CN101777770B - 降压型功率因数校正器的控制电路 - Google Patents

降压型功率因数校正器的控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种降压型功率因数校正器的控制电路，用于控制降压型变流器实现功率因素校正功能；通过控制电路对Buck电路采用变导通时间的电感电流临界断续控制，使开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压的增加而增大；控制Buck电路中电感电流的临界断续工作方式，当电感电流过零时，由于开关管结电容会和电感发生谐振，在结电容电压谐振到谷底时开通开关管。本发明的降压型功率因数校正器的控制电路，其具有高效率、同时能保证整个输入电压范围内的高功率因数、满足IEC61000-3-2 Class C，Class D的谐波要求的特点。

Description

降压型功率因数校正器的控制电路
技术领域
本发明涉及一种降压型功率因数校正器的控制电路，特别是应用于高效率、低输入电流谐波的降压型功率因素校正电路场合。
背景技术
由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在会使输入交流电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求，必须在这些用电设备中加入功率因素校正(power factor correction，PFC)电路。传统的有源功率因素校正电路一般用升压(Boost)拓扑，这是因为Boost拓扑具有控制容易、驱动简单以及在整个工频周期内都可以进行开关工作、输入电流的功率因数可以接近于1的优势。但是Boost电路具有输出电压高的缺点，而且在宽范围输入(90Vac-265Vac)条件下，在低电压段(90Vac-110Vac)效率会比高压段(220Vac-265Vac)低1-3％。在小功率应用场合，降压(Buck)拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率，由于工业上的热设计都是根据效率最低点来设计的，因此Buck拓扑的热设计也比Boost拓扑简单。
目前Buck拓扑作为功率因数校正电路的工作模式主要有断续工作模式以及电流箝位模式(clamped-current buck，CCB)，两者的工作频率都是固定的。前者控制Buck电路的电流始终工作在断续模式，每个开关周期的占空比相同，输入电流峰值跟随输入电压呈正弦变化；后者就是用普通的峰值电流控制方式加上变斜率的斜波补偿实现。但是第一种控制方式下的电流峰值很大，使半导体器件的导通损耗增大，影响效率。第二种控制方式通过合理设计补偿斜波的斜率能实现电流波形接近正弦波，其电路系统结构图如图1所示，图2为该电路的输入电压电流波形，其中iL为Buck电感的电流波形，iavg为输入平均电流的波形，由图可知在电压峰值附近电流处于连续工作状态，会造成二极管的反向恢复损耗，而且输入电流的功率因数很难在全电压输入范围内都保持在0.9以上。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种降压型功率因数校正器的控制电路，其具有高效率、同时能保证整个输入电压范围内的高功率因数、满足IEC61000-3-2Class C，ClassD的谐波要求的特点。本发明通过所提出的PWM控制与电流补偿电路，能够降低Buck型功率因数校正电路中输入电流的高次谐波，并且实现主电路中的开关管的零电压开通。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种降压型功率因数校正器的控制电路，主要用于控制降压型(Buck)变流器实现功率因素校正功能；通过控制电路对Buck电路采用变导通时间的电感电流临界断续控制，使开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压的增加而增大；控制Buck电路中电感电流的临界断续工作方式，当电感电流过零时，由于开关管结电容会和电感发生谐振，在结电容电压谐振到谷底时开通开关管。
作为本发明的降压型功率因数校正器的控制电路的改进：控制电路包括电感电流过零检测电路、延时电路、输出采样与误差放大电路，PWM发生电路和导通时间控制电路。所述的PWM发生电路包含R/S触发器F和比较器CP。所述的导通时间控制电路包括可控电流源ic，一个电容C2和一个开关S1。R/S触发器的正向输出端连接到驱动器输入端，触发器的反向输出端连接到开关S1的控制端。所述的输出采样和误差放大电路的输入可以是输出电路信号，也可以是输出电压信号。采样输出信号(电压或电流)并与基准比较，其输出信号是误差放大信号，该输出连接比较器CP的负向输入端。比较器的正输入端连接到电容C2的正端，电容C2的正端连接到可控电流iC的输出端。比较器的输出连接R/S触发器的R端。所述的电感电流检测电路的输入端为电感电流信号，检测电路的输出接到延时电路，经过延时处理电路后接入RS触发器的置位端(S端)。
作为本发明的降压型功率因数校正器的控制电路的进一步改进：电感电流过零检测电路和延时电路用于保证主开关在其漏源之间的电压在过零或者较低时开通，从而保证主开关管的零电压开通。
作为本发明的降压型功率因数校正器的控制电路的进一步改进：导通时间控制电路控制开关管在一个工频半周内的导通时间，用于实现开关管的导通时间在工频半周内随输入电压增加而增大。
作为本发明的降压型功率因数校正器的控制电路的另一种改进：控制电路包括电感电流过零检测电路、延时电路、输出电压采样与误差放大电路和导通时间控制电路。所述的输出电压采样和误差放大电路包括一个运放1，补偿网络，以及一个基准电源Vref。输出电压经过R1，R2分压后接入运放1的负端，运放1的负端再连接补偿网络的一端，运放1的输出端接比较器1的负端，运放1的正端接基准电源的正端基准电源的另一端接地，补偿网络的另一端接运放1的输出。输出电压调节部分主要用于反馈输出电压信号，通过补偿网络将误差信号放大，作为PWM发生部分的一个基准。
所述的电感电流过零检测电路包括一个耦合绕组L3，二极管D3以及一个下降沿检测电路。耦合绕组L3的一端接地，另一端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极连接下降沿检测电路，下降沿检测电压输出连接R/S触发器的S端。
所述的导通时间控制电路包括恒定电流源充电电路和锯齿波补偿电路。所述的恒定电流源充电电路包括两个PNP三极管Q2与Q3，四个电阻R3，R4，R5，R6，一个电容C2，一个二极管D2。其中电阻R5一端连接电源Vcc，另一端连接R3，R6的一端连接Vcc，另一端连接Q2的射极，Q2的基极连接R3，R5的一端，集电极连接电容C2，电容C2的一端连接二极管D2的阳极，另一端接地，D2的阴极连接三极管的射极，Q3的集电极接地，基极连接R4的一端。所述的锯齿波补偿电路包括一个耦合绕组L2，一个二极管D4，一个电阻R7以及一个NPN三极管Q1。其中L2的一端接地，另一端接D4的阳极，D4的阴极接电阻R7的一端，R7的另一端连接三极管Q1的基极。Q1的集电极连接比较器1的正端，射极接地。所述的PWM发生电路包括一个R/S触发器，一个比较器1，其中R/S触发器的S端连接下降沿检测电路的输出，R端连接比较器1的输出，Q端连接自举驱动芯片用于驱动开关管，比较器的正端连接电容C2的一端。
作为本发明的降压型功率因数校正器的控制电路的进一步改进：对于浮地输出的Buck，进行输出电压采样和反馈控制。输出电压采样电路与控制电路是浮地。所述的电压采样电路包括四个电阻R1，R2，R7，R8和一个PNP三极管Q1。其中R2的一端连接电容Co的正端，另一端连接R1的一端，R1的另一端连接输出电容Co的负端。R7的一端连接输出电容过的正端，另一端连接三极管Q1的发射极，Q1的基极连接R1与R2的连接点，Q1的集电极连接R4的一端，R8的另一端接地。
本发明的主要技术方案包括：通过控制电路对Buck电路采用变导通时间的电感电流临界断续控制，即使开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压的增加而增大，从而可以使输入侧电流的平均值在一定范围内较好的跟踪输入电压，降低输入侧的高次电流谐波。通过控制电路保证Buck电路中电感电流的临界断续工作方式，当电感电流过零时，由于开关管结电容会和电感发生谐振，在结电容电压谐振到谷底时开通开关管就实现了主开关的谷底电压附近或者零电压开通。所述的控制电路包括输出采样和误差放大电路，电感电流过零检测电路，延时电路和导通时间控制电路。所述的电感电流过零检测电路和延时电路是为了保证主开关在其漏源之间的电压在过零或者较低时开通，从而保证主开关管的零电压开通。所述的导通时间控制电路主要控制开关管在一个工频半周内的导通时间，其目的是为了实现开关管的导通时间在工频半周内随输入电压增加而增大。
参照图3对本发明所述的技术方案进行描述。图3为本发明采用的Buck PFC电路系统结构图和控制方案的实施框图，图中所示的电路系统结构图包括AC输入电源，整流桥B，降压Buck主电路，电感电流过零检测电路，延时电路，输出采样与误差放大电路和导通时间控制电路，PWM发生电路。其中所述的Buck主电路包括一个开关管S，一个二极管D，一个电感L，一个电容Co以及一个负载电阻RL。所述的PWM发生电路包含R/S触发器F和比较器CP。所述的导通时间控制电路包括可控电流源ic，一个电容C2和一个开关S1。R/S触发器的正向输出端连接到驱动器输入端，触发器的反向输出端连接到开关S1的控制端。其中所述的可控电流源的大小随着整流桥后的电压Vin的增大而减小，以此实现占空比随输入电压增大而增加的关系。其中AC输入电源连接整流桥交流输入，整流桥正端输出连接开关管S的源极，开关管S的漏极连接二极管D的阴极和电感L的一端，电感L的另一端连接电容Co的正端。所述的输出采样和误差放大电路用于采样输出电压或者输出电流并与基准比较，其输出为运放的误差放大信号，该信号连接比较器的负端。通过输出采样电路来反馈输出电压或者输出电流从而获得不同的输出特性。比较器的正端连接一个电容C2的正端，电容C2正端由一个可控电流源充电，可控电流源的电流随着输入电压增大而减小，比较器的输出连接RS触发器的R端，当电容上的锯齿波电压上升到误差放大电路的输出VEAO时，RS触发器输出低电平，通过驱动电路关断S，同时RS触发器的反向输出高电平，开通S1，对电容C2进行放电，在开关管关断时C2上的电压Vramp为零。所述的延时电路将电感电流过零检测电路的输出信号延时输出，该延时电路的延时时间为电容与电感谐振周期的1/4，其中电容为开关管S漏源极结电容与二极管D的寄生电容之和，电感为Buck主电感。所述的电感电流检测电路的输入端为电感电流信号，检测电路的输出接到延时电路，经过延时处理后接入RS触发器的置位端(S端)。当电感电流过零时，S漏源极电压Vds会因为谐振而下降，经过谐振周期的1/4之后刚好能够到达电压最低值，此时开通S其开关损耗最低。
本发明的控制电路方案可以用在与输入共地，也可以与输入共正极——即浮地输出的Buck电路。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1)相比传统Boost PFC，其低压输入(90Vac)时的效率高，高效率更有利于热设计，进一步减小产品体积。
2)相比传统Buck PFC控制，该种控制方式能够实现Buck开关管的零电压开通，并且没有二极管反向恢复问题，能够具有更高效率。
3)通过引入斜波补偿部分，能够控制开关管的导通时间随输入电压变化，使输入电流波形更接近正弦波，减小输入电流的谐波成分，满足IEC61000-3-2Class C，Class D的标准。
综上所述，本发明属于提出了Buck拓扑作为功率因素校正器的控制电路，运用该控制电路能够实现Buck电路开关管的零电压开通，消除了高压续流二极管的反向恢复损耗，通过控制导通时间随输入电压的增大而增大，能够降低输入电流谐波。因此相对于传统的两种Buck PFC电路控制方法来说电路具有更高的效率，同时能保证整个输入电压范围内的高功率因数，满足IEC61000-3-2的谐波要求。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。
图1是传统Buck PFC电路系统结构图；
图2是图1所示电路主要波形图；
图3Buck PFC电路系统结构图和控制方案的实施框图；
图4是图3所示电路主要波形图；
图5是本发明具体电路实施例1；
图6是图5所示主要电路波形图；
图7是图5未加入锯齿波补偿电路的主要波形图；
图8是图7输入电流谐波含量图；
图9是图5输入电流谐波含量图；
图10是本发明具体电路实施例2。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
参照图4，其为图3所示电路主要波形图，其中图4(a)为C2上电压Vramp与误差放大器输出电压VEAO波形图，图4(b)为开关管驱动Vgs波形图，由图可知，当Vramp电压上升到VEAO时，驱动Vgs变低。图4(c)为开关管的电流波形，开关管开通时电流线性上升，关断时电流为零，电感电流线性下降。图4(d)为输入电流平均值，也就是是开关管电流iQ的平均值。
参照图5，即为本发明的具体电路实施例1，Buck电路的开关管驱动由自举芯片提供，buck的输出与输入共地，对输出电压进行反馈控制。图中所述的输出电压采样和误差放大电路包括一个运放1，补偿网络，以及一个基准电源Vref。输出电压经过R1，R2分压后接入运放1的负端，运放1的负端再连接补偿网络的一端，运放1的输出端接比较器1的负端，运放1的正端接基准电源的正端基准电源的另一端接地，补偿网络的另一端接运放1的输出。输出电压调节部分主要用于反馈输出电压信号，通过补偿网络将误差信号放大，作为PWM发生部分的一个基准。
所述的电感电流过零检测电路包括一个耦合绕组L3，二极管D3以及一个下降沿检测电路。耦合绕组L3的一端接地，另一端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极连接下降沿检测电路，下降沿检测电压输出连接R/S触发器的S端。当开关管关断，电感上承受的电压为Vo，电感L1电流下降，耦合绕组上感应出的电压VL3为正，二极管D3导通。当电感电流下降到零时，耦合绕组L3上电压变为零，通过下降沿检测电路检测，就能够在电感电流过零的时候产生一个高电平，该电平能够使开关管导通，实现电感电流过零开通。
所述的导通时间控制电路包括恒定电流源充电电路和锯齿波补偿电路。所述的恒定电流源充电电路包括两个PNP三极管Q2与Q3，四个电阻R3，R4，R5，R6，一个电容C2，一个二极管D2。其中电阻R5一段连接电源Vcc，另一端连接R3，R6的一端连接Vcc，另一端连接Q2的射极，Q2的基极连接R3，R5的一端，集电极连接电容C2，电容C2的一端连接二极管D2的阳极，另一端接地，D2的阴极连接三极管的射极，Q3的集电极接地，基极连接R4的一端。电流源充电电路在一个开关周期内能够给C2以恒定电流充电，当门极驱动关断时，三极管Q3导通，电容C2通过D2放电。所述的锯齿波补偿电路包括一个耦合绕组L2，一个二极管D4，一个电阻R7以及一个NPN三极管Q1。其中L2的一端接地，另一端接D4的阳极，D4的阴极接电阻R7的一端，R7的另一端连接三极管Q1的基极。Q1的集电极连接比较器1的正端，射极接地。该导通时间控制电路通过锯齿波补偿电路来改变C2的充电电流，所述的锯齿波补偿电路实现了可变电流源与输入电压的变化关系，从而实现S导通时间可变。
所述的PWM发生电路包括一个R/S触发器，一个比较器1，其中R/S触发器的S端连接RC延时电路的输出，R端连接比较器1的输出，Q端连接自举驱动芯片用于驱动开关管，比较器的正端连接电容C2的一端。当下降沿检测电路检测到下降沿时，R/S触发器输出高电平，当C2上的电压达到VEAO时，比较器输出高，R/S触发器输出为低，开关管驱动关断。
参照图6，其为图5实现的变导通时间法主要波形图，图6(a)为输入电压波形，图6(b)为开关管门极驱动波形Vgs，图6(c)为C2上电压Vramp与误差放大器输出电压VEAO波形图，图6(d)为耦合绕组L2上的电压，在输入电压峰值附近，VL2上耦合出的正电压越大。图6(e)为恒流源ih和补偿电流ir，ih的电流由分压电阻R3，R5以及限流电阻R6决定，ir的电流随VL2耦合出的正电压改变，在输入电压峰值点附近，ir的电流越大。图6(f)为C2上的充电电流ic，图6(c)中Vramp的斜率由充电电流ic决定，在输入电压峰值附近，ic减小，Vramp的斜率变小，开关管门极驱动信号变大，换句话说，通过ir抽取恒流充电电流，使ic随输入电压V年变化，实现了随输入变化的可变电流源ic。由于ic的大小影响Vramp，使Vramp的斜率变化，从而改变开关管的导通时间，实现变导通时间控制。
参照图7，其为未加补偿电流源时，控制的电路主要波形，其中图7(a)为C2上电压Vramp与误差放大器输出电压VEAO波形图，图7(b)为开关管驱动Vgs波形图，图7(c)为开关管的电流波形，开关管开通时电流线性上升，关断时电流为零，电感电流线性下降。图7(d)为输入电流平均值，也就是是开关管电流iQ的平均值。图中由于不加入电流源补偿，锯齿波的斜率是相同的，锯齿波上升到VEAO时关断开关管，此时在一个工频周期内开关管的导通时间是固定的，输入电流的波形如图7(c)所示，其谐波含量较大。
参照图8，其为未采用本发明补偿部分的输入电流谐波含量图，Buck PFC的输入电压为220V，输出电压为80V，可以看到7次，9次谐波含量均已经超过IEC61000-3-2Class-C中对照明类电源的谐波含量限制。
参照图9，其为本发明实现的输入电流谐波含量图，经过补偿，输入电流更接近正弦波，其能够很好的IEC61000-3-2 Class-C中的谐波含量限制。
参照图10，所述的浮地输出方案电路系统结构图即为本发明的实施例2，其中Buck电路采用浮地输出方案，输出端与输入端不共地，开关管不需要自举驱动芯片。通过采样输出电压反馈获得稳定的输出。控制电路相比实施例1(图5)改变了输出电压采样电路和开关管驱动电路。由于S的源极接地，因此器驱动信号无需自举。输入端AC经整流桥之后连接二极管D的阴极和电容的正端，二极管D的阳极连接开关管S的漏极，电容的负端连接电感的一端，电感的另一端连接开关管S的漏极，开关管S的源极接地。所述的电压采样电路包括四个电阻R1，R2，R7，R8和一个PNP三极管Q1。其中R2的一端连接电容Co的正端，另一端连接R1的一端，R1的另一端连接输出电容Co的负端。R7的一端连接输出电容过的正端，另一端连接三极管Q1的发射极，Q1的基极连接R1与R2的连接点，Q1的集电极连接R8的一端，R8的另一端接地。图10的其余部分同实施例1，这里不再赘述。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种Buck型功率因数校正器的控制电路，用于控制Buck变流器实现功率因数校正功能；其特征在于： 
通过控制电路对Buck变流器采用变导通时间的电感电流临界断续控制，使开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压的增加而增大； 
控制Buck变流器中电感电流的临界断续工作方式，当电感电流过零时，由于开关管结电容会和电感发生谐振，在结电容电压谐振到谷底时开通开关管； 
所述控制电路包括电感电流过零检测电路、延时电路、输出采样与误差放大电路、PWM发生电路和导通时间控制电路；所述PWM发生电路包含R/S触发器F和比较器CP；所述导通时间控制电路包括可控电流源ic、一个电容C2和一个开关S1，R/S触发器F的正向输出端连接到Buck变流器中主开关管的驱动电路的输入端，R/S触发器F的反向输出端连接到开关S1的控制端；所述输出采样与误差放大电路的输入为Buck变流器的输出电流信号或输出电压信号；Buck变流器的输出信号经过输出采样与误差放大电路后，连接比较器CP的负向输入端；比较器CP的正输入端连接到电容C2的正端，电容C2的正端连接到可控电流源ic的输出端；比较器CP的输出连接R/S触发器F的R端；所述电感电流过零检测电路的输入端为电感电流信号，检测电路的输出接到延时电路，经过延时电路后接入R/S触发器F的置位端。 
2.根据权利要求1所述的Buck型功率因数校正器的控制电路，其特征在于：所述电感电流过零检测电路和延时电路用于保证所述开关管在其漏源之间的电压过零或者较低时开通，从而保证所述开关管的零电压开通。 
3.根据权利要求2所述的Buck型功率因数校正器的控制电路，其特征在于：所述导通时间控制电路控制开关管在一个工频半周内的导通时间，用于实现开关管的导通时间在工频半周内随输入电压增加而增大。 
4.一种Buck型功率因数校正器的控制电路，用于控制Buck型变流器实现功率因数校正功能；其特征在于： 
通过控制电路对Buck型变流器采用变导通时间的电感电流临界断续控制，使开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压的增加而增大；控制Buck型变流器中电感电流的临界断续工作方式，当电感电流过零时，由于开关管结电容会和电感发生谐振，在结电容电压谐振到谷底时开通开关管； 
所述控制电路包括电感电流过零检测电路、延时电路、输出采样与误差放大电路和导通时间控制电路；所述输出采样与误差放大电路包括一个运放1、补偿网络以及一个基准 电源Vref；输出电压经过分压电阻R11、R12分压后接入运放1的负端，运放1的负端再连接补偿网络的一端，运放1的输出端接比较器1的负端，运放1的正端接基准电源Vref的正端，基准电源Vref的另一端接地，补偿网络的另一端接运放1的输出；输出采样与误差放大电路用于反馈输出电压信号，通过补偿网络将误差信号放大，作为PWM发生部分的一个基准； 
所述电感电流过零检测电路包括一个耦合绕组L3、二极管D3以及一个下降沿检测电路；耦合绕组L3的一端接地，另一端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极连接下降沿检测电路，下降沿检测电路的输出连接R/S触发器F的S端； 
所述导通时间控制电路包括恒定电流源充电电路和锯齿波补偿电路；所述恒定电流源充电电路包括两个PNP三极管Q2与Q3，四个电阻R3、R4、R5、R6，一个电容C2，一个二极管D2；其中电阻R5一端连接电源Vcc，另一端连接R3，R6的一端连接Vcc，另一端连接Q2的射极，R3的另一端接地，Q2的基极连接R3和R5的连接点，Q2的集电极连接电容C2的一端，同时连接到二极管D2的阳极和比较器1的正端输入端，电容C2的另一端接地，D2的阴极连接三极管Q3的射极，Q3的集电极接地，基极连接R4的一端，R4的另一端连接到R/S触发器F的输出Q端；所述锯齿波补偿电路包括一个耦合绕组L2、一个二极管D4、一个电阻R7以及一个NPN三极管Q1；其中L2的一端接地，另一端接D4的阳极，D4的阴极接电阻R7的一端，R7的另一端连接三极管Q1的基极；Q1的集电极连接比较器1的正端，射极接地；PWM发生电路包括R/S触发器F和比较器1，其中R/S触发器F的S端连接下降沿检测电路的输出，R端连接比较器1的输出，Q端连接自举驱动芯片用于驱动Buck型变流器的开关管。 
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