CN107147292B - 一种导通时间受控的降压变换器 - Google Patents

一种导通时间受控的降压变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN107147292B
CN107147292B CN201710599469.5A CN201710599469A CN107147292B CN 107147292 B CN107147292 B CN 107147292B CN 201710599469 A CN201710599469 A CN 201710599469A CN 107147292 B CN107147292 B CN 107147292B
Authority
CN
China
Prior art keywords
capacitor
power tube
buck converter
output end
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710599469.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107147292A (zh
Inventor
甄少伟
周孙泽
杨明宇
曾鹏灏
陈佳伟
周万礼
罗萍
张波
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
University of Electronic Science and Technology of China
Original Assignee
University of Electronic Science and Technology of China
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by University of Electronic Science and Technology of China filed Critical University of Electronic Science and Technology of China
Priority to CN201710599469.5A priority Critical patent/CN107147292B/zh
Publication of CN107147292A publication Critical patent/CN107147292A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107147292B publication Critical patent/CN107147292B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种导通时间受控的降压变换器，涉及电子电路技术。本发明通过数模转换器产生基准电压并叠加采样的电感电流的电压信号得到斜坡信号VRAMP，与跨导放大器的输出电压VC比较后通过D触发器控制上下功率管的开启和关断，当斜坡信号VRAMP下降到由跨导放大器的输出电压VC所决定的谷值电流时，第一比较器Icomp输出逻辑电平信号通过D触发器使上功率管MT导通，下功率管MB关断，从而使电感电流增大，输出电压上升；其中，上功率管MT的导通时间由定时电容CTH和跨导放大器GM输出电压信号VC共同决定。本发明有更小的瞬态响应过冲和更快的瞬态响应速度，尤其适用于FPGA、CPU等对电源有较高瞬态要求的应用场合。

Description

一种导通时间受控的降压变换器
技术领域
本发明涉及电子电路技术，具体的说是一种导通时间受跨导放大器信号控制(Variable on Time，VOT)的Buck变换器。
背景技术
降压变换器Buck是开关电源中的一个常用的拓扑结构，可以实现直流电压到直流电压的电平转换。其中，恒定导通时间控制(Constant on Time，COT)的降压变换器由于其较快的瞬态响应速度和较高的轻载效率，被广泛应用到各类电源系统中。
恒定导通时间的降压变换器的系统结构如图1所示，其控制原理如下：当输出电压VOUT较基准电压VREF偏高时，误差放大器EA输出电压信号VC降低，第一比较器Icomp比较电感电流采样信号和误差放大器EA输出电压信号VC，当电感电流下降到由VC所决定的第一限时，第一比较器Icomp输出逻辑电平信号使降压变换器的上管导通，下管关断，从而使电感电流增大，输出电压上升。其中，上管的导通时间由定时电容CTH决定，当定时电容CTH的锯齿波信号VSAW达到固定门限电压VTH时，第二比较器Tcomp输出逻辑电平，使降压变换器的上管关断，下管导通。
现有的恒定导通时间的降压变换器在为动态调节工作频率的负载系统供电时，由于基准电压VREF动态变化，故此类降压变换器需要能够达到快速动态电压调节DVS响应的性能指标。而恒定导通时间的降压变换器在进行环路控制时，上管在进行恒定时间的导通之后，总会强制下管导通一个较小的时间(即上管的最小关断时间)，才能进入下一个开关周期，上述信号波形如图2所示。故此类降压变换器存在占空比的限制，其输出电压VOUT过冲和动态电压调节DVS响应有待优化。
发明内容
本发明所要解决的，就是针对上述传统的恒定导通时间的降压变换器在瞬态响应时占空比受限制的问题，提出一种导通时间受控的降压变换器结构。
本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是：
一种导通时间受控的降压变换器，包括上功率管MT、下功率管MB、驱动电路、电感L、输出电容COUT、D触发器、电流源IC、定时电容CTH、开关电路、第一比较器Icomp和第二比较器Tcomp，
上功率管MT的漏极连接输入电压VIN，其源极接下功率管MB的漏极并通过电感L和输出电容COUT的串联结构后接地，其串联点作为所述降压变换器的输出端；下功率管MB的源极接地；开关电路与定时电容CTH并联，其并联结构一端接电流源IC，另一端接地；开关电路的控制端连接所述D触发器的QN输出端；
所述降压变换器还包括数模转换器、补偿网络以及电感电流采样网络，所述电感电流采样网络包括第二电阻RD、第三电阻RSC和第三电容CD，第二电阻RD和第三电容CD串联，其串联点连接所述第一比较器Icomp的第一输入端，第二电阻RD的另一端接上功率管MT的源极，第三电容CD的另一端接所述降压变换器的输出端；
所述数模转换器的输入端连接外部控制信号DIN，其输出端连接所述补偿网络的第一输入端并通过第三电阻RSC后连接所述第一比较器Icomp的第一输入端，所述数模转换器根据外部控制信号DIN动态的产生基准电压VREF；所述补偿网络的第二输入端连接所述降压变换器的输出端，其输出端连接所述第一比较器Icomp的第二输入端和所述第二比较器Tcomp的第一输入端；所述第二比较器Tcomp的第二输入端连接定时电容CTH与电流源IC的连接点，其输出端连接所述D触发器的清零端；
所述D触发器的时钟信号输入端连接所述第一比较器Icomp的输出端，其D输入端连接逻辑高电平，其Q输出端连接所述驱动电路的输入端；所述驱动电路的第一输出端连接所述上功率管MT的栅极，其第二输出端连接所述下功率管MB的栅极。
具体的，所述开关电路包括MOS管，所述MOS管的栅极作为所述开关电路的控制端，其源极和漏极分别连接所述电流源IC和地。
具体的，所述驱动电路的第一输出端和第二输出端输出信号反相。
具体的，所述补偿网络包括第一电阻R1、第一电容C1、第二电容C2和跨导放大器，所述跨导放大器的正向输入端作为所述补偿网络的第一输入端，其负向输入端作为所述补偿网络的第二输入端，其输出端作为所述补偿网络的输出端；第一电阻R1一端和第一电容C1一端串联连接，第一电阻R1的另一端接跨导放大器的输出端，第一电容C1的另一端接地，第二电容C2接在跨导放大器的输出端和地之间。
本发明的工作原理为：
电感电流信号经过由第二电阻RD、第三电容CD和第三电阻RSC组成的电感电流采样网络得到第三电容CD上的电压VcD，与数模转换器产生的基准电压VREF叠加为斜坡信号VRAMP，斜坡信号VRAMP与跨导放大器GM的输出电压信号VC通过第一比较器Icomp进行比较，当VRAMP下降到由VC所决定的第一时，第一比较器Icomp输出逻辑电平信号通过D触发器使上功率管MT导通，下功率管MB关断，从而使电感电流增大，输出电压上升。其中，上功率管MT的导通时间由定时电容CTH和跨导放大器GM输出电压信号VC共同决定，当定时电容CTH的锯齿波信号VSAW达到跨导放大器GM输出电压信号VC时，第二比较器Tcomp输出逻辑电平，使降压变换器的上功率管MT关断，下功率管MB导通。
D触发器通过驱动电路控制上功率管MT和下功率管MB的导通和关断，以保证上功率管MT和下功率管MB以正确的逻辑交替导通，具体为：当D触发器的输出Q＝1时，使上功率管MT导通，下功率管MB关断；当Q＝0时，上功率管MT关断，下功率管MB导通。
D触发器控制定时电容CTH的充放电过程：D触发器的QN输出端输出低电平时，开关电路断开，充电电容CTH充电；QN输出端输出高电平时，开关电路闭合，充电电容CTH快速放电。
本发明的有益效果为：本发明采用跨导放大器的输出信号VC动态控制降压变换器上功率管MT的导通时间，突破了传统降压变换器的占空比限制；同时本发明对采样电感电流交流信号与基准电压VREF进行叠加得到斜坡信号VRAMP，斜坡信号VRAMP和跨导放大器GM的输出信号VC进入第一比较器Icomp进行比较，从而保证了降压变换器稳态工作时的频率稳定性；本发明还通过设置数模转换器，满足了负载系统即时调节供电电压的需求；与恒定导通时间的降压变换器相比，本发明可以达到更小的瞬态响应过冲和更快的瞬态响应速度，适用于FPGA、CPU等对电源有较高的瞬态要求的应用场合。
附图说明
图1是恒定导通时间的降压变换器示意图
图2是恒定导通时间的降压变换器在瞬态响应时的信号波形示意图；
图3是本发明提出的一种导通时间受控的降压变换器系统结构示意图；
图4是本发明提出的一种导通时间继受控的降压变换器的工作原理示意图；
图5是本发明提出的一种导通时间受控的降压变换器和恒定导通时间的降压变换器负载阶跃示意图；
图6是本发明提出的一种恒定导通时间的降压变换器和恒定导通时间的降压变换器DVS响应示意图。
具体实施方式
下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：
如图3所示是本发明提出的一种导通时间受控的降压变换器系统结构示意图，包括上功率管MT、下功率管MB、驱动电路、电感L、输出电容COUT、D触发器、电流源IC、定时电容CTH、开关电路、第一比较器Icomp和第二比较器Tcomp，上功率管MT的漏极连接输入电压VIN，其源极接下功率管MB的漏极并通过电感L和输出电容COUT的串联结构后接地，其串联点作为所述降压变换器的输出端；下功率管MB的源极接地；开关电路与定时电容CTH并联，其并联结构一端接电流源IC，另一端接地；开关电路的控制端连接所述D触发器的QN输出端；所述降压变换器还包括数模转换器、补偿网络以及电感电流采样网络，所述电感电流采样网络包括第二电阻RD、第三电阻RSC和第三电容CD，第二电阻RD和第三电容CD串联，其串联点连接所述第一比较器Icomp的第一输入端，第二电阻RD的另一端接上功率管MT的源极，第三电容CD的另一端接所述降压变换器的输出端；所述数模转换器的输入端连接外部控制信号DIN，其输出端连接所述补偿网络的第一输入端并通过第三电阻RSC后连接所述第一比较器Icomp的第一输入端，所述数模转换器根据外部控制信号DIN动态的产生基准电压VREF；所述补偿网络的第二输入端连接所述降压变换器的输出端，其输出端连接所述第一比较器Icomp的第二输入端和所述第二比较器Tcomp的第一输入端；所述第二比较器Tcomp的第二输入端连接定时电容CTH与电流源IC的连接点，其输出端连接所述D触发器的清零端；所述D触发器的时钟信号输入端连接所述第一比较器Icomp的输出端，其D输入端连接逻辑高电平，其Q输出端连接所述驱动电路的输入端；所述驱动电路的第一输出端连接所述上功率管MT的栅极，其第二输出端连接所述下功率管MB的栅极。Rc是输出电容Cout的等效串联电阻，RL是等效的负载电阻。
本实施例中，开关电路为MOS管，所述MOS管的栅极作为开关电路的控制端，其源极和漏极分别连接电流源IC和地；驱动电路的第一输出端和第二输出端的输出信号反相。
本实施例中所述补偿网络包括第一电阻R1、第一电容C1、第二电容C2和跨导放大器，所述跨导放大器的正向输入端作为所述补偿网络的第一输入端，其负向输入端作为所述补偿网络的第二输入端，其输出端作为所述补偿网络的输出端；第一电阻R1一端和第一电容C1一端串联连接，第一电阻R1的另一端接跨导放大器的输出端，第一电容C1的另一端接地，第二电容C2接在跨导放大器的输出端和地之间。
本实施例的基本信号波形如图4所示，电感电流信号经过由第二电阻RD、第三电容CD和第三电阻RSC组成的电感电流采样网络得到第三电容CD上的电压VcD，与数模转换器产生的基准电压VREF叠加为斜坡信号VRAMP，斜坡信号VRAMP与跨导放大器GM的输出电压信号VC通过第一比较器Icomp进行比较，当VRAMP下降到由VC所决定的第一时，第一比较器Icomp输出逻辑电平信号通过D触发器使上功率管MT导通，下功率管MB关断，从而使电感电流增大，输出电压上升。其中，上功率管MT的导通时间由定时电容CTH和跨导放大器GM输出电压信号VC共同决定，当定时电容CTH的锯齿波信号VSAW达到跨导放大器GM输出电压信号VC时，第二比较器Tcomp输出逻辑电平，使降压变换器的上功率管MT关断，下功率管MB导通。
电感电流信号由第二电阻RD、第三电容CD采样，设电感的直流DC等效电阻(DCR)为RIND，iL为电感电流，则第三电容CD上的电压的s域表达式如式1所示：
其中RIND为电感L的等效直流电阻，从上式可以看出，当L/RIND与RDCD相等时，第三电容CD上的电压代表了电感电流iL，同时第三电容CD电压VCD通过由第三电阻RSC耦合到基准电压VREF上。
系统处于稳态工作时，由于斜坡信号VRAMP均值为基准电压VREF，故跨导放大器GM的输出信号VC约等于基准电压VREF。上功率管MT受控的导通时间TON,VOT由充电电流源IC，定时电容CTH和跨导放大器GM输出电压信号VC共同决定，其表达式如式2所示：
从式2可以看出，本实施例的降压变换器，其开关频率在稳态的时候保持恒定。
控制环路的小信号传输函数如式3所示：
其中，RL表示降压变换器的负载电阻，RC表示输出电容的等效串联电阻，COUT表示输出电容，Ri表示电流采样的等效电阻。ω1＝π/TON，Q1＝2/π表示传输函数双极点的谐振位置和品质因数。另外，双极点位置总是大于二分之一开关频率，且不会移动到右半平面，故本实施例的降压变换器不存在次谐波振荡的问题。
本实施例的降压变换器，其控制环路存在一个位置为1/RLCOUT的低频极点，若输出电容COUT采用陶瓷电容等ESR较小的电容时，环路的零点将移向高频，不影响环路稳定性。本实施例采用II型补偿策略，由第一电阻R1、第一电容C1、第二电容C2和跨导放大器GM组成环路的补偿网络，最终的环路小信号模型如式4所示：
其中gm为跨导放大器GM的跨导值，ro为跨导放大器GM的输出阻抗。合理选择补偿网络元件，使系统的穿越频率小于十分之一的开关频率，且穿越频率处的相位裕度大于60度，则可使本实施例的降压变换器稳定运行。
另外，本实施例的降压变换器包括数模转换器DAC，满足负载系统即时调节供电电压的需求。
恒定导通时间(COT)的降压变换器和本实施例(VOT)的降压变换器的负载阶跃图如图5所示，实验条件为：开关频率1MHz，电感1μH，输出电容47μF，输入电压12V，输出电压1.2V，占空比10％，最小关断时间30ns。在恒定导通时间模式下，由于上功率管MT导通时间固定，故经历了多个周期之后，降压变换器才进入另一个稳态。另外在负载阶跃过程中，由于最小关断时间的存在，使得变换器占空比存在极限，限制了响应速度。当导通时间较小时，占空比限制更为明显。本实施例的降压变换器具有优势，当负载电流ILOAD向上阶跃时，输出电压VOUT下降，这使得跨导放大器GM的输出电压信号VC上升。由于上功率管MT导通时间由VC和VSAW的交点控制，故上功率管MT导通时间以及等效的占空比也随之上升，这使得瞬态响应速度显著提升，输出电压下冲得到了明显的抑制。当负载电流ILOAD向下阶跃时，输出电压VOUT上升，这使得跨导放大器GM的输出电压信号VC下降。由于上功率管MT导通时间由VC和VSAW的交点控制，故上功率管MT导通时间以及等效的占空比也随之下降，这使得瞬态响应速度显著提升，输出电压上冲得到了明显的抑制。本实施例的降压变换器相比于以往的恒定导通时间降压变换器，在负载阶跃的情况下，能以更快的速度完成从一个稳态过度到另一个稳态的过程。
恒定导通时间(COT)的降压变换器和本实施例(VOT)的降压变换器的DVS响应如图6所示，实验条件为：开关频率1MHz，电感1μH，输出电容47μF，输入电压12V，输出电压1.2V，占空比10％，最小关断时间30ns。在负载系统通过数模转换器DAC调节增大基准电压VREF之后，跨导放大器GM输出电压信号VC变化使上功率管MT导通时间达到较大值，故等效的占空比也变大，其输出电压跟随基准电压VREF的速度得到了较大的提升。而传统的恒定导通时间的降压变换器(COT)由于上功率管导通时间固定，故需要经过更多开关周期才能达到跟随的效果。本实施例的降压变换器相比于以往的恒定导通时间降压变换器，在负载系统通过数模转换器DAC调节基准电压VREF后，能以更快的速度完成从一个稳态过度到另一个稳态的过程，即更快的DVS响应速度。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种导通时间受控的降压变换器，包括上功率管(MT)、下功率管(MB)、驱动电路、电感(L)、输出电容(COUT)、D触发器、电流源(IC)、定时电容(CTH)、开关电路、第一比较器(Icomp)和第二比较器(Tcomp)，
上功率管(MT)的漏极连接输入电压(VIN)，其源极接下功率管(MB)的漏极并通过电感(L)和输出电容(COUT)的串联结构后接地，其串联点作为所述降压变换器的输出端；下功率管(MB)的源极接地；开关电路与定时电容(CTH)并联，其并联结构一端接电流源(IC)，另一端接地；开关电路的控制端连接所述D触发器的QN输出端；
其特征在于，所述降压变换器还包括数模转换器、补偿网络以及电感电流采样网络，
所述电感电流采样网络包括第二电阻(RD)、第三电阻(RSC)和第三电容(CD)，第二电阻(RD)和第三电容(CD)串联，其串联点连接所述第一比较器(Icomp)的第一输入端，第二电阻(RD)的另一端接上功率管(MT)的源极，第三电容(CD)的另一端接所述降压变换器的输出端；
所述数模转换器的输入端连接外部控制信号(DIN)，其输出端连接所述补偿网络的第一输入端并通过第三电阻(RSC)后连接所述第一比较器(Icomp)的第一输入端，所述数模转换器根据外部控制信号(DIN)动态的产生基准电压(VREF)；所述补偿网络的第二输入端连接所述降压变换器的输出端，其输出端连接所述第一比较器(Icomp)的第二输入端和所述第二比较器(Tcomp)的第一输入端；所述第二比较器(Tcomp)的第二输入端连接定时电容(CTH)与电流源(IC)的连接点，其输出端连接所述D触发器的清零端；
所述D触发器的时钟信号输入端连接所述第一比较器(Icomp)的输出端，其D输入端连接逻辑高电平，其Q输出端连接所述驱动电路的输入端；所述驱动电路的第一输出端连接所述上功率管(MT)的栅极，其第二输出端连接所述下功率管(MB)的栅极。
2.根据权利要求1所述的导通时间受控的降压变换器，其特征在于，所述开关电路包括MOS管，所述MOS管的栅极作为所述开关电路的控制端，其源极和漏极分别连接所述电流源(IC)和地。
3.根据权利要求1所述的导通时间受控的降压变换器，其特征在于，所述驱动电路的第一输出端和第二输出端的输出信号反相。
4.根据权利要求1所述的导通时间受控的降压变换器，其特征在于，所述补偿网络包括第一电阻(R1)、第一电容(C1)、第二电容(C2)和跨导放大器，所述跨导放大器的正向输入端作为所述补偿网络的第一输入端，其负向输入端作为所述补偿网络的第二输入端，其输出端作为所述补偿网络的输出端；第一电阻(R1)一端和第一电容(C1)一端串联连接，第一电阻(R1)的另一端接跨导放大器的输出端，第一电容(C1)的另一端接地，第二电容(C2)接在跨导放大器的输出端和地之间。
CN201710599469.5A 2017-07-21 2017-07-21 一种导通时间受控的降压变换器 Active CN107147292B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710599469.5A CN107147292B (zh) 2017-07-21 2017-07-21 一种导通时间受控的降压变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710599469.5A CN107147292B (zh) 2017-07-21 2017-07-21 一种导通时间受控的降压变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107147292A CN107147292A (zh) 2017-09-08
CN107147292B true CN107147292B (zh) 2019-03-29

Family

ID=59776536

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710599469.5A Active CN107147292B (zh) 2017-07-21 2017-07-21 一种导通时间受控的降压变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107147292B (zh)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10770961B2 (en) * 2018-04-16 2020-09-08 M3 Technology Inc. Power converter with adjustable ramp
CN109286318B (zh) * 2018-12-13 2023-10-27 深圳市泰德半导体有限公司 开关频率恒定的降压变换器
CN109861527B (zh) * 2019-04-02 2020-04-10 无锡职业技术学院 一种基于迟滞模式控制的开关电源系统
CN112114611B (zh) * 2019-06-21 2022-04-12 圣邦微电子（北京）股份有限公司 一种提高电压模式控制环路瞬态响应速度的电路
CN111262436B (zh) * 2020-03-18 2021-04-23 电子科技大学 一种自适应斜坡补偿的Buck变换器
US11223276B1 (en) * 2020-10-30 2022-01-11 Monolithic Power Systems, Inc. Adaptive constant on time converter and the method thereof
CN112865534B (zh) * 2021-01-21 2022-06-07 西安电子科技大学 一种自适应导通时间控制的Buck变换器
CN114337267A (zh) * 2021-12-28 2022-04-12 Oppo广东移动通信有限公司 一种基于cot架构的电压控制电路、方法及电源设备
CN114640348B (zh) * 2022-03-11 2023-04-25 电子科技大学 一种自适应时间常数匹配的Gm-C滤波电感电流采样电路
CN115001274B (zh) * 2022-05-30 2024-05-24 上海交通大学 输入输出共同调制的自适应斜坡电压型脉冲宽度控制buck转换器
CN116599500B (zh) * 2023-07-17 2023-11-03 上海海栎创科技股份有限公司 一种电压增益信号检测装置和方法
CN117595617B (zh) * 2024-01-18 2024-04-16 成都利普芯微电子有限公司 一种瞬态响应控制电路和开关变换器

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10110122B2 (en) * 2014-04-01 2018-10-23 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Transient performance improvement for constant on-time power converters
US9647558B2 (en) * 2014-05-02 2017-05-09 Intersil Americas LLC System and method for maintaining a constant output voltage ripple in a buck converter in discontinuous conduction mode
CN104201887B (zh) * 2014-09-01 2017-03-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 降压型变换器的过零调节电路及方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN107147292A (zh) 2017-09-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107147292B (zh) 一种导通时间受控的降压变换器
TWI764447B (zh) 降壓-升壓式轉換器及其控制方法
CN103346662B (zh) 一种控制电路、开关变换器及其控制方法
CN101777770B (zh) 降压型功率因数校正器的控制电路
CN102611306B (zh) 开关变换器及其控制电路和控制方法
CN101552560B (zh) 一种开关稳压电路及其控制方法
CN206523802U (zh) 电压调节电路
CN108512422A (zh) 一种固定导通时间控制的降压型dc-dc转换器
CN105356746A (zh) 用于电源变换器的导通时间产生电路及电源变换器
CN102594170A (zh) 一种宽输入电压电源变换器
CN103036432B (zh) 基于纹波的pwm滞环控制方法
CN202475254U (zh) 开关变换器及其控制电路
CN114465474A (zh) 降压-升压转换器和混合控制方法
CN110808681A (zh) 一种无源pfc谐振变换器及其控制方法
CN104159355A (zh) Led驱动电路及其控制电路以及控制方法
CN105790575A (zh) 电压转换电路及其控制方法
CN109617407B (zh) 一种升压式串并联全谐振开关电容变换器
CN115065244A (zh) 四开关升降压变换器的控制电路及优化方法
CN103023314B (zh) 升降压开关电源及其控制器
CN106160458B (zh) 改善瞬态响应的boost电路
CN103501114B (zh) 具有临界导通模式的反激变换器
CN202565159U (zh) 可灵活升压的pfc控制电路
CN102480229B (zh) 一种等比降压开关电源
CN105101539A (zh) Led恒流驱动电路
CN104980023B (zh) 一种输出电压控制电路及具有该电路的电源

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant