CN202652059U - 功率因数校正控制电路及包含其的功率因数校正装置 - Google Patents

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谢小高
叶美盼
吴建兴
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Abstract

本实用新型提供了一种功率因数校正控制电路及包含其的功率因数校正装置。功率因数校正控制电路，包括：输入电压采样电路，用于对变换器输入信号进行采样；输出电压/电流反馈电路，用于对输出端口的电压/电流进行反馈；相角检测比较器，其正输入端连接输入电压采样电路的输出端，其负输入端接收基准电压；误差放大网络，用于对输出电压/电流反馈电路输出的采样信号进行放大；PFC控制器，其第一输入端与相角检测比较器的输出端相连，其第二输入端接收误差放大网络产生的误差放大信号；逻辑及驱动电路，根据相角检测比较器输出的比较结果和PFC控制器输出的驱动信号产生控制信号。本实用新型适用于集成的Buck/Buck-boost PFC电路和Buck/Flyback PFC电路。

Description

功率因数校正控制电路及包含其的功率因数校正装置
技术领域
本实用新型涉及一种功率因数校正控制电路及包含其的功率因数校正装置，尤其涉及适用于集成的Buck/Buck-boost PFC电路和集成的Buck/Flyback PFC电路的功率因数校正控制电路。
背景技术
由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在会使输入交流电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2中所规范的谐波要求，必须在这些用电设备中加入功率因数校正装置（PFC）。
传统的有源功率因数校正电路一般采用升压（Boost）拓扑、升降压（Buck-boost）拓扑或降压型（Buck）拓扑。其中，Boost拓扑具有控制容易、驱动简单、在整个工频周期内都可以进行开关工作、输入电流的功率因数可以接近于1等特点。但是Boost拓扑电路具有输出电压高的缺点，而且在宽范围输入（90Vac-265Vac）条件下，在低电压段（90Vac-110Vac）的效率比高电压段（220Vac-265Vac）低1-3%。而采用Buck-boost拓扑，电路损耗相对Buck拓扑会大一些。在小功率应用场合，Buck拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率。由于工业上的热设计都是根据效率最低点来设计的，因此Buck拓扑的热设计也比Boost拓扑和Buck-boost拓扑简单。所以，目前Buck拓扑被越来越多地用到工业产品中，如中小功率的直流-直流变换器的前级PFC电路或者单级LED驱动器等。
图1示出了现有技术中的一种Buck PFC电路结构，包括：整流桥10，接收输入信号Vac；输入电容Cin，连接在整流桥10的两个输出端之间；电感L，其一端连接整流桥10的一个输出端，其另一端连接输出电容Co的一端；输出电容Co，其一端连接电感L的另一端，其另一端连接开关管Q1的输入端；负载Rload，并联在输出电容Co的两端；二极管Do，阴极连接整流桥10的一个输出端，阳极连接开关管Q1的输入端；开关管Q1，输出端连接整流桥10的另一个输出端，控制端连接PFC控制电路11的输出端。
然而，以图1为例的Buck拓扑应用于PFC电路，在整流后的输入电压Vin小于输出电压Vo的区间内，输入电流iac为零，如图2所示，这段死区时间极大程度地增加了输入电流谐波，影响了网侧输入功率因数。
通过对传统的Buck PFC电路进行改进，如改进成图3所示的集成的Buck/Buck-boost PFC电路或改进成如图4所示的集成的Buck/Flyback PFC电路，再结合适当的控制方式，可消除上述Buck PFC电路中输入电流的死区问题，从而提高网侧输入功率因数。
然而目前没有针对集成的Buck/Buck-boost PFC和集成的Buck/Flyback PFC这种基于双开关结构的Buck型电路，尚无可用的功率因数校正控制电路或专用的集成芯片。
实用新型内容
本实用新型要解决的技术问题是提供一种适用于集成的Buck/Buck-boost PFC电路和集成的Buck/Flyback PFC电路的改进的功率因数校正控制电路及包含其的功率因数校正装置，使得在输入电压小于输出电压的区间内，上述两种电路的网侧输入电流并不为零，有利于提高功率因数。
为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种功率因数校正控制电路，配置为与变换器配合使用，包括：
输入电压采样电路，用于对所述变换器的输入信号进行采样；
输出电压/电流反馈电路，用于对所述变换器的输出端口的电压/电流进行反馈；
相角检测比较器，其正输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，其负输入端接收基准电压；
误差放大网络，其输入端与所述输出电压/电流反馈电路的输出端相连，用于对所述输出电压/电流反馈电路输出的采样信号进行放大后产生误差放大信号；
PFC控制器，其第一输入端与所述相角检测比较器的输出端相连，其第二输入端接收所述误差放大网络产生的误差放大信号；
逻辑及驱动电路，连接所述PFC控制器的输出端和相角检测比较器的输出端，根据所述相角检测比较器输出的比较结果和所述PFC控制器输出的驱动信号产生控制信号并输出至所述变换器。
可选地，所述基准电压由第一基准电压源产生或者通过对所述变换器输出端口的电压/电流采样产生。
可选地，所述误差放大网络包括：
电阻，其第一端连接所述输出电压/电流反馈电路的输出端；
误差放大器，其负输入端连接所述电阻的第二端；
第二基准电压源，其一端连接所述误差放大器的正输入端，另一端接地；
电容，其一端连接所述误差放大器的负输入端，另一端连接所述误差放大器的输出端。
可选地，所述逻辑及驱动电路包括：
反相器，其输入端连接所述相角检测比较器的输出端；
第一与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
第二与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
其中，所述第一与门和第二与门的输出端产生所述控制信号。
可选地，所述逻辑及驱动电路还包括：
第一驱动电路，其输入端连接所述第一与门的输出端，其输出端对所述控制信号缓冲后输出。
可选地，所述逻辑及驱动电路还包括：
第二驱动电路，其输入端连接所述第二与门的输出端，其输出端对所述控制信号缓冲后输出。
本实用新型还提供给了一种功率因数校正装置，包括上述任一项所述的功率因数校正控制电路以及与其耦合的变换器。
可选地，所述变换器包括：交流输入电源、变压器原边整流电路、变压器副边整流电路、变压器、输出二极管、第一开关管、第二开关管、输出电容器、负载，其中，所述交流输入电源两端连接所述变压器原边整流电路的输入端，所述变压器原边整流电路的输出端连接所述变压器原边绕组的同名端，所述变压器原边整流电路将输入的交流电压整流成波形为正弦半波的电压波形，所述变压器副边绕组的异名端连接所述输出电容的正端和负载的一端，所述输出电容的负端连接所述负载的另一端，所述第一开关管的漏极连接所述输出二极管的阳极，所述第一开关管的源极连接所述第二开关管的源极，所述变压器原边绕组的异名端连接所述第二开关管的漏极，所述变压器副边整流电路的一端连接所述第一开关管的源极，另一端连接所述变压器副边绕组的同名端，所述变压器副边整流电路将输入的交流电压整流成波形为正弦半波的电压波形，所述第一开关管和第二开关管的栅极接收所述功率因数校正控制电路输出的控制信号。
可选地，所述变压器副边整流电路包括：
第一二极管，其阴极连接所述变压器副边绕组的同名端；
第二二极管，其阴极连接所述变压器副边绕组的同名端；
第三二极管，其阴极连接所述第一二极管的阳极，其阳极连接所述第一开关管的源极；
第四二极管，其阴极连接所述第二二极管的阳极，其阳极连接所述第一开关管的源极；
所述变压器原边整流电路包括：
第五二极管，其阳极连接所述交流输入电源的一端，其阴极连接所述变压器原边绕组的同名端；
第六二极管，其阳极连接所述交流输入电源的另一端，其阴极连接所述变压器原边绕组的同名端。
可选地，所述变换器包括：
电感，其第一端连接输入信号的正端；
第一开关管，其输入端连接所述电感的第二端，其输出端连接所述输入信号的负端；
二极管，其阴极连接所述输入信号的正端；
第二开关管，其输入端连接所述二极管的阳极，其输出端连接所述输入信号的负端；
其中，所述电感的第二端和所述第二开关管的输入端作为所述变换器的输出端口，所述第一开关管和第二开关管的控制端接收外部的控制信号。
可选地，所述变换器还包括：连接于所述输出端口的负载。
可选地，所述负载为电阻负载、蓄电池或LED。
可选地，所述变换器还包括：连接于所述输出端口的输出电容。
可选地，所述变换器还包括：整流桥，所述输入信号为交流信号经由所述整流桥整流后得到的正弦半波电压信号。
与现有技术相比，本实用新型具有以下优点：
本实用新型适用于集成的Buck/Buck-boost PFC电路和集成的Buck/FlybackPFC电路，通过对这两种电路的控制可实现网侧输入电流的高功率因数，本实用新型可以通过对现有功率因数校正控制电路改进实现。
附图说明
图1是现有技术中一种Buck PFC电路的电路图；
图2是图1所示的Buck PFC电路的信号波形图；
图3是集成的Buck/Buck-boost PFC变换器电路图；
图4是集成的Buck/Flyback PFC变换器电路；
图5是本实用新型实施例的功率因数校正控制电路的电路图；
图6是应用本实用新型实施例的功率因数校正控制电路的一种功率因数校正装置的电路图；
图7为图5所示的功率因数校正控制电路的信号波形图；
图8为图6中功率因数校正控制电路所控制的变换器的信号波形图；
图9为应用本实用新型实施例的功率因数校正控制电路的另一种功率因数校正装置的电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图对本实用新型作进一步说明，但不应以此限制本实用新型的保护范围。
图5示出了本实施例的功率因数校正控制电路，该功率因数校正控制电路配置为与集成的Buck/Buck-boost PFC变换器电路和集成的Buck/Flyback PFC变换器电路配合使用。该功率因数校正控制电路包括：输入电压采样电路104，用于对Vin端口的输入信号Vin进行采样；输出电压/电流反馈电路105，用于对FB端口的电压/电流进行反馈；相角检测比较器Uc，其正输入端连接输入电压采样电路104的输出端，其负输入端接收基准电压；误差放大网络101，其输入端与输出电压/电流反馈电路105的输出端相连，用于对输出电压/电流反馈电路105输出的采样信号进行放大后产生误差放大信号；PFC控制器102，其第一输入端与相角检测比较器Uc的输出端相连，其第二输入端接收误差放大网络101产生的误差放大信号；逻辑及驱动电路103，连接PFC控制器102的输出端和相角检测比较器Uc的输出端，根据相角检测比较器Uc输出的比较结果和PFC控制器102输出的驱动信号产生控制信号，以切换变换器中的第一开关管和第二开关管的导通和关断状态。
其中，相角检测比较器Uc负输入端接收的基准电压可以由第一基准电压源Vcri产生，或者通过对变换器输出端口的电压/电流采样产生。
进一步，误差放大网络101可以包括：电阻Rf，其第一端连接输出电压/电流反馈电路105的输出端；误差放大器Uf，其负输入端连接电阻Rf的第二端；第二基准电压源Vref，其一端连接误差放大器Uf的正输入端，另一端接地；电容Cf，其一端连接误差放大器Uf的负输入端，另一端连接误差放大器Uf的输出端。
进一步，逻辑及驱动电路103可以包括：反相器Uk，其输入端连接相角检测比较器Uc的输出端；第一与门Ua，其第一输入端连接反相器Uk的输出端，其第二输入端连接PFC控制器102的输出端；第二与门Ub，其第一输入端连接反相器Uk的输出端，其第二输入端连接PFC控制器102的输出端；第一驱动电路Drv1，其输入端连接第一与门Ua的输出端，其输出端连接控制电路输出端口VG1，用于产生控制信号中的一路信号；第二驱动电路Drv2，其输入端连接第二与门Ub的输出端，其输出端连接控制电路输出端口VG2，用于产生控制信号中的另一路信号。
其中，PFC控制器102可以是传统的任意一种功率因数校正控制电路。
图6示出了本实施例的控制电路与集成的Buck/Buck-boost PFC变换器主电路构成的功率因数校正装置的电路图，其中变换器主电路为集成的Buck/Buck-boostPFC变换器电路，其主要包括：整流桥B1、电感L、第一开关管Q2、第二开关管Q1、二极管Do、输出电容Co、负载Rload。其中，整流桥B1的两个输入端分别接交流输入两端，整流桥B1的正输出端连接电感L的第一端，电感L的第二端作为输出端口的一端来连接输出电容Co和负载Rload的一端；第一开关管Q2的输入端连接电感L的第二端，输出端连接整流桥B1的负输出端，控制端接收外部的控制信号；二极管Do的阴极连接整流桥B1的正输出端，阳极连接第二开关管Q1的输入端；第二开关管Q1的输入端连接二极管Do的阳极，输出端连接整流桥B1的负输出端，控制端接收外部的控制信号，第二开关管Q1的输入端作为输出端口的另一端来连接输出电容Co和负载Rload的另一端，整流桥B1的负输出端、第一开关管Q2的输出端和第二开关管Q1的输出端接地。
第一开关管Q2可以是各种适当类型的开关器件，优选为MOSFET晶体管、三极管和IGBT晶体管。
第二开关管Q1可以是电流单向流动的开关器件或组合开关电路，优选为三极管、MOSFET晶体管和二极管组成的单向开关、IGBT晶体管和二极管组成的单向开关。
负载Rload可以是电阻负载、蓄电池、LED或者后级电路等。
输出电容Co可以在某些具体实施例中省去，如负载Rload为蓄电池或LED时可以省去。
其中，控制电路为上述实用新型中所描述的电路结构，内部连接图如前文所述。控制电路的Vin端口接变换器主电路整流桥B1的正输出端，控制电路的FB端口接输出反馈信号，控制电路的VG1端口连接变换器主电路第二开关管Q1的控制端，控制电路的VG2端口连接主电路第一开关管Q2的控制端。
图6所示的功率因数校正装置在工作时的主要信号波形如图7所示，获得的输入电流波形如图8所示。
图6所示的功率因数校正装置的工作过程大致如下：交流输入信号Vac经整流桥B1之后产生正向交流半波电压信号Vin，输入电压采样电路104检测到的交流半波电压信号Vin与设定的电压基准Vcri（Vcri一般设定使得当输入电压Vin高于或低于输出电压Vo时进行两种工作模式的切换，如图8所示）进行比较，产生比较结果Vph；逻辑及驱动电路103根据比较结果Vph以及PFC控制器102产生的驱动信号VG产生三极管Q1和MOS管Q2的驱动信号VG1和VG2；在交流半波电压信号Vin小于输出电压Vo的区间，驱动信号VG1为0，三极管Q1处于常关状态，驱动信号VG2信号与VG相同，控制MOS管Q2不停通断，使变换器工作在Buck-boost模式；在交流半波电压信号Vin大于输出电压Vo的区间，驱动信号VG2为0，MOS管Q2处于常关状态，驱动信号VG1信号与VG相同，控制三极管Q1不停通断，使变换器工作在Buck模式；误差放大网络101将检测到的输出电压信号与设定的基准信号（本实施例中具体为基准电压Vref）进行比较，当反馈的输出信号k2·VFB（VFB为FB端口电压）低于基准电压Vref时，误差放大器Uf的输出电压上升，经PFC控制器105使得输出信号VG的占空比增加。
反之，当反馈的输出信号k2·VFB高于基准电压Vref时，误差放大器Uf输出电压下降，经PFC控制器102使得输出信号VG的占空比减小，从而实现对输出电压或输出电流的稳压或恒流。
图9所示为本实施例的控制电路与集成的Buck/Flyback PFC变换器主电路构成的功率因数校正装置的实施例电路图，其中变换器主电路包括：交流输入电源Vac、变压器原边整流电路、变压器副边整流电路、变压器T、输出二极管Do、开关管Q1、开关管Q2，输出电容器Co以及负载Rload，变压器原边整流电路主要用于将输入的交流电压整流成波形为正弦半波的电压波形，变压器副边整流电路主要用于将输入的交流电压整流成波形为正弦半波的电压波形，本实施例中，所述变压器副边整流电路具体包括二极管D1至D4，变压器原边整流电路包括二极管D5至D6。
其中，交流输入电源Vac的一端接二极管D1的阳极、二极管D3的阴极和二极管D5的阳极，交流输入电源Vac的另一端接二极管D2的阳极、二极管D4的阴极和二极管D6的阳极，二极管D1的阴极接二极管D2的阴极、输出二极管Do的阴极和变压器T副边绕组的同名端，变压器T副边绕组的异名端接输出电容器Co的正端和负载Rload的一端，输出电容器Co的负端接负载Rload的另一端、开关管Q1的漏极和输出二极管Do的阳极，二极管D3的阳极接二极管D4的阳极、开关管Q1的源极和开关管Q2的源极，二极管D5的阴极接二极管D6的阴极和变压器T原边绕组的同名端，变压器T原边绕组的异名端接开关管Q2的漏极。
其中，控制电路为本实施例的电路结构，内部连接图如前文所述。控制电路的Vin端口接主电路整流桥的正输出端，控制电路的FB端口接输出反馈信号，控制电路的VG1端口连接主电路第二开关管Q1的控制端，控制电路的VG2端口连接主电路第一开关管Q2的控制端。
图9所示的功率因数校正装置的工作过程大致如下：交流输入信号Vac经二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4整流之后产生正向交流半波电压信号Vin1，输入电压采样电路104检测到的交流半波电压信号Vin1与设定的电压基准Vcri进行比较，产生比较结果Vph；逻辑及驱动电路103根据比较结果Vph以及PFC控制器102产生的驱动信号VG产生开关管Q1和开关管Q2的驱动信号VG1和VG2；在交流半波电压信号Vin小于输出电压Vo的区间，驱动信号VG1为0，三极管Q1处于常关状态，驱动信号VG2信号与VG相同，控制开关管Q2不停通断，使变换器工作在Flyback模式；在交流半波电压信号Vin大于输出电压Vo的区间，驱动信号VG2为0，开关管Q2处于常关状态，驱动信号VG1信号与VG相同，控制三极管Q1不停通断，使变换器工作在Buck模式；误差放大网络101将检测到的输出电压信号与设定的基准信号（本实施例中具体为基准电压Vref）进行比较，当反馈的输出信号k2·VFB低于基准电压Vref时，误差放大器Uf的输出电压上升，经PFC控制器105使得输出信号VG的占空比增加。
反之，当反馈的输出信号k2·VFB高于基准电压Vref时，误差放大器Uf输出电压下降，经PFC控制器102使得输出信号VG的占空比减小，从而实现对输出电压或输出电流的稳压或恒流。
本实用新型虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本实用新型，任何本领域技术人员在不脱离本实用新型的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本实用新型的保护范围应当以本实用新型权利要求所界定的范围为准。

Claims (14)

1.一种功率因数校正控制电路，配置为与变换器配合使用，其特征在于，包括：
输入电压采样电路，用于对所述变换器的输入信号进行采样；
输出电压/电流反馈电路，用于对所述变换器的输出端口的电压/电流进行反馈；
相角检测比较器，其正输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，其负输入端接收基准电压；
误差放大网络，其输入端与所述输出电压/电流反馈电路的输出端相连，用于对所述输出电压/电流反馈电路输出的采样信号进行放大后产生误差放大信号；
PFC控制器，其第一输入端与所述相角检测比较器的输出端相连，其第二输入端接收所述误差放大网络产生的误差放大信号；
逻辑及驱动电路，连接所述PFC控制器的输出端和相角检测比较器的输出端，根据所述相角检测比较器输出的比较结果和所述PFC控制器输出的驱动信号产生控制信号并输出至所述变换器。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正控制电路，其特征在于，所述基准电压由第一基准电压源产生或者通过对所述变换器输出端口的电压/电流采样产生。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正控制电路，其特征在于，所述误差放大网络包括：
电阻，其第一端连接所述输出电压/电流反馈电路的输出端；
误差放大器，其负输入端连接所述电阻的第二端；
第二基准电压源，其一端连接所述误差放大器的正输入端，另一端接地；
电容，其一端连接所述误差放大器的负输入端，另一端连接所述误差放大器的输出端。
4.根据权利要求1所述的功率因数校正控制电路，其特征在于，所述逻辑及驱动电路包括：
反相器，其输入端连接所述相角检测比较器的输出端；
第一与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
第二与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
其中，所述第一与门和第二与门的输出端产生所述控制信号。
5.根据权利要求4所述的功率因数校正控制电路，其特征在于，所述逻辑及驱动电路还包括：
第一驱动电路，其输入端连接所述第一与门的输出端，其输出端对所述控制信号缓冲后输出。
6.根据权利要求4所述的功率因数校正控制电路，其特征在于，所述逻辑及驱动电路还包括：
第二驱动电路，其输入端连接所述第二与门的输出端，其输出端对所述控制信号缓冲后输出。
7.一种功率因数校正装置，其特征在于，包括权利要求1至6中任一项所述的功率因数校正控制电路以及与其耦合的变换器。
8.根据权利要求7所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述变换器包括：交流输入电源、变压器原边整流电路、变压器副边整流电路、变压器、输出二极管、第一开关管、第二开关管、输出电容器、负载，其中，所述交流输入电源两端连接所述变压器原边整流电路的输入端，所述变压器原边整流电路的输出端连接所述变压器原边绕组的同名端，所述变压器原边整流电路将输入的交流电压整流成波形为正弦半波的电压波形，，所述变压器副边绕组的异名端连接所述输出电容的正端和负载的一端，所述输出电容的负端连接所述负载的另一端，所述第一开关管的漏极连接所述输出二极管的阳极，所述第一开关管的源极连接所述第二开关管的源极，所述变压器原边绕组的异名端连接所述第二开关管的漏极，所述变压器副边整流电路的一端连接所述第一开关管的源极，另一端连接所述变压器副边绕组的同名端，所述变压器副边整流电路将输入的交流电压整流成波形为正弦半波的电压波形，所述第一开关管和第二开关管的栅极接收所述功率因数校正控制电路输出的控制信号。
9.根据权利要求8所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述变压器副边整流电路包括：
第一二极管，其阴极连接所述变压器副边绕组的同名端；
第二二极管，其阴极连接所述变压器副边绕组的同名端；
第三二极管，其阴极连接所述第一二极管的阳极，其阳极连接所述第一开关管的源极；
第四二极管，其阴极连接所述第二二极管的阳极，其阳极连接所述第一开关管的源极；
所述变压器原边整流电路包括：
第五二极管，其阳极连接所述交流输入电源的一端，其阴极连接所述变压器原边绕组的同名端；
第六二极管，其阳极连接所述交流输入电源的另一端，其阴极连接所述变压器原边绕组的同名端。
10.根据权利要求7所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述变换器包括：
电感，其第一端连接输入信号的正端；
第一开关管，其输入端连接所述电感的第二端，其输出端连接所述输入信号的负端；
二极管，其阴极连接所述输入信号的正端；
第二开关管，其输入端连接所述二极管的阳极，其输出端连接所述输入信号的负端；
其中，所述电感的第二端和所述第二开关管的输入端作为所述变换器的输出端口，所述第一开关管和第二开关管的控制端接收外部的控制信号。
11.根据权利要求10所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述变换器还包括：连接于所述输出端口的负载。
12.根据权利要求11所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述负载为电阻负载、蓄电池或LED。
13.根据权利要求11或12所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述变换器还包括：连接于所述输出端口的输出电容。
14.根据权利要求10所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述变换器还包括：整流桥，所述输入信号为交流信号经由所述整流桥整流后得到的正弦半波电压信号。
CN2012202846868U 2012-06-13 2012-06-13 功率因数校正控制电路及包含其的功率因数校正装置 Expired - Lifetime CN202652059U (zh)

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