CN113972839B - 升压转换器的控制方法、控制器及功率转换装置 - Google Patents

升压转换器的控制方法、控制器及功率转换装置 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电压转换技术领域，涉及一种升压转换器的控制方法、控制器及功率转换装置，所述控制方法包括：获取当前工频周期内的参考开关周期，获取当前开关周期，将所述当前开关周期作为负反馈，基于所述参考开关周期和所述当前开关周期获得调节量。基于所述调节量获得下一开关周期的导通时间，以及基于所述调节量获得下一开关周期的空闲时间。以当前开关周期为负反馈，参考开关周期为目标量，构成闭环调节，开关周期会向参考开关周期趋近，从而提高了工频周期内开关频率的稳定性。

Description

升压转换器的控制方法、控制器及功率转换装置
技术领域
本发明涉及电压转换技术领域，特别涉及一种升压转换器的控制方法、控制器、功率转换装置和用电装置。
背景技术
随着技术的进一步发展，诸如笔记本电脑、移动电话、平板电脑、数码相机、MP3播放器等的各种计算设备已经变得流行。这些计算设备都需要从电源接收电能，电源可以是将来自交流（AC）电源的电力转换为稳定的直流（DC）电压的功率转换装置。
目前，在断续导通模式下，传统升压转换器的开关控制方案实施起来并不简单，通常需要复杂的时序控制方案。在临界导通模式下，没有空闲时间，电感电流一回到零就可以开始下一个开关周期，然而，这种方法会导致升压转换器的开关频率在一个工频周期内发生显著变化，这并不利于升压转换器工作时所产生的电磁干扰（EMI）的抑制。
发明内容
本发明提供了一种升压转换器的控制方法、控制器、功率转换装置和用电装置，提高了升压转换器在一个工频周期内开关频率的稳定性。
第一方面，本发明提供了一种升压转换器的控制方法，所述升压转换器包括开关和电感，所述方法包括：
获取当前工频周期内的参考开关周期；
获取当前开关周期，将所述当前开关周期作为负反馈，基于所述参考开关周期和所述当前开关周期获得调节量；
基于所述调节量获得下一开关周期的导通时间；
基于所述调节量获得下一开关周期的空闲时间；
其中，所述开关周期包括所述导通时间、所述空闲时间和关断时间，所述导通时间和所述空闲时间用于控制所述开关，在所述导通时间内，所述开关处于导通状态，所述电感的电流从0上升至峰值，在所述关断时间内，所述电感的电流从所述峰值下降至0，在所述空闲时间内，所述开关处于关断状态。
可选的，所述获取当前工频周期内的参考开关周期，包括：
获取上一工频周期内的最小空闲时间，所述最小空闲时间为上一工频周期内各开关周期中最小的空闲时间；
将所述最小空闲时间作为负反馈，基于所述最小空闲时间和所述第一参考时间调节上一工频周期内的参考开关周期，以获得当前工频周期内的参考开关周期。
可选的，所述基于所述调节量获得下一开关周期的导通时间，包括：
获取初始导通时间；
根据所述初始导通时间和所述调节量获得所述导通时间，所述导通时间t1和所述初始导通时间t10满足关系：
t1=（1+A）×t10；
其中，所述调节量越大，所述A越小。
可选的，所述基于所述调节量获得下一开关周期的空闲时间，包括：
获取关断时间；
基于所述导通时间、所述关断时间和所述调节量获得所述空闲时间，所述空闲时间t3、所述导通时间t1和所述关断时间t2满足关系：
t3= A×（t1+t2）。
可选的，所述获取初始导通时间，包括：
获取所述升压转换器的输出电压；
以所述输出电压作为负反馈，基于第一参考电压和所述输出电压获得压差参量；
基于所述压差参量获得所述初始导通时间。
第二方面，本发明还提供了一种升压转换器的控制器，所述升压转换器包括开关和电感，所述控制器包括：
频率控制电路，被配置为获取当前开关周期，将所述当前开关周期作为负反馈，基于所述当前开关周期和参考开关周期获得调节量；
导通时间发生器，被配置为基于所述调节量和初始导通时间获得下一开关周期的导通时间；
空闲时间发生器，被配置为基于所述调节量、所述导通时间和关断时间获得下一开关周期的空闲时间；
其中，所述开关周期包括所述导通时间、所述空闲时间和所述关断时间，所述导通时间和所述空闲时间用于控制所述开关，在所述导通时间内，所述开关处于导通状态，所述电感的电流从0上升至峰值，在所述关断时间内，所述电感的电流从所述峰值下降至0，在所述空闲时间内，所述开关处于关断状态。
可选的，还包括自适应参考频率发生器，被配置为：
获取上一工频周期内的最小空闲时间，将所述最小空闲时间作为负反馈，基于所述最小空闲时间和所述第一参考时间调节上一工频周期内的参考开关周期，以获得当前工频周期内的参考开关周期，其中，所述最小空闲时间为上一工频周期内各开关周期中最小的空闲时间。
可选的，还包括占空比发生器，被配置为：
获取所述升压转换器的输出电压；
以所述输出电压作为负反馈，基于第一参考电压和所述输出电压获得压差参量；
基于所述压差参量和斜坡信号获得所述初始导通时间。
可选的，所述导通时间t1和所述初始导通时间t10满足关系：
t1=（1+A）×t10；
其中，所述调节量越大，所述A越小。
可选的，所述空闲时间t3、所述导通时间t1和所述关断时间t2满足关系：
t3= A×（t1+t2）。
可选的，所述导通时间发生器包括：
串联连接在第一电压总线和地之间的第一电流源、第一开关和第一电容，其中，所述第一开关的控制端被配置为接收表示所述初始导通时间的信号，所述第一电流源和第一开关的公共节点被配置为接入由所述频率控制电路生成的所述调节量，所述调节量为电流信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第二电流源、第二开关和第二电容；
与所述第一电容并联的第三开关；
与所述第二电容并联的第四开关；
第一比较器，所述第一比较器的反相输入端与所述第一开关和所述第一电容的公共节点连接，同相输入端与所述第二开关和所述第二电容的公共节点连接；
第一单触发电路，所述第一单触发电路的输入端与所述第一比较器的输出端连接，输出端与所述第三开关的控制端连接；
第二单触发电路，所述第二单触发电路的输入端与所述第一单触发电路的输出端连接，输出端与所述第四开关的控制端连接；
第一锁存电路，所述第一锁存电路的输入端被配置为接收表示所述初始导通时间的信号，复位输入端与所述第一比较器的输出端连接，数据输出端被配置为输出表示所述导通时间的信号；
反相器，所述反相器的输入端被配置为接收表示所述初始导通时间的信号；
第一与门，所述第一与门的第一输入端与所述第一锁存电路的数据输出端连接，第二输入端连接所述反相器的输出端连接，输出端与所述第二开关的控制端连接。
可选的，所述空闲时间发生器包括：
串联连接在第一电压总线和地之间的第三电流源、第五开关和第三电容，其中，所述第五开关的控制端被配置为接收表示所述导通时间和所述关断时间之和的信号，所述第三电流源和所述第五开关的公共节点被配置为接入由所述频率控制电路生成的所述调节量，所述调节量为电流信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第四电流源、第六开关和第四电容，其中，所述第六开关的控制端被配置为接收表示所述导通时间和所述关断时间之和的信号的反相信号；
与所述第三电容并联的第七开关；
与所述第四电容并联的第八开关；
第二比较器，所述第二比较器的反相输入端与所述第五开关和所述第三电容的公共节点连接，同相输入端与所述第六开关和所述第四电容的公共节点连接，输出端被配置为输出表示所述空闲时间结束的信号；
第三单触发电路，所述第三单触发电路的输入端与所述第二比较器的输出端连接，输出端与所述第七开关的控制端连接；
第四单触发电路，所述第四单触发电路的输入端与所述第三单触发电路的输出端连接，输出端与所述第八开关的控制端连接。
可选的，所述频率控制电路包括：
第二锁存电路，所述第二锁存电路的数据输入端和反相数据输出端连接，时钟输入端被配置为接收表示所述导通时间的信号，数据输出端被配置为输出第一相位信号，反相数据输出端被配置为输出第二相位信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第五电流源、第九开关和第五电容，其中，所述第九开关的控制端被配置为接收所述第一相位信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第六电流源、第十开关和第六电容，其中，所述第十开关的控制端被配置为接收所述第二相位信号；
与所述第五电容并联的第十一开关，所述第十一开关的控制端被配置为接收所述第二相位信号和第一反相信号与运算之后的信号，所述第一反相信号为表示所述导通时间的信号的反相信号；
与所述第六电容并联的第十二开关，所述第十二开关的控制端被配置为接收所述第一相位信号和所述第一反相信号与运算之后的信号；
第十三开关，所述第十三开关的一端连接所述第九开关和所述第五电容的公共节点，另一端连接第一公共节点，控制端被配置为接收所述第二相位信号和表示所述导通时间的信号与运算之后的信号；
第十四开关，所述第十四开关的一端连接所述第十开关和所述第六电容的公共节点，另一端连接所述第一公共节点，控制端被配置为接收所述第一相位信号和表示所述导通时间的信号与运算之后的信号；
第七电容，所述第七电容的一端连接所述第一公共节点，另一端接地；
跨导放大器，所述跨导放大器的同相输入端连接所述第一公共节点，反相输入端被配置为接收表示所述参考开关周期的信号，输出端被配置为输出所述调节量。
可选的，所述自适应参考频率发生器包括：
串联连接在第一电压总线和地之间的第七电流源、第十五开关和第八电容，其中，所述第十五开关的控制端被配置为接收表示所述空闲时间的信号，所述第十五开关和所述第八电容连接于第二公共节点；
与所述第八电容并联的第十六开关，所述第十六开关的控制端被配置为接收表示所述关断时间的信号；
第九电容 ，所述第九电容的一端连接第三公共节点，另一端接地；
第十七开关，连接于所述第二公共节点和所述第三公共节点之间；
第三比较器，所述第三比较器的反相输入端连接于所述第二公共节点，同相输入端连接于所述第三公共节点；
第二与门，所述第二与门的一输入端连接所述第三比较器的输出端，另一输入端被配置为接收表示所述空闲时间的信号的反相信号；
第四比较器，所述第四比较器的反相输入端连接所述第三公共节点，同相输入端被配置为接收表示所述第一参考时间的信号；
计数器，所述计数器的输入端连接所述第四比较器的输出端；
数模转换器，所述数模转换器的输入端连接所述计数器的输出端，输出端被配置为输出表示所述当前工频周期内的参考开关周期的信号。
可选的，所述占空比发生器包括：
串联连接在所述升压转换器的输出端和地之间的第一电阻和第二电阻；
误差放大器，所述误差放大器的反相输入端连接所述第一电阻和所述第二电阻的公共节点，同相输入端被配置为接收所述第一参考电压；
第五比较器，所述第五比较器的同相输入端连接所述误差放大器的输出端，反相输入端被配置为接收所述斜坡信号。
第三方面，本发明还提供了一种控制器，包括：
至少一个处理器；以及，
与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行上述的方法。
第四方面，本发明还提供了一种功率转换装置，包括：
升压转换器；
上述第三方面所述的控制器，或上述第二方面所述的升压转换器的控制器。
第五方面，本发明还提供了一种用电装置，包括上述的功率转换装置。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明提供的升压转换器的控制方法、控制器、功率转换装置及用电装置，在一个工频周期内设置一参考开关周期，并将当前开关周期作为负反馈，基于所述参考开关周期和所述当前开关周期获得调节量；然后基于所述调节量分别获得下一开关周期的导通时间和空闲时间，以对开关周期进行调整。以此，以当前开关周期为负反馈，参考开关周期为目标量，构成闭环调节，开关周期会向参考开关周期趋近，从而提高了工频周期内开关频率的稳定性。
附图说明
一个或多个实施例中通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件/模块和步骤表示为类似的元件/模块和步骤，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是本发明实施例提供的功率转换装置的结构示意图；
图2是本发明实施例提供的控制器的硬件结构示意图；
图3是本发明实施例中升压转换器在断续导通模式下流经电感的电流的周期变化情况示意图；
图4是本发明实施例升压转换器的控制方法的流程示意图；
图5是本发明实施例升压转换器的控制方法的流程示意图；
图6是本发明实施例升压转换器的控制器的结构示意图；
图7是本发明实施例升压转换器的控制器中导通时间发生器的结构示意图；
图8是导通时间发生器相关联的各种信号随时间的变化情况示意图；
图9是本发明实施例升压转换器的控制器中空闲时间发生器的结构示意图；
图10是本发明实施例升压转换器的控制器中频率控制电路的结构示意图；
图11是本发明实施例升压转换器的控制器的结构示意图；
图12是本发明实施例升压转换器的控制器中自适应参考频率发生器的结构示意图；
图13是本发明实施例升压转换器的控制器中占空比发生器的结构示意图；
图14是本发明实施例升压转换器的控制器中占空比发生器中斜坡信号和初始导通时间信号示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，如果不冲突，本发明实施例中的各个特征可以相互结合，均在本申请的保护范围之内。另外，虽然在装置示意图中进行了功能模块划分，在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于装置中的模块划分，或流程图中的顺序执行所示出或描述的步骤。此外，本文所采用的“第一”、“第二”、“第三”等字样并不对数据和执行次序进行限定，仅是对功能和作用基本相同的相同项或相似项进行区分。需要说明的是，当一个元件被表述“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。
除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本说明书中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施方式的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
如图1所示，本发明实施例提供了一种功率转换装置，包括升压转换器105和控制器102。升压转换器105的输入端通过整流器耦合到交流电源，输出端耦合到负载104。
图1还示意性的示出了升压转换器105的一种具体结构，包括串联连接在输入端口VIN和地之间的电感L1和开关Q1，以及连接在电感L1和开关Q1的公共节点与输出端口Vo之间的续流二极管D1。升压转换器105还包括输出电容C1，其连接在输出端口Vo和地之间。负载104与电容C1并联。
其中，开关Q1可以是MOSFET器件，或者，还可以是任何可控开关，例如，可以是绝缘栅双极晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）器件、集成栅极换向晶闸管（Integrated Gate-Commutated Thyristor，IGCT）器件、栅极可关断晶闸管（Gate Turn-Off Thyristor，GTO）器件、可控硅（Silicon Controlled Rectifier，SCR）器件、结栅场效应晶体管(Junction Field-Effect Transistor，JFET)器件、MOS控制晶闸管(MosControlled GTO，MCT)器件、氮化镓(GaN)基功率器件、碳化硅(SiC)基功率器件等，具体可根据实际需要进行设置。
需要说明的是，图1中所示的开关Q1为单个n型晶体管，在其他的一些实施例中，根据不同的应用和设计需要，开关Q1还可以是p型晶体管。此外，图1所示的开关Q1可以为多个并联的开关。此外，电容C1可以与开关Q1并联以实现零电压开关（ZVS）/零电流开关（ZCS）。
控制器102用来产生施加到开关Q1的控制端的驱动信号。其中，控制器102可以采用数字电路的形式，通过运行软件算法，例如执行本发明实施例的升压转换器的控制方法，来产生开关Q1的驱动信号。在该实施例中，控制器可以包括处理器和存储器，存储器存储有可被处理器执行的指令，处理器在执行所述指令时，执行本申请任一实施例的方法。
请参见图2，控制器102包括：至少一个处理器101和与处理器101通信连接的存储器103，图2中以一个处理器101为例。存储器103存储有可被至少一个处理器101执行的指令，所述指令被至少一个处理器101执行，以使至少一个处理器101能够执行本发明任一实施例的升压转换器的控制方法。
处理器101和存储器103可以通过总线或者其他方式连接，图2中以通过总线连接为例。
存储器103作为一种非易失性计算机可读存储介质，可用于存储非易失性软件程序、非易失性计算机可执行程序以及模块，如本申请实施例中的升压转换器的控制方法对应的程序指令/模块。处理器101通过运行存储在存储器103中的非易失性软件程序、指令以及模块，从而执行控制器的各种功能应用以及数据处理，即实现上述方法实施例升压转换器的控制方法。
存储器103可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储根据控制器的使用所创建的数据等。此外，存储器103可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非易失性固态存储器件。在一些实施例中，存储器103可选包括相对于处理器101远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至升压转换器的控制器。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
在另一些实施例中，控制器102还可以采用模拟电路的形式，来产生开关Q1的驱动信号。例如图6、图7、图9、图10、图12和图13所示的模拟电路。
升压转换器可以以任何合适的导通模式工作，在一些实施例中，控制器102被配置为控制升压转换器以断续导通模式工作。
图3示出了升压转换器在断续导通模式下流经电感L1的电流的周期性变化情况。在断续导通模式下，流经电感L1的电流Iind在一个开关周期中包括三个部分：在第一部分(图3所示的t1区间)中，开关Q1导通，电感电流Iind在电感L1和开关Q1的导电路径中流动，流过电感的电流Iind以线性方式从零增加到其峰值，t1为所述升压转换器的导通时间。
在第二部分(图3所示的t2区间)中，开关Q1被关断，电感电流Iind在电感L1和二极管D1的导电路径中流动，流过电感的电流Iind以线性方式从其峰值下降到零，t2为所述升压转换器的关断时间。
在第三部分(图3所示的t3区间)中，开关Q1被关断，t3为所述升压转换器的空闲时间。
升压转换器的平均输入电流可以由以下等式表示：
IIN=VIN× (t1×(t1+t2))/(2×L×T) (1)
其中，IIN表示所述升压转换器的平均输入电流，VIN表示所述升压转换器的输入电压，L表示图1中电感L1的电感值，T表示所述升压转换器的开关周期。
升压转换器在工作时，平均输入电流IIN和输入电压VIN成比例时，可以实现高功率因数。因此，根据等式(1)，控制器102必须控制t1×(t1+t2)/T恒定，从而让升压转换器的平均输入电流IIN和输入电压VIN成比例。而在本发明实施例中，通过图3不难看出，所述升压转换器的开关周期T可以用以下等式表示：
T=t1+t2+t3 (2)
在一些控制方式中，控制器102被配置为输出的空闲时间t3、和导通时间t1及关断时间t2之间存在如下关系：
t3=A×(t1+t2) (3)
其中，A为一常数，进而，基于等式(3)，等式(1)可以由以下等式表示：
IIN=VIN×t1/(2×L×(1+A)) (4)
在一些控制方式中，控制器102被配置为通过以下等式修改导通时间t1：
t1=(1+A)×t10 (5)
其中，t10表示初始导通时间。
基于式（5），式（4）可以表示为：
IIN=VIN×t10/(2×L) (6)
从式(6)可以看出，IIN不取决于A。只要t10保持恒定，可以使IIN与VIN成正比，从而使升压转换器可以实现高功率因数。
基于式（3），式（2）可以表示为：
T=(1+A)×(t1+t2) (7)
考虑到电感L2的伏秒平衡特性，t1和t2满足下式：
t1+t2=t1+t1×VIN/(Vo- VIN) (8)
其中，Vo表示升压转换器的输出电压。
等式（8）可以简化为以下等式：
t1+t2=t1×Vo/(Vo-VIN) (9)
基于式（5），式（9）可以由以下等式表示：
t1+t2=(1+A)×t10×Vo/(Vo-VIN) (10)
将式（10）代入式（7），则式（7）可以表示为：
T=(1+A)2×t10×Vo/(Vo-VIN) (11)
以上式(6)显示A的变化对IIN没有影响，式 (11) 表明 A 可用于调整升压转换器的开关频率。则可以通过调整A，使一个工频周期内的开关频率稳定，从而利于电磁干扰（EMI）的抑制。而且，对A的调整不会影响到功率因数，可以使功率因数维持在较高的值。
式(11)进一步指示当VIN大约等于0时(例如，在VIN的过零期间)，控制器102可以选择较大的A值以保持开关周期T恒定。由式 (5)，A 的大值意味着 VIN 过零处的导通时间t1 大。在 VIN 的过零处具有大 t1 的一个优点是大 t1 有助于最小化升压转换器的过零失真。
式(11)进一步指示控制器102能够自适应地达到合适的开关周期T使得A可以被改变以将升压转换器配置为在类似于临界导通模式的断续导通模式下操作。特别是，在 VIN处于工频周期内的峰值处时，A 被设置为近似为零。根据等式(3)，t3近似为零。由于 t3 非常小，具有这个小空闲时间t3 的断续导通模式非常接近临界导通模式。换句话说，当 VIN接近其工频周期内的峰值时，这种配置使升压转换器的操作类似于临界导通模式。这有助于使输入电压处于峰值处时的峰值电流与临界导通模式下的峰值电流匹配，从而防止由断续导通模式引起的较大的电感电流。
本发明实施例还提供了一种升压转换器的控制方法，该方法可由控制器102执行，请参照图4，所述方法包括但不限于以下步骤：
101：获取当前工频周期内的参考开关周期。
可选的，参考开关周期可以采用固定值，例如，每一工频周期内设置一固定值，或者几个工频周期内设置一固定值，或者所有工频周期内的参考开关周期均相同。
参考开关周期设置为恒定值，可以保持升压转换器的开关频率恒定。对于不同的工频交流输入电压和负载设置，开关频率可以设置为满足所有设置的最低频率。
在一些实施例中，可以自适应地生成参考开关周期，以在VIN处于其峰值时最小化t3，从而获得最小电感峰值电流。当 VIN 在一个工频周期内达到峰值时，这种配置使升压转换器的工作模式类似于临界导通模式的操作。
调整参考开关周期的一个有利之处是升压转换器能够在工频交流输入电压的峰值变化时实现工频周期内稳定的工作频率。此外，根据工频交流输入电压峰值来调整参考开关周期，还可以改善功率因数校正系统的总谐波失真 (THD)。可选的，当输入电压固定（例如 110 V）时，参考开关周期保持稳定。当输入电压在较宽的范围内（例如，从 85 V 到135 V）变化时，需要调整参考开关周期，使得在不同的交流输入电压下，在一个工频周期内，开关频率保持不变，并且在电压达到工频周期内峰值时，具有最小的空闲时间。
例如，当VIN等于110V时，参考开关周期被设置为第一预设值。在第一预设值下，升压转换器的开关频率在一个工频周期内基本保持恒定。当 VIN 下降到低输入电压（例如85 V）时，参考开关周期被设置为第二预设值，在第二预设值下，升压转换器的开关频率在一个工频周期内基本保持恒定。
在另一些实施例中，可以基于最小空闲时间获得参考开关周期。具体的，可以获取上一工频周期内的最小空闲时间， 将所述最小空闲时间作为负反馈，基于所述最小空闲时间和所述第一参考时间调节上一工频周期内的参考开关周期，以获得当前工频周期内的参考开关周期。其中，所述最小空闲时间为上一工频周期内各开关周期中最小的空闲时间。
其中，第一参考时间可以是一较小的值，例如参考开关周期的9分之一，也可以是一个范围。即，将上一工频周期内的最小空闲时间作为负反馈，第一参考时间作为目标值，构造闭环调节，以使最小空闲时间趋近于第一参考时间，从而将最小空闲时间维持在一个较小的值。
由于当输入电压较大时，在相同的导通时间t1下，电感上存续的电能会更大，如此，电能所需要的关断时间t2就会更久，在相同的开关周期下，空闲时间t3就变短。因此，最小空闲时间通常对应输入电压的峰值，将最小空闲时间维持在一个较小的范围，可以使在输入电压峰值时，空闲时间很小，从而使升压转换器的工作模式类似于临界导通模式，以降低电感的峰值电流。
102：获取当前开关周期，将所述当前开关周期作为负反馈，基于所述参考开关周期和所述当前开关周期获得调节量。
103：基于所述调节量获得下一开关周期的导通时间。
104：基于所述调节量获得下一开关周期的空闲时间。
其中，所述当前开关周期包括当前导通时间、当前空闲时间和当前关断时间。在一个工频周期内设置一个参考开关周期，并将当前开关周期作为负反馈，基于所述参考开关周期和所述当前开关周期获得调节量；然后基于所述调节量分别获得下一开关周期的导通时间和空闲时间，以对开关周期进行调整。以此，以当前开关周期为负反馈，参考开关周期为目标量，构成闭环调节，开关周期会向参考开关周期趋近，从而提高了工频周期内开关频率的稳定性。
开关频率稳定有助于减小输入工频滤波器的尺寸。在以临界导通模式工作的升压转换器中，开关频率可能在很宽的范围内变化。工频滤波器必须更大，以滤除宽频率范围内出现的低频谐波。在本发明实例中，控制器102能够在一个工频周期内保持开关频率较为恒定，有助于减小输入工频滤波器的尺寸。
具体的，可以以任何合适的方式基于调节量调节导通时间和空闲时间，只需满足使调整后的导通时间和空闲时间，向参考开关周期趋近。例如，当当前开关周期大于参考开关周期时，调节量为正，基于调节量为正，减小导通时间和空闲时间，当当前开关周期小于参考开关周期时，调节量为负，基于调节量为负，增加导通时间和空闲时间。
在一些实施例中，控制器102设置导通时间t1和初始导通时间t10满足关系：
t1=（1+A）×t10；
其中，调节量越大，A越小。
在一些实施例中，控制器102设置空闲时间t3、导通时间t1和关断时间t2满足关系：
t3= A×（t1+t2）。
其中，t2可以通过测量从第一开关关断到电感电流降至0获得。则，当当前开关周期大于参考开关周期时，调节量为正，A变小，则导通时间变小，空闲时间变小，则开关周期变小，向参考开关周期趋近。当当前开关周期小于参考开关周期时，调节量为负，A变大，则导通时间变大，空闲时间变大，则开关周期变大，向参考开关周期趋近。
初始导通时间可以为一固定值，也可以基于升压转换器的输出电压获得。
例如，获取所述升压转换器的输出电压，以所述输出电压作为负反馈，基于第一参考电压和所述输出电压获得压差参量，并基于所述压差参量获得所述初始导通时间。具体的，可以将输出电压的采样电压和第一参考电压之间的压差除以一斜坡信号的斜率，获得初始导通时间。即，
t10=VEA/SR
其中， SR表示斜坡信号的斜率， VEA为所述压差，初始导通时间t10表示斜坡信号到达压差参量所花费的时间。初始导通时间可以在一个工频周期内保持恒定，以实现功率因数校正操作中的低失真。
以升压转换器的输出电压作为负反馈，以第一参考电压作为目标电压，构造闭环调节，可以使升压转换器的输出电压趋近于第一参考电压，从而使升压变换器具有稳定的输出电压。第一参考电压和斜率信号，可以基于实际使用情况进行设定。
本发明控制方法的一个具体实施例的具体执行过程请参照图5。当上一工频周期结束时，若上一工频周期的最小空闲时间T3min符合预设区间，则不调整参考开关周期Tref，若最小空闲时间T3min比较大，大于预设区间的上限，则减小参考开关周期Tref，例如减小一个步长。若最小空闲时间T3min比较小，小于预设区间的下限，则增加参考开关周期Tref，例如增加一个步长。调整后的参考开关周期用于一个新的工频周期，即当前工频周期。
一个新的工频周期开始时，先生成初始导通时间t10，然后基于t1和t10的关系，获得导通时间t1，并测量获得t2，然后基于t3和t1以及t2的关系获得t3，并记录最小空闲时间T3min。在一个开关周期结束时，判断当前开关周期是否大于参考开关周期，若大于参考开关周期，需要调小开关周期，则降低参数A的值，以调小导通时间和空闲时间，进而调小开关周期。若当前开关周期小于参考开关周期，需调大开关周期，将增加参数A的值，以调大导通时间和空闲时间，进而调大开关周期。若既不大于参考开关周期，又不小于参考开关周期，则对参数A不作调整。
以下说明升压转换器的控制器采用模拟电路实现时，控制器的硬件结构构成。请参照图6，升压转换器的控制器102包括：导通时间发生器12、空闲时间发生器13和频率控制电路14。
导通时间发生器12，被配置为基于频率控制电路14生成的调节量（例如调节电流）和初始导通时间获得下一开关周期的导通时间。具体的，可以以任何合适的方式基于调节量调节导通时间，只需满足使调整后的导通时间，向参考开关周期趋近。例如，当当前开关周期大于参考开关周期时，调节量为正，基于调节量为正，减小导通时间，当当前开关周期小于参考开关周期时，调节量为负，基于调节量为负，增加导通时间。
在一些实施例中，导通时间发生器12被配置为基于所述调节量，调整常数A的值，从而调整导通时间，以使升压转换器在断续导通模式下的工频周期内开关频率保持恒定。例如，基于上述等式（5），导通时间发生器12用于将初始导通时间乘以常数来生成导通时间t1。即，导通时间t1和初始导通时间t10满足关系：
t1=（1+A）× t10；
其中，调节量越大， A越小。
则，当当前开关周期大于参考开关周期时，调节量为正，A变小，则导通时间变小。当当前开关周期小于参考开关周期时，调节量为负，A变大，则导通时间变大。
导通时间发生器12可以采用任何合适的电路结构，图7示出了导通时间发生器12的一种结构，在图7所示的实施例中，导通时间发生器12包括：
串联连接在第一电压总线VDD和地之间的第一电流源I1、第一开关S1和第一电容CS1。其中，第一开关S1的控制端配置为接收表示所述初始导通时间t10的信号，第一电流源I1和第一开关S1的公共节点用于接入可调电流信号IADJ。
串联连接在第一电压总线VDD和地之间的第二电流源I2、第二开关S2和第二电容CS2，其中，第二开关S2的控制端配置为接收实际导通时间Ton（也即是上述的导通时间t1）和初始导通时间t10的反相信号的与运算结果的信号DOATON。
与第一电容CS1并联的第三开关S3，与所述第二电容CS2并联的第四开关S4，第一比较器202，其反相输入端与第一开关S1和第一电容CS1的公共节点连接，其同相输入端与第二开关S2和第二电容CS2的公共节点连接。
第一单触发电路204，其输入端与第一比较器202的输出端连接，其输出端与第三开关S3的控制端连接，第一单触发电路204被触发时产生一个预设时长的脉冲，然后返回其稳定状态不再产生输出，直到再次被触发。第二单触发电路206，其输入端与第一单触发电路204的输出端连接，其输出端与第四开关S4的控制端连接。
第一锁存电路208，其设定输入端S配置为接收表示初始导通时间t10的信号，其复位输入端R与第一比较器202的输出端连接，其数据输出端Q配置为生成并输出实际导通时间信号Ton（即导通时间t1）。
第一与门214，其第一输入端与第一锁存电路208的数据输出端Q连接，其第二输入端配置为通过反相器212接收表示初始导通时间t10的信号，其输出端与第二开关的控制端连接且配置为输出所述与运算结果的信号DOATON。
基于公式(11)，在一个工频周期内，所述升压转换器的输入电压VIN 从零变化到其峰值，为了响应输入电压VIN的变化，需要调整常数A以保持开关周期T恒定，从而保持升压转换器的开关频率恒定。
升压转换器在实际工作时，频率控制电路14产生的可调电流IADJ接入第一电流源I1和第一开关S1的公共节点，并通过将可调电流IADJ从第一电流源的输出电流I1中分流的方式在工频周期期间内调制常数A，使得升压转换器的开关频率保持恒定。其中，常数A可以用以下等式表示：
A=(I1-IADJ)/I2 (12)
导通时间t1则可以用以下等式表示：
t1=(1+(I1-IADJ)/I2)×t10 (13)
请参照图8，其示出了导通时间发生器相关联的各种信号随时间的变化情况，其中，横轴代表时间，纵轴的六行中，第一行代表升压转换器的初始导通时间t10，第二行代表第一电容CS1两端的电压Vcs1，第三行代表第二电容CS2两端的电压Vcs2，第四行代表第一单触发电路204的输出信号N1，第五行代表第二单触发电路206的输出信号N2，第六行代表升压转换器的导通时间Ton。
具体地，在to1时刻，t10和Ton由逻辑低状态变为逻辑高状态，第一开关S1由初始导通时间t10控制，响应于初始导通时间t10的变化，第一开关S1导通后，第一电流源I1开始给第一电容CS1充电。从to1到to2期间，第一电容CS1两端的电压Vcs1呈线性增加，在to2时刻，t10由逻辑高状态变为逻辑低状态，第一电流源I1停止对第一电容CS1充电，第一电容CS1两端的电压Vcs1从to2到to4期间保持不变。
从to2到to3期间，导通时间Ton（即导通时间t1）和初始导通时间t10的反相信号进行与（AND）运算的结果的信号DOATON处于逻辑高状态，第四开关S4导通，第二电流源I2从to2时刻开始对第二电容CS2充电，第二电容CS2两端的电压Vcs2呈线性增加。在to3时刻，一旦第二电容CS2两端的电压Vcs2达到第一电容CS1两端的电压Vcs1，第一比较器202产生逻辑高信号，该逻辑高信号被施加到第一锁存器208的复位输入端。响应于该逻辑高信号，第一锁存器208的数据输出端Q从逻辑高状态变为逻辑低状态，响应此变化，第二开关S2被关闭，第二电流源I2停止对第二电容CS2充电，第二电容CS2两端的电压Vcs2从to3到to5期间保持不变。
在to4时刻，第一单触发电路204被触发后，第一单触发电路204的输出信号N1是一个脉冲，该脉冲复位第一电容CS1两端的电压，第一电容CS1两端的电压Vcs1以线性方式下降到零。同样地，在to5时刻，第二单触发电路206被触发后，第二单触发电路206的输出信号N2是一个脉冲，该脉冲复位第二电容CS2两端的电压，第二电容CS2两端的电压Vcs2以线性方式下降到零。
由图8中可以看出，导通时间Ton（即导通时间t1）的时长等于初始导通时间t10加上第二电容电压从0线性增加到第一电容电压所用的时长，这里第一电容CS1的电压值可以表示为：(I1-IADJ)×t10，那么第二电容CS2的电压从0线性增加到第一电容CS1的电压所用的时长则可以表示为：(I1-IADJ)×t10/I2。则Ton（即导通时间t1）的时长则可以表示为t10×(1+(I1-IADJ)/I2)=t10×(1+A)。
如前所述常数A可以通过设置所述第一电流源I1和所述第二电流源I2的电流来设定，并通过改变由频率控制电路14产生的可调电流IADJ来对预设常数A在一个工频周期内进行调整，以实现升压变换器的工作频率稳定。
空闲时间发生器13，被配置为基于所述调节量、所述导通时间和关断时间获得下一开关周期的空闲时间。具体的，可以以任何合适的方式基于调节量调节空闲时间，只需满足使调整后的空闲时间，向参考开关周期趋近。例如，当当前开关周期大于参考开关周期时，调节量为正，基于调节量为正，减小空闲时间，当当前开关周期小于参考开关周期时，调节量为负，基于调节量为负，增加空闲时间。
在一些实施例中，空闲时间发生器13被配置为基于所述调节量，调整常数A的值，从而调整空闲时间，以使升压转换器在断续导通模式下的工频周期内开关频率保持恒定。例如，基于上述等式（3），空闲时间发生器13用于将导通时间和关断时间乘以常数A来生成空闲时间t1。即，空闲时间t3、导通时间t1和关断时间t2满足关系：
t3= A×（t1+t2）。
请参见图9，其示出了空闲时间发生器13的一种结构，空闲时间发生器13包括：
串联连接在第一电压总线VDD和地之间的第三电流源I3、第五开关S5和第三电容CS3，其中，第五开关S5的控制端被配置为接收表示导通时间Ton（即导通时间t1）和关断时间Toff（t2）之和的信号，第三电流源I3和第五开关S5的公共节点接入可调电流信号IADJ。
串联连接在第一电压总线VDD和地之间的第四电流源I4、第六开关S6和第四电容CS4，其中，第六开关S6的控制端被配置为接收表示导通时间Ton（即导通时间t1）和关断时间Toff（t2）之和信号的反相信号。
第七开关S7与第三电容CS3并联，第八开关S8与第四电容CS4并联。第二比较器202a，其反相输入端与第五开关S5和第三电容CS3的公共节点连接，其同相输入端与第六开关S6和第四电容CS4的公共节点连接，其输出端配置为生成并输出表示空闲时间t3结束的信号T3END。
第三单触发电路204a，其输入端与第二比较器202a的输出端连接，其输出端与第七开关S7的控制端连接。第四单触发电路206a，其输出端与第三单触发电路204a的输出端连接，其输出端与第八开关S8的控制端连接。
与上述的导通时间发生器12相似的，由频率控制电路14产生的可调电流IADJ接入第三电流源I3和第五开关S5的公共节点，对第三电流源的输出电流I3进行分流。第五开关S5导通后，电流（I3-IADJ）开始对第三电容CS3充电。在Ton+Toff时，第五开关S5断开，第三电容CS3保持的电荷CH1 为(I3-IADJ)×(t1+t2)。
此时也是空闲时间t3开始时刻，这时，第六开关S6导通，第四电流源I4开始给第四电容CS4充电。假设第三电容CS3和第四电容CS4的电容值相等，则在第六开关S6导通CH1/I4时间后，第四电容CS4上的电压达到与第三电容CS3上电压相等的电压电平。一旦第四电容CS4上的电压达到第三电容CS3上的电压，第二比较器202a在T3END处产生逻辑高信号。当T3END变高时，T3END用于发出空闲时间t3结束的信号，
t3可以由以下等式表示：
t3=(I3-IADJ)/I4×(t1+t2)=A×(t1+t2) (15)
在T3END输出高电平后，第三单触发电路204a输出控制信号来驱动第七开关S7导通，以给第三电容CS3放电，为第五开关S5的下一次导通做准备。第四单触发电路206a输出控制信号驱动第八开关S8导通，以给第四电容CS4放电，为第六开关S6的下一次导通作准备。
频率控制电路14，被配置为获取当前开关周期，将所述当前开关周期作为负反馈，基于所述当前开关周期和参考开关周期获得调节量，具体的，调节量可以为调节电流，该调节电流可以用于调整常数A的值，频率控制电路14将该可调电流IADJ提供给导通时间发生器12和空闲时间发生器13。
请参照图10，图10示出了频率控制电路14的一种结构。频率控制电路14包括：
第二锁存电路504，其数据输入端D和其反相数据输出端
Figure 359581DEST_PATH_IMAGE001
连接，其时钟输入端配置为接收表示导通时间Ton（即导通时间t1）的信号，其数据输出端Q配置为产生并输出第一相位信号TPh1，其反相数据输出端配置为产生并输出第二相位信号TPh2。
串联连接在第一电压总线VDD和地之间的第五电流源I5、第九开关S9和第五电容CS5，其中，第九开关S9的控制端配置为接收第一相位信号TPh1。
串联连接在第一电压总线VDD和地之间的第六电流源I6、第十开关S10和第六电容CS6，其中，第十开关S10的控制端配置为接收第二相位信号TPh2。
第五电容CS5与第十一开关S11并联，第十一开关S11的控制端配置为接收表示第二相位信号TPh2和导通时间Ton（即导通时间t1）的反相信号的与运算结果的信号。
第六电容CS6与第十二开关S12并联，第十二开关S12的控制端配置为接收表示第一相位信号TPh1和导通时间Ton（即导通时间t1）的反相信号的与运算结果的信号。
跨导放大器502，其同相输入端配置为接收表示采样时间的信号TSSAM，其反相输入端配置为接收参考频率信号Tref，其输出被配置为生成用于调整常数A的值的可调电流IADJ，通过调整可调电流IADJ来调整常数A的值，从而使得所述升压转换器的开关频率可以在输入电压VIN的一个工频周期内保持恒定。
第十三开关S13连接在第九开关S9和第五电容CS5的公共节点与跨导放大器502的同相输入端之间。第十三开关S13的控制端配置为接收表示对第二相位信号TPh2和导通时间Ton（即导通时间t1）的与运算结果的信号。
第十四开关S14连接在第十开关S10和第六电容CS6的公共节点与跨导放大器502的同相输入端之间的。第十四开关S14的控制端配置为接收表示第一相位信号TPh1和实际导通时间Ton（即导通时间t1）的与运算结果的信号。第七电容CS7连接在跨导放大器502的同相输入端和地之间。
在实际工作时，第一相位信号TPh1和第二相位信号TPh2是两个交替的相位信号，它们在两个相邻的开关周期内交替处于高电平，使得控制器102能够在第七电容CS7上获得开关周期T的连续采样。当第一相位信号TPh1变为高电平时，第九开关S9导通，第五电流源I5给第五电容CS5充电并持续一个开关周期T，使得第五电容CS5上的电压代表一个开关周期的时长。
在开关周期T结束时（即第二相位信号TPh2变为高电平时），第十三开关S13导通，完成对第五电容CS5上电压的采样，并将采样后的电压TSSAM保持在第七电容CS7上。同时，第六电容CS6的充电开始。随后，当TON信号再次变为低电平后，第十一开关S11被驱动导通，完成对第五电容CS5的放电。如此周而复始，频率控制电路14交替对第五电容CS5和第六电容CS6上面代表开关周期的电压信号进行采样。
可选的，第五电容CS5的电容值等于第六电容CS6的电容值，通过调整第七电容CS7与第五电容CS5或第六电容CS6的比率来控制频率控制电路14的稳定性。在实际应用时，还可以使用z变换技术来分析频率控制电路的稳定性以获得频率控制方法的环路增益。
电压Tref是用于确定参考开关周期的参考电压，如果周期采样信号TSSAM电压高于Tref，则IADJ为正值，结合公式（12），IADJ为正时常数A降低，结合公式（5）和（3），减小的常数A使导通时间t1和空闲时间t3降低，从而减少开关周期，提高开关频率，形成了一个负反馈回路。
在一些实施例中，Tref可以被设置为恒定以保持升压转换器的开关频率恒定，对于不同的工频交流输入电压和负载设置，开关频率可以设置为满足所有设置的最低频率。
在一些实施例中，可以自适应地生成Tref以在输入电压VIN处于其峰值时最小化空闲时间t3，从而获得最小电感峰值电流，以使升压转换器的工作模式接近于临界导通模式。通过调整Tref，升压转换器能够在工频交流输入电压的峰值变化时实现工频周期内稳定的工作频率。此外，根据工频交流输入电压峰值来调整Tref还可以改善功率因数校正系统的总谐波失真（THD）。
应该注意的是，当输入电压固定（例如110V）时，Tref保持稳定；当输入电压在较宽的范围内（例如，从85V到135V）变化时，需要调整Tref，使得在不同的交流输入电压下，在一个工频周期内，开关频率保持不变，并且在电压达到工频周期内峰值时，具有最小的空闲时间。
例如，当输入电压VIN的峰值等于110V时，参考电压Tref被设置为第一预设值，在第一预设值下，升压转换器的开关频率在一个工频周期内基本保持恒定。当输入电压VIN在一个工频周期内达到峰值时，升压转换器的工作模式接近于临界导通模式。当输入电压VIN的峰值下降到低输入电压（例如85V）时，参考电压Tref被设置为第二预设值，在第二预设值下，升压转换器的开关频率在一个工频周期内基本保持恒定。
在另一些实施例中，请参考图11，控制器还包括自适应参考频率发生器15，其与频率控制电路14连接，且配置为生成参考频率电压信号Tref并将所述参考频率电压信号Tref发送至所述频率控制电路。
具体的，自适应参考频率发生器15被配置为：获取上一工频周期内的最小空闲时间，将所述最小空闲时间作为负反馈，基于所述最小空闲时间和所述第一参考时间调节上一工频周期内的参考开关周期，以获得当前工频周期内的参考开关周期，其中，所述最小空闲时间为上一工频周期内各开关周期中最小的空闲时间。
其中，第一参考时间可以是一较小的值，例如参考开关周期的9分之一，也可以是一个范围。即，将上一工频周期内的最小空闲时间作为负反馈，第一参考时间作为目标值，构造闭环调节，以使最小空闲时间趋近于第一参考时间，从而将最小空闲时间维持在一个较小的值。
最小空闲时间对应的通常为输入电压的峰值，将最小空闲时间维持在一个较小的范围，可以使在输入电压峰值时，空闲时间很小，从而使升压转换器的工作模式类似于临界导通模式，从而降低电感的峰值电流。
图12示出了自适应参考频率发生器的结构，自适应参考频率发生器15包括：
第一采样电路，其被配置为存储表示空闲时间t3（Td）的第一信号，第一采样电路包括串联在第一电压总线VDD和地之间的第七电流源I7、第十五开关S15、第八电容CS8，第十六开关S16和第八电容CS8并联。第十五开关S15的控制端用以接收代表空闲时间的信号Td（t3）。第十六开关S16的控制端用以接收代表关断时间的信号Toff（t2）。
在操作中，第一采样电路被配置为以固定的电流I7为第八电容CS8充电持续td（t3）时长，使得第八电容CS8上存储的电压为代表空闲时间t3的第一电压信号。
第二采样电路，其配置为存储表示最小空闲时间t3的第二信号，包括第九电容CS9。当输入电压VIN的峰值被施加到升压转换器时，第二采样电路被配置为存储代表最小空闲时间T3min的第二信号。
连接在第一采样电路和第二采样电路之间的第十七开关S17。
最小峰值检测电路，其输出端与第十七开关S17的控制端连接，且配置为产生第十七开关S17的控制信号。其包括第三比较器602和第二与门604。第三比较器602的反相输入端连接到第十五开关S15和第八电容CS8的公共节点。第三比较器602的同相输入端连接到第十七开关S17和第九电容CS9的公共节点。第二与门604的第一输入端连接到第三比较器602的输出端，第二输入端被配置为接收Td的反相信号。
第二与门604的输出被配置为产生用于控制第十七开关S17的信号。当第九电容CS9两端的电压高于第八电容CS8两端的电压时，第三比较器602输出高电平，并通过第二与门604打开第十七开关S17,使得第九电容CS9向第八电容CS8放电。当第九电容CS9两端的电压低于第八电容CS8两端的电压时，第九电容CS9两端的电压继续保持。以此持续运行，得到的结果就是第九电容CS9两端的电压为一个工频周期内得到的最低电压，即代表一个工频周期内最短的空闲时间T3min。
第四比较器612，其配置为获取所述最小空闲时间T3min与周期采样信号TSSAM除以预设数的比较结果。第四比较器612的反相输入端连接到第十七开关S17和第九电容C9的公共节点，同相输入端被配置为接收等于周期采样时间信号TSSAM除以预设数的信号，例如，预设数可以设置为等于9，也即是开关频率稳定下来后，输入电压峰值处的空闲时间T3min大约等于升压转换器的开关周期的九分之一。第四比较器612被配置为将最小空闲时间(第九电容CS9两端的电压)与开关周期采样时间TSSAM除以预设数进行比较。
负反馈电路，其配置为根据所述比较结果减少或增加所述最小空闲时间。负反馈电路包括计数器614和数模转换器(DAC)616。在实际操作中，如果输入电压峰值处的空闲时间T3min大于预设时间(例如，开关周期采样时间TSSAM的1/9)，则在每个周期中，计数器614向下计数并且相应地减小Tref，数模转换器616将计数器输出的数字信号进行模拟信号转换，获得Tref。减小的Tref使空闲时间t3更短，从而完成了t3的负反馈控制。
初始导通时间可以为一固定值，也可以基于升压转换器的输出电压获得。在一些实施例中，控制器102还包括占空比发生器11，被配置为：
获取所述升压转换器的输出电压，以所述输出电压作为负反馈，基于第一参考电压和所述输出电压获得压差参量，并基于所述压差参量和斜坡信号获得所述初始导通时间。
初始导通时间t10表示斜坡信号到达压差参量所花费的时间。初始导通时间可以在一个工频周期内保持恒定，以实现功率因数校正操作中的低失真。
以升压转换器的输出电压作为负反馈，以第一参考电压作为目标电压，构造闭环调节，可以使升压转换器的输出电压趋近于第一参考电压，从而使升压变换器具有稳定的输出电压。第一参考电压和斜率信号，可以基于实际使用情况进行设定。
图13示出了占空比发生器的一种结构，占空比发生器11包括：
分压电路，由第一电阻R1和第二电阻R2组成，其中第一电阻R1和第二电阻R2串联连接在升压转换器的输出端Vo和地之间，其被配置为对输出电压Vo进行分压。
误差放大器，被配置为生成用于代表输出电压Vo的采样电压和目标电压Vref之间差值的误差信号VEA。
第五比较器，其配置为输出所述误差信号和斜坡信号的比较结果。所述第五比较器的输出结果代表初始导通时间t10。
具体地，第一电阻R1和第二电阻R2的连接点与误差放大器的反相输入端连接，分压后的电压为输出电压Vo的R2/(R1+R2)。误差放大器的同相输入端与目标电压Vref连接，输出端连接第五比较器的同相输入端。第五比较器的反相输入端连接所述斜坡信号。
在实际工作时，所述误差放大器输出代表升压转换电路输出电压的采样电压与目标电压Vref之间差值的误差信号VEA。输出电压Vo越高，误差放大器的输出VEA越小。在一些实施例中，所述斜坡信号被配置为在一个工频周期开始前为固定的高电平，在一个工频周期开始时，所述斜坡信号转为低电平并开始由低电平沿特定斜率SR提升电压直至所述高电平。
在这个过程中，当斜坡信号开始前，误差放大器的输出信号VEA的电压小于斜坡信号电压，所以第五比较器的输出为低电平，直到当工频周期开始时，斜坡信号转为低电平，低于误差放大电路的输出信号，第五比较器的输出电压转为高电平，标记初始导通时间t10的信号的开始。
随着斜坡信号电平的爬升，误差放大器的输出与斜坡信号电压的压差越来越小，直到两个电压相等时，第五比较器的输出翻转，标记初始导通时间t10的结束。
图14示出了斜坡信号和表示初始导通时间的信号的示意图，其中上方的信号为斜坡信号，下方的信号为表示初始导通时间的信号。
可以想象，当升压转换器的输出电压Vo增加时，误差放大器的输出电压VEA降低，所述斜坡信号达到与误差放大器的输出电压相同所需的时间缩短，从而缩短了初始导通时间t10。更短的初始导通时间可以使升压转换器的输出电压Vo降低，从而实现对输出电压Vo的负反馈控制，达到稳压的目的。
在一些实施例中，可以通过对所述分压电路的分压比例的选择和所述斜坡信号的斜率SR的选择来决定初始导通时间的范围。
需要说明的是，时序产生电路，即导通时间产生器12、空闲时间产生器13可以以不同的方式实现，例如可以通过数字电路获得，使用高速时钟、计数器和/或微处理器以数字方式测量和生成时序。自适应频率生成方案可以实现不同的环路功能，如参考Tref是使用计数器和 DAC以数字方式生成的，该功能可以完全是由模拟电路实现的。
以下结合附图，说明本发明一具体实施例的实现过程。
首先，在一个工频周期开始时，占空比发生器11根据斜坡信号和输出电压Vo的误差信号VEA生成该工频周期内统一的初始导通时间t10。该初始导通时间用于实现该工频周期内功率因数校正操作中的低失真和多个工频周期之间所述升压转换器的输出电压Vo的稳定。
其次，导通时间发生器12根据该工频周期内的所述初始导通时间t10和参数A生成一个开关周期内的导通时间t1，其中t1=(1+A)×t10。接着，驱动开关Q1导通并在t1时间后关闭，使所述升压转换器中电感电流Iind从0增加到该开关周期的峰值。同时监测从开关Q1关断到电感L1上电流Iind降到零所用时间，即关断时间t2。需要注意的是，这里关断时间t2由导通时间t1，输入电压VIN和输出电压Vo同时决定，即t2 = t1×VIN/(Vo-VIN)，而在实际应用中往往通过测量的方式获得。
随后，空闲时间发生器13根据导通时间t1、关断时间t2和参数A，生成一个开关周期内的空闲时间t3，其中 t3=A×(t1+t2)。
随后，在电感L1上电流Iind降到零后（即关断时间t2结束后）控制开关Q1保持关断t3时间随后再次导通。接着，频率控制电路14对已完成的开关周期（即t1+t2+t3或两次开关导通间的时间间隔）进行采样，并与参考频率对应的参考周期Tref进行比较，并输出可调电流信号IADJ对参数A进行调整。当采样周期大于参考周期Tref时，可调电流信号IADJ为正，其对应的参数A减小，则下一个开关周期的导通时间和空闲时间都缩短，以使开关频率提高以向参考频率收敛。
同样的，当采样周期小于参考周期Tref时，可调电流信号IADJ为负，其对应的参数A增加，则下一个开关周期的导通时间和空闲时间都延长，以使开关频率降低以向参考频率收敛。
接着，新的一个开关周期开始，升压转换器的控制器按照前面的方法根据可调电流信号IADJ对参数A的调整，生成新的开关周期内所对应的导通时间t1和空闲时间t3，并根据新的周期采样信号，继续通过可调电流信号IADJ对参数A进行调整，以保持开关频率维持在参考频率附近。以此方法周而复始直到工频周期结束，即实现前述的在一个工频周期内，通过不断对参数A进行调整以实现开关频率保持稳定。
可选的，在一个工频周期内，自适应参考频率发生器可以持续对每个开关周期内的空闲时间t3进行检测以获得一个工频周期内的最小空闲时间T3min。在一个工频周期结束时，如果最小的空闲时间T3min大于预设区间，则提高下一个工频周期的参考频率。反之，如果最小的空闲时间T3min小于预设区间，则降低下一个工频周期的参考频率。
在下一个工频周期开始时，新的初始导通时间t10也被产生，升压转换器的控制器按照新的初始导通时间t10来生成新工频周期内各个开关周期的导通时间t1和空闲时间t3，以保持在新的工频周期内开关频率稳定在参考频率附近。
在前面的控制方法中，参数A在每个开关周期被频率控制电路14更新一次，而初始导通时间在每个工频周期被占空比发生器11更新一次，而参考频率则只有在交流电压峰值有显著变化时才会被自适应参考频率发生器更新，可以是经过很多个工频周期才会有变化，甚至一直不变。
本申请实施例还提供了一种非易失性计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，该计算机可执行指令被一个或多个处理器执行，例如，执行以上描述的图4、图5的方法步骤。
本申请实施例还提供了一种计算机程序产品，包括存储在非易失性计算机可读存储介质上的计算程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时时，使所述计算机执行上述任意方法实施例中的升压转换器的控制方法，例如，执行以上描述的图4、图5的方法步骤。
本发明实施例还提供了一种用电装置，包括上述的功率转换装置。
上述产品可执行本申请实施例所提供的方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果。未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本申请实施例所提供的方法。
需要说明的是，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。
通过以上的实施方式的描述，本领域普通技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory, ROM)或随机存储记忆体(Random Access Memory, RAM)等。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (18)

1.一种升压转换器的控制方法，所述升压转换器包括开关和电感，其特征在于，所述方法包括：
获取当前工频周期内的参考开关周期；
获取当前开关周期，将所述当前开关周期作为负反馈，基于所述参考开关周期和所述当前开关周期获得调节量；
基于所述调节量获得下一开关周期的导通时间，以及，基于所述调节量获得下一开关周期的空闲时间，以使下一开关周期向所述参考开关周期趋近；
其中，所述开关周期包括所述导通时间、所述空闲时间和关断时间，所述导通时间和所述空闲时间用于控制所述开关，在所述导通时间内，所述开关处于导通状态，所述电感的电流从0上升至峰值，在所述关断时间内，所述电感的电流从所述峰值下降至0，在所述空闲时间内，所述开关处于关断状态。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述获取当前工频周期内的参考开关周期，包括：
获取上一工频周期内的最小空闲时间，所述最小空闲时间为上一工频周期内各开关周期中最小的空闲时间；
将所述最小空闲时间作为负反馈，基于所述最小空闲时间和第一参考时间调节上一工频周期内的参考开关周期，以获得当前工频周期内的参考开关周期。
3.根据权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于，所述基于所述调节量获得下一开关周期的导通时间，包括：
获取初始导通时间；
根据所述初始导通时间和所述调节量获得所述导通时间，所述导通时间t1和所述初始导通时间t10满足关系：
t1=（1+A）× t10；
其中，所述调节量越大，所述A越小。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述基于所述调节量获得下一开关周期的空闲时间，包括：
获取关断时间；
基于所述导通时间、所述关断时间和所述调节量获得所述空闲时间，所述空闲时间t3、所述导通时间t1和所述关断时间t2满足关系：
t3= A×（t1+t2）。
5.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述获取初始导通时间，包括：
获取所述升压转换器的输出电压；
以所述输出电压作为负反馈，基于第一参考电压和所述输出电压获得压差参量；
基于所述压差参量获得所述初始导通时间，以使所述输出电压向所述第一参考电压趋近。
6.一种升压转换器的控制器，所述升压转换器包括开关和电感，其特征在于，所述控制器包括：
频率控制电路，被配置为获取当前开关周期，将所述当前开关周期作为负反馈，基于所述当前开关周期和参考开关周期获得调节量；
导通时间发生器，被配置为基于所述调节量和初始导通时间获得下一开关周期的导通时间，以使下一开关周期向所述参考开关周期趋近；
空闲时间发生器，被配置为基于所述调节量、所述导通时间和关断时间获得下一开关周期的空闲时间，以使下一开关周期向所述参考开关周期趋近；
其中，所述开关周期包括所述导通时间、所述空闲时间和所述关断时间，所述导通时间和所述空闲时间用于控制所述开关，在所述导通时间内，所述开关处于导通状态，所述电感的电流从0上升至峰值，在所述关断时间内，所述电感的电流从所述峰值下降至0，在所述空闲时间内，所述开关处于关断状态。
7.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于，还包括自适应参考频率发生器，被配置为：
获取上一工频周期内的最小空闲时间，将所述最小空闲时间作为负反馈，基于所述最小空闲时间和第一参考时间调节上一工频周期内的参考开关周期，以获得当前工频周期内的参考开关周期，其中，所述最小空闲时间为上一工频周期内各开关周期中最小的空闲时间。
8.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于，还包括占空比发生器，被配置为：
获取所述升压转换器的输出电压；
以所述输出电压作为负反馈，基于第一参考电压和所述输出电压获得压差参量；
基于所述压差参量和斜坡信号获得所述初始导通时间。
9.根据权利要求6-8任意一项所述的控制器，其特征在于，所述导通时间t1和所述初始导通时间t10满足关系：
t1=（1+A）× t10；
其中，所述调节量越大，所述A越小。
10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于，所述空闲时间t3、所述导通时间t1和所述关断时间t2满足关系：
t3= A×（t1+t2）。
11.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于，所述导通时间发生器包括：
串联连接在第一电压总线和地之间的第一电流源、第一开关和第一电容，其中，所述第一开关的控制端被配置为接收表示所述初始导通时间的信号，所述第一电流源和第一开关的公共节点被配置为接入由所述频率控制电路生成的所述调节量，所述调节量为电流信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第二电流源、第二开关和第二电容；
与所述第一电容并联的第三开关；
与所述第二电容并联的第四开关；
第一比较器，所述第一比较器的反相输入端与所述第一开关和所述第一电容的公共节点连接，同相输入端与所述第二开关和所述第二电容的公共节点连接；
第一单触发电路，所述第一单触发电路的输入端与所述第一比较器的输出端连接，输出端与所述第三开关的控制端连接；
第二单触发电路，所述第二单触发电路的输入端与所述第一单触发电路的输出端连接，输出端与所述第四开关的控制端连接；
第一锁存电路，所述第一锁存电路的设定输入端被配置为接收表示所述初始导通时间的信号，复位输入端与所述第一比较器的输出端连接，数据输出端被配置为输出表示所述导通时间的信号；
反相器，所述反相器的输入端被配置为接收表示所述初始导通时间的信号；
第一与门，所述第一与门的第一输入端与所述第一锁存电路的数据输出端连接，第二输入端连接所述反相器的输出端连接，输出端与所述第二开关的控制端连接。
12.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，所述空闲时间发生器包括：
串联连接在第一电压总线和地之间的第三电流源、第五开关和第三电容，其中，所述第五开关的控制端被配置为接收表示所述导通时间和所述关断时间之和的信号，所述第三电流源和所述第五开关的公共节点被配置为接入由所述频率控制电路生成的所述调节量，所述调节量为电流信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第四电流源、第六开关和第四电容，其中，所述第六开关的控制端被配置为接收表示所述导通时间和所述关断时间之和的信号的反相信号；
与所述第三电容并联的第七开关；
与所述第四电容并联的第八开关；
第二比较器，所述第二比较器的反相输入端与所述第五开关和所述第三电容的公共节点连接，同相输入端与所述第六开关和所述第四电容的公共节点连接，输出端被配置为输出表示所述空闲时间结束的信号；
第三单触发电路，所述第三单触发电路的输入端与所述第二比较器的输出端连接，输出端与所述第七开关的控制端连接；
第四单触发电路，所述第四单触发电路的输入端与所述第三单触发电路的输出端连接，输出端与所述第八开关的控制端连接。
13.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于，所述频率控制电路包括：
第二锁存电路，所述第二锁存电路的数据输入端和反相数据输出端连接，时钟输入端被配置为接收表示所述导通时间的信号，数据输出端被配置为输出第一相位信号，反相数据输出端被配置为输出第二相位信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第五电流源、第九开关和第五电容，其中，所述第九开关的控制端被配置为接收所述第一相位信号；
串联连接在第一电压总线和地之间的第六电流源、第十开关和第六电容，其中，所述第十开关的控制端被配置为接收所述第二相位信号；
与所述第五电容并联的第十一开关，所述第十一开关的控制端被配置为接收所述第二相位信号和第一反相信号与运算之后的信号，所述第一反相信号为表示所述导通时间的信号的反相信号；
与所述第六电容并联的第十二开关，所述第十二开关的控制端被配置为接收所述第一相位信号和所述第一反相信号与运算之后的信号；
第十三开关，所述第十三开关的一端连接所述第九开关和所述第五电容的公共节点，另一端连接第一公共节点，控制端被配置为接收所述第二相位信号和表示所述导通时间的信号与运算之后的信号；
第十四开关，所述第十四开关的一端连接所述第十开关和所述第六电容的公共节点，另一端连接所述第一公共节点，控制端被配置为接收所述第一相位信号和表示所述导通时间的信号与运算之后的信号；
第七电容，所述第七电容的一端连接所述第一公共节点，另一端接地；
跨导放大器，所述跨导放大器的同相输入端连接所述第一公共节点，反相输入端被配置为接收表示所述参考开关周期的信号，输出端被配置为输出所述调节量。
14.根据权利要求7所述的控制器，其特征在于，所述自适应参考频率发生器包括：
串联连接在第一电压总线和地之间的第七电流源、第十五开关和第八电容，其中，所述第十五开关的控制端被配置为接收表示所述空闲时间的信号，所述第十五开关和所述第八电容连接于第二公共节点；
与所述第八电容并联的第十六开关，所述第十六开关的控制端被配置为接收表示所述关断时间的信号；
第九电容 ，所述第九电容的一端连接第三公共节点，另一端接地；
第十七开关，连接于所述第二公共节点和所述第三公共节点之间；
第三比较器，所述第三比较器的反相输入端连接于所述第二公共节点，同相输入端连接于所述第三公共节点；
第二与门，所述第二与门的一个输入端连接所述第三比较器的输出端，另一输入端被配置为接收表示所述空闲时间的信号的反相信号，所述第二与门的输出端连接所述第十七开关的控制端；
第四比较器，所述第四比较器的反相输入端连接所述第三公共节点，同相输入端被配置为接收表示所述第一参考时间的信号；
计数器，所述计数器的输入端连接所述第四比较器的输出端；
数模转换器，所述数模转换器的输入端连接所述计数器的输出端，输出端被配置为输出表示所述当前工频周期内的参考开关周期的信号。
15.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，所述占空比发生器包括：
串联连接在所述升压转换器的输出端和地之间的第一电阻和第二电阻；
误差放大器，所述误差放大器的反相输入端连接所述第一电阻和所述第二电阻的公共节点，同相输入端被配置为接收所述第一参考电压；
第五比较器，所述第五比较器的同相输入端连接所述误差放大器的输出端，反相输入端被配置为接收所述斜坡信号。
16.一种控制器，其特征在于，包括：
至少一个处理器；以及，
与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如权利要求1-5任一项所述的方法。
17.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
升压转换器；
权利要求16所述的控制器，或权利要求6-15任意一项所述的升压转换器的控制器。
18.一种用电装置，其特征在于，包括权利要求17所述的功率转换装置。
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