CN116191862B - 基于降压与反激变换单元的无桥降压型pfc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，属于PFC变换器领域；基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，包括Buck变换单元和Flyback变换单元；Buck变换单元包括开关管S1、输出电感L1、续流二极管D3；Buck变换单元与输出电容C1、限流二极管D1连接，用于交流输入正半周期内的电能变换；Flyback变换单元包括开关管S2、变压器T1、续流二极管D4，Flyback变换单元与输出电容C2、限流二极管D2连接，用于交流输入负半周期内的电能变换；本发明通过Buck变换单元和Flyback变换单元实现PFC变换器正、负双极性的交流输入，单极性直流输出。

Description

基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器
技术领域
本发明涉及PFC变换器领域，更具体地说，基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器。
背景技术
目前，随着电力电子技术的高速发展，大量的非线性负载会带来网侧电流畸变问题，造成电流谐波污染。为减少这种谐波污染，多采用有源功率因数校正(Active PowerFactor Correction,APFC)技术。APFC技术能够降低网侧电流总谐波失真(Total HarmonicDistortion of input current,THDi)，提高网侧功率因数(Power Factor,PF)，解决谐波污染问题。
在现有PFC变换器中，升压(Boost)型PFC变换器由于电感串联在输入端，对输入电流高次谐波有显著的抑制效果。但由于Boost型PFC变换器的升压特性(输出电压必须高于输入电压)，其不能单独应用于LED、低压电池充电等低电压负载的应用场合，需要在后级加入额外的降压电路。但降压(Buck)型电路与Boost电路构成的两级式PFC电路会增加电路损耗进而降低变换器的效率。相对应地，Buck型PFC变换器具有降压转换、开关管应力低等优点，适合LED、低压电池充电等负载低电压的场合。
现有无桥Buck PFC拓扑如图1所示，在交流输入电压vin为正时，交流输入电流iin经可控开关管S1，电感L1和二极管D3向负载供电，D1为正半周期内开关管S1关断时的续流二极管；交流输入为负时，iin经可控开关管S2，电感L2和二极管D4向负载供电，D2为负半周期内开关管S2关断时的续流二极管。通过控制可控开关管S1和S2的通断，可以实现输入电流iin与输入电压vin的相位抑制，实现PFC，同时输出直流电压Vo为负载供电。
现有无桥Buck PFC变换器在交流输入的正半周期均存在输入电流死区现象，如图2所示，这是因为Buck类电路只有在输出电压Vo低于输入电压的绝对值|vin|时，变换器才能正常工作。在输入电压的绝对值|vin|低于输出电压Vo时，尽管开关管S1和S2导通，但输入电流为0。这种输入电流死区现象会导致输入电流较高的THDi和较低的PF值，限制了变换器的应用场合。
本发明提出基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，为能减少输入电流死区的无桥降压型PFC变换器拓扑，仍然为无桥拓扑，但减少了整流二极管导通数量，降低了变换器导通损耗，提高了变换器效率。
发明内容
本发明要解决的技术问题：
本发明的目的是提供基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，以解决上述背景技术中提出的问题，即现有无桥Buck PFC变换器在交流输入的正半周期均存在输入电流死区现象，限制了变换器的应用场合。
为了实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：
基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，包括Buck变换单元和Flyback变换单元；
所述Buck变换单元，用于交流输入正半周期内的电能变换；
所述Flyback变换单元，用于交流输入负半周期内的电能变换；
所述Buck变换单元和Flyback变换单元实现PFC变换器正、负双极性的交流输入，单极性直流输出。
优选地，包括开关管S1、开关管S2，限流二极管D1、限流二极管D2，续流二极管D3、续流二极管D4，输出电容C1、输出电容C2，输出电感L1，变压器T1。
优选地，所述开关管S1、输出电感L1和续流二极管D3组成Buck单元；
所述开关管S2、变压器T1和续流二极管D4组成Flyback单元。
优选地，交流输入侧的一端与限流二极管D1的阳极、限流二极管D2的阴极连接；交流输入侧的另一端与续流二极管D3的阳极、变压器T1一次侧的一端和二次侧的一端、输出电容C2的正极、输出电容C1的负极相连；
所述开关管S1的漏极与限流二极管D1的阴极连接，开关管S1的源极与输出电感L1的一端、续流二极管D3的阴极连接；所述输出电感L1的另一端与输出电容C1的正极、负载的一端相连；
所述开关管S2的源极与限流二极管D2的阳极相连，开关管S2的漏极与变压器T1一次侧的另一端相连；变压器T1二次侧的另一端与续流二极管D4的阴极相连，续流二极管D4的阳极与输出电容C2的负极相连；输出电容C1的负极与输出电容C2的正极相连，输出电容C2的负极与负载另一端相连。
优选地，交流输入侧的一端与限流二极管D1的阴极、限流二极管D2的阳极连接；交流输入侧的另一端与续流二极管D3的阴极、变压器T1一次侧的一端和二次侧的一端、输出电容C2的负极、输出电容C1的正极相连；
所述开关管S1的源极与限流二极管D1的阳极连接，开关管S1的漏极与输出电感L1的一端、续流二极管D3的阳极连接；所述输出电感L1的另一端与输出电容C1的负极、负载的一端相连；输出电容C1的正极与输出电容C2的负极相连，输出电容C2的正极与负载另一端相连；
所述开关管S2的漏极与限流二极管D2的阴极相连，开关管S2的源极与变压器T1一次侧的另一端相连；变压器T1二次侧的另一端与续流二极管D4的阳极相连，续流二极管D4的阴极与输出电容C2的正极相连。
优选地，基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，其控制方法包括：
工作模态1：开关管S1和开关管S2导通，输入端向输出电感L1充能并向输出电容C1和负载端供能，输出电容C2向外放电，电感电流iL1线性上升，开关管S1的电流与电感电流iL1的幅值相同，方向相同；限流二极管D1提供回流电流通路；
工作模态2：开关管S1和开关管S2关断，续流二极管D3导通，存储于输出电感L1的能量向输出电容C1和负载端供能，输出电容C2保持向外放电，电感电流iL1线性下降；
工作模态3：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1保持为0，输出电容C1、输出电容C2共同为负载供能；
工作模态4：开关管S1和开关管S2导通，输入端经过限流二极管D2、开关管S2向变压器T1一次侧励磁电感充能，变压器T1一次侧励磁电感电流iT1,m线性上升；开关管S2、限流二极管D2的电流与励磁电感电流iT1,m的幅值相同，方向相同；输出电容C1、输出电容C2共同为负载供能；
工作模态5：开关管S1和开关管S2关断，续流二极管D4导通，励磁电感电流iT1,m经过变压器T1的一次侧绕组向二次侧绕组传递能量，变压器二次侧电流iT1,S经过续流二极管D4向输出电容C2和负载端供能，输出电容C1向外放电，此时，励磁电感电流iT1,m线性下降，且等于变压器一次侧电流iT1,P与变压器二次侧电流iT1,S；
工作模态6：开关管S1和开关管S2关断，励磁电感电流iT1,m保持为0，输出电容C1、输出电容C2共同为负载供能。
有益效果：
本发明所述的基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，相比于现有无桥Buck PFC变换器，本发明的优点在于：
(1)、本发明中控制电路简单，可以用同一个驱动信号控制两个开关管。且电路具有固有的功率因数校正能力。
(2)、本发明中所提出的变换器拓扑可以降低输入电流死区时间，进而使变换器可以工作在更高的输出电压下(如目前的拓扑输出电压可达到160V)，且仍具有较高的PF值和低THDi。
(3)、本发明中所提出的拓扑为无桥拓扑，减少了整流二极管数量，进而减少整流二极管损耗，且可以降低变换器导通损耗，提高变换器效率。
附图说明
图1为背景技术中现有无桥Buck PFC变换器拓扑图；
图2为背景技术中现有无桥Buck PFC变换器在交流输入半个工频周期内输入电压、电流波形图；
图3为为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器拓扑图；
图4为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期的工作模态1等效电路图；
图5为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期的工作模态2等效电路图；
图6为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期的工作模态3等效电路图；
图7为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期的工作模态4等效电路图；
图8为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期的工作模态5等效电路图；
图9为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期的工作模态6等效电路图；
图10为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期Buck变换单元在一个开关周期内的关键器件波形图；
图11为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期Flyback变换单元在一个开关周期内的关键器件波形图；
图12为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器的控制实现原理图；
图13为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器的驱动信号图；
图14为本发明中基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器的PSIM仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例对本发明技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
实施例1：
参阅图3，其中图3(a)与图3(b)所示为明显的对称拓扑结构并且两者的性能一致，因此，实施例1在以下内容中，仅以图3(a)拓扑为例进行说明。
基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，其主要包括开关管S1、开关管S2，限流二极管D1、限流二极管D2，续流二极管D3、续流二极管D4，输出电容C1、输出电容C2，输出电感L1，变压器T1。由于Buck变换单元与Flyback变换单元均只能处理单极性的输入，因此为实现双极性交流电能变换为单极性直流电输出，分别配置两路变换单元实现正、负双极性的交流输入，单极性直流输出。
图3中，开关管S1、输出电感L1、续流二极管D3为Buck变换单元(降压变换单元)，与输出电容C1、限流二极管D1，实现交流输入正半周期内的电能变换。由于交流输入正半周期仍然使用了Buck变换单元，因此当输入电压vin小于输出电压Vo时，Buck变换单元无法实现降压变换，导致该阶段输入电流仍然存在死区。
图3中，开关管S2、变压器T1、续流二极管D4为Flyback变换单元(反激变换单元)，与输出电容C2、限流二极管D2，实现交流输入负半周期内的电能变换。由于该阶段使用了Flyback变换单元，因此输入电流不再由于输入电压与输出电压的大小关系而存在死区。
本实施例具体地，交流输入侧的一端与限流二极管D1阳极、限流二极管D2阴极连接。交流输入侧的另一端与续流二极管D3阳极相连、变压器T1一次侧的一端和二次侧的一端以及输出电容C2的正极相连；开关管S1、输出电感L1和续流二极管D3组成Buck单元；所述开关管S1的漏极与限流二极管D1的阴极连接，开关管S1的源极与输出电感L1的一端、续流二极管D3的阴极连接；开关管S2、变压器T1和续流二极管D4组成Flyback单元；开关管S2的漏极与变压器T1一次侧一端相连，开关管S2的源极与限流二极管D2的阳极相连；输出电感L1的另一端与输出电容C1的正极、负载的一端相连，变压器T1二次侧的一端与续流二极管D4的阴极相连；续流二极管D4的阳极与输出电容C2的负极相连；输出电容C1的负极与输出电容C2正极相连；输出电容C2负极与负载另一端相连。
注意，当变换器工作在电感电流断续导电模式(discontinue conduction mode,DCM)时，与其他PFC变换器一样，该变换器需要配置差模(differential mode,DM)电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波器，为说明本发明关键部分，本发明并未在此给出。
参阅图12-13，本实施例的PFC变换器拓扑中，包括了限流二极管D1和限流二极管D2，使得开关管S1只在正半周期内存在导通电流，开关管S2只在负半周期内存在导通电流，不会出现两个开关管同时开通的直通现象。所以两个开关管可以同时导通，简化了电路的控制。具体控制方法如下：输出电压Vo采样信号与输出参考电压Vo,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号可用于直接驱动两个开关管S1、开关管S2。
通过模态图说明本发明申请的无桥降压型PFC变换器的工作原理。
图4-图6为本发明PFC变换器正半周期Buck变换单元运行模态图，图7-图9为本发明PFC变换器负半周期Flyback变换单元运行模态图。参阅图4-11，本发明PFC变换器具有如下工作模态：
工作模态1[0,d1TS]：开关管S1和开关管S2导通，输入端向输出电感L1充能并向输出电容C1和负载端供能，输出电容C2向外放电，电感电流iL1线性上升，开关管S1的电流与电感电流iL1的幅值相同，方向相同；限流二极管D1提供回流电流通路。
工作模态2[d1TS,(d1+d2)TS]：开关管S1和开关管S2关断，续流二极管D3导通，存储于输出电感L1的能量向输出电容C1和负载端供能，输出电容C2保持向外放电，电感电流iL1线性下降。
工作模态3[(d1+d2)TS,TS]：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1保持为0，输出电容C1、输出电容C2共同为负载供能。
工作模态4[0,d1TS]：开关管S1和开关管S2处于导通状态，输入端经过限流二极管D2、开关管S2向变压器T1一次侧励磁电感充能，变压器T1一次侧励磁电感电流iT1,m线性上升；开关管S2、限流二极管D2的电流与励磁电感电流iT1,m的幅值相同，方向相同；输出电容C1、输出电容C2共同为负载供能。
工作模态5[d1TS,(d1+d2)TS]：开关管S1和开关管S2关断，续流二极管D4导通，励磁电感电流iT1,m经过变压器T1的一次侧绕组向二次侧绕组传递能量，变压器二次侧电流iT1,S经过续流二极管D4向输出电容C2和负载端供能，输出电容C1向外放电，此时，励磁电感电流iT1,m线性下降，且等于变压器一次侧电流iT1,P与变压器二次侧电流iT1,S。
工作模态6[(d1+d2)TS,TS]：开关管S1和开关管S2关断，励磁电感电流iT1,m保持为0，输出电容C1、输出电容C2共同为负载供能。
为验证本发明的基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器拓扑可行性，采用了PSIM仿真软件对该电路进行了仿真验证。
变换器仿真结果：
具体参数：交流输入采用正弦信号拟合，交流电压峰值为311V，频率为50Hz，输出电感L1为100uH，变压器T1变比为1：1，输出电容C1和输出电容C2均为1980uF，输出电压为160V，负载为256Ω，功率为100W，开关频率为50k，PI参数中P为1，I为0.005。另外，为保证输入电流为连续量，需要和现有无桥Buck PFC变换器一样，在输入侧加入电磁滤波电感Lf与输入电容Cf，分别设置为Lf＝2.2mH、Cf＝0.1uF。
由图14可知，在交流输入峰值311V、频率50Hz的情况下，本发明无桥降压型PFC变换器实现了160V的稳压输出。且开关管S1、开关管S2分别在输入电压vin的正负半周期交替工作，实现了无整流桥时的AC-DC变换运行。而且，各器件仿真波形稳定，表明了变换器能稳定运行工作，各器件的仿真波形与图14所示的理论波形相一致。
为了对比本发明，依据上述仿真参数对现有无桥Buck PFC变换器进行了仿真，现有无桥Buck PFC变换器的仿真参数如下：交流输入电压为311Vac，输出直流电压为160V，输出电容为1980uF，输出电感为100uH，电磁滤波电感Lf为2.2mH，输入电容Cf为0.1uf，开关频率为50kHz，输出功率为100W，并且均采用相同的PI控制参数(P＝1，I＝0.005)。表1给出了现有无桥Buck PFC变换器与本发明的无桥Buck型PFC变换器的PF值、THDi与各次输入电流谐波的对比。可以看到，相比现有无桥Buck PFC变换器，本发明的基于Buck与Flyback变换单元的无桥Buck型PFC变换器具有明显更高的PF值、更低的THDi与各次输入电流谐波。
表1现有无桥Buck PFC变换器与所发明的变换器性能对比
根据上述理论分析与仿真结果可以看出，本发明所提出的基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器仍然可以采用简单的单电压闭环控制实现稳定运行与功率因数校正，并且相比于现有无桥Buck PFC变换器，在没有增加控制复杂度的情况下，实现了更高的PF与更低的THDi性能。
实施例2：
参阅图3，其中图3(a)与图3(b)所示为明显的对称拓扑结构并且两者的性能一致，因此，本实施例在以下内容中，仅以图3(b)拓扑为例进行说明。
与实施例1不同之处在于，本实施例具体地，交流输入侧的一端与限流二极管D1的阴极、限流二极管D2的阳极连接；交流输入侧的另一端与续流二极管D3的阴极、变压器T1一次侧的一端和二次侧的一端、输出电容C2的负极、输出电容C1的正极相连；开关管S1的源极与限流二极管D1的阳极连接，开关管S1的漏极与输出电感L1的一端、续流二极管D3的阳极连接；输出电感L1的另一端与输出电容C1的负极、负载的一端相连；输出电容C1的正极与输出电容C2的负极相连，输出电容C2的正极与负载另一端相连；开关管S2的漏极与限流二极管D2的阴极相连，开关管S2的源极与变压器T1一次侧的另一端相连；变压器T1二次侧的另一端与续流二极管D4的阳极相连，续流二极管D4的阴极与输出电容C2的正极相连。
本实施例中PFC变换器与实施例1中PFC变换器性能一致，变换器仿真结果均一致。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的仅为本发明的优选例，并不用来限制本发明，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (3)

1.基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，包括Buck变换单元和Flyback变换单元，其特征在于：
包括开关管S 1、开关管S 2，限流二极管D 1、限流二极管D 2，续流二极管D 3、续流二极管D 4，输出电容C 1、输出电容C 2，输出电感L 1，变压器T 1；
所述开关管S 1、输出电感L 1和续流二极管D 3组成Buck单元；
所述开关管S 2、变压器T 1和续流二极管D 4组成Flyback单元；
交流输入侧的一端与限流二极管D 1的阳极、限流二极管D 2的阴极连接；交流输入侧的另一端与续流二极管D 3的阳极、变压器T 1一次侧的一端和二次侧的一端、输出电容C 2的正极、输出电容C 1的负极相连；
所述开关管S 1的漏极与限流二极管D 1的阴极连接，开关管S 1的源极与输出电感L 1的一端、续流二极管D 3的阴极连接；所述输出电感L 1的另一端与输出电容C 1的正极、负载的一端相连；
所述开关管S 2的源极与限流二极管D 2的阳极相连，开关管S 2的漏极与变压器T 1一次侧的另一端相连；变压器T 1二次侧的另一端与续流二极管D 4的阴极相连，续流二极管D 4的阳极与输出电容C 2的负极相连；输出电容C 1的负极与输出电容C 2的正极相连，输出电容C 2的负极与负载另一端相连；
所述Buck变换单元，用于交流输入正半周期内的电能变换；
所述Flyback变换单元，用于交流输入负半周期内的电能变换；
所述Buck变换单元和Flyback变换单元实现PFC变换器正、负双极性的交流输入，单极性直流输出。
2.基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，包括Buck变换单元和Flyback变换单元，其特征在于：
包括开关管S 1、开关管S 2，限流二极管D 1、限流二极管D 2，续流二极管D 3、续流二极管D 4，输出电容C 1、输出电容C 2，输出电感L 1，变压器T 1；
所述开关管S 1、输出电感L 1和续流二极管D 3组成Buck单元；
所述开关管S 2、变压器T 1和续流二极管D 4组成Flyback单元；
交流输入侧的一端与限流二极管D 1的阴极、限流二极管D 2的阳极连接；交流输入侧的另一端与续流二极管D 3的阴极、变压器T 1一次侧的一端和二次侧的一端、输出电容C 2的负极、输出电容C 1的正极相连；
所述开关管S 1的源极与限流二极管D 1的阳极连接，开关管S 1的漏极与输出电感L 1的一端、续流二极管D 3的阳极连接；所述输出电感L 1的另一端与输出电容C 1的负极、负载的一端相连；输出电容C 1的正极与输出电容C 2的负极相连，输出电容C 2的正极与负载另一端相连；
所述开关管S 2的漏极与限流二极管D 2的阴极相连，开关管S 2的源极与变压器T 1一次侧的另一端相连；变压器T 1二次侧的另一端与续流二极管D 4的阳极相连，续流二极管D 4的阴极与输出电容C 2的正极相连；
所述Buck变换单元，用于交流输入正半周期内的电能变换；
所述Flyback变换单元，用于交流输入负半周期内的电能变换；
所述Buck变换单元和Flyback变换单元实现PFC变换器正、负双极性的交流输入，单极性直流输出。
3.根据权利要求1或2所述的基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器，其特征在于：其控制方法包括：
工作模态1：开关管S 1和开关管S 2导通，输入端向输出电感L 1充能并向输出电容C 1和负载端供能，输出电容C 2向外放电，电感电流i L1线性上升，开关管S 1的电流与电感电流i L1的幅值相同，方向相同；限流二极管D 1提供回流电流通路；
工作模态2：开关管S 1和开关管S 2关断，续流二极管D 3导通，存储于输出电感L 1的能量向输出电容C 1和负载端供能，输出电容C 2保持向外放电，电感电流i L1线性下降；
工作模态3：开关管S 1和开关管S 2关断，电感电流i L1保持为0，输出电容C 1、输出电容C 2共同为负载供能；
工作模态4：开关管S 1和开关管S 2导通，输入端经过限流二极管D 2、开关管S 2向变压器T 1一次侧励磁电感充能，变压器T 1一次侧励磁电感电流i T1,m线性上升；开关管S 2、限流二极管D 2的电流与励磁电感电流i T1,m的幅值相同，方向相同；输出电容C 1、输出电容C 2共同为负载供能；
工作模态5：开关管S 1和开关管S 2关断，续流二极管D 4导通，励磁电感电流i T1,m经过变压器T 1的一次侧绕组向二次侧绕组传递能量，变压器二次侧电流i T1,S经过续流二极管D 4向输出电容C 2和负载端供能，输出电容C 1向外放电，此时，励磁电感电流i T1,m线性下降，且等于变压器一次侧电流i T1,P与变压器二次侧电流i T1,S；
工作模态6：开关管S 1和开关管S 2关断，励磁电感电流i T1,m保持为0，输出电容C 1、输出电容C 2共同为负载供能。
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