichgerichteten Spannung mit einem Spannungsschwellenwert, so dass die gleichgerichtete Spannung jedesmal, wenn die Spannung den Schwellenwert übersteigt, als innerhalb eines Gleichgerichtete-Spannung-Pulsintervalls klassifiziert wird, und anderenfalls als innerhalb eines inaktiven Intervalls befindlich klassifiziert wird; und für jede Periode des Taktsignals: Erhöhen eines Fluss-Zählerstands wenn jedes Gleichgerichtete-Spannung-Pulsintervalls, das einer ersten Polarität der Spannung über der Primärwicklung entspricht, und Verringern des Zählerstands während jedes Gleichgerichtete-Spannung-Pulsintervalls, das einer zweiten Polarität der Spannung über der Primärwicklung entspricht, wobei die erste und zweite Polarität einander entgegengesetzt sind und wobei der Fluss-Zählerstand den abgeschätzten magnetischen Fluss repräsentiert.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19 bis 30, bei dem der Betrag des Flusslimits auf einer Anzahl von Wicklungen in dem Transformator, einer Querschnittsfläche des Transformators und einem Flusssättigungslimit des Transformators basiert.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19 bis 31, bei dem das Limit des Betrags des Flusses gegeben ist durch: B_LIMIT = N₂A_eB_sat – Δ wobei N₂ eine Anzahl von Windungen der Sekundärwicklung ist, A_e eine Querschnittsfläche des Transformators ist, B_sat einem Sättigungslimit des Transformators in Voltsekunden entspricht, und Δ eine nicht-negative Spanne ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19 bis 32, das ferner das Ausgleichen des magnetischen Flusses in dem Transformator durch: Erfassen eines positiven Spitzenwerts des abgeschätzten magnetischen Flusses während eines Zyklus des Spannungswandlers; Erfassen eines negativen Spitzenwerts des abgeschätzten magnetischen Flusses während des Zyklus des Spannungswandlers; und Einstellen der Pulse der PWM-Kurvenverläufe entsprechend den positiven und negativen Halbzyklen der Spannung über der Primärwicklung, um den magnetischen Fluss, der während der positiven und negativen Halbzyklen induziert wird, basierend auf dem positiven und dem negativen Spitzenwert oder auf einem Durchschnitt des positiven und negativen Spitzenwerts auszugleichen, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 33, das ferner aufweist: Tiefpassfiltern des positiven Spitzenwerts und des negativen Spitzenwerts, oder des Durchschnitts des positiven und negativen Spitzenwerts, und Verwenden der gefilterten Werte, um die Pulse der PWM-Kurvenverläufe einzustellen.