CN110829827A - 一种恒定开关频率的crm升压-降压pfc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种恒定开关频率的CRM升压‑降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括辅助绕组整流电路、CRM驱动信号生成电路、两个分压跟随电路、加法电路、乘法器和反馈误差调节电路；主电路电感的副助绕组的同名端分别与整流电路和CRM驱动信号生成电路连接，整流电路接入第一分压跟随电路，CRM驱动信号生成电路与开关管的门极连接，第一分压跟随电路的输出端分别与加法电路和乘法器连接，第二分压跟随电路的输出端与加法电路连接，加法电路的输出端与乘法器连接，乘法器的输出端接入CRM驱动信号生成电路，反馈误差调节电路接入乘法器。本发明采用变导通时间控制，实现了开关频率在工频周期内为恒定值，减小了输出电压纹波。

Description

一种恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低的优点。因此，有源功率因数校正(active power factor correction,APFC)技术获得越来越广泛的应用。
有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Buck-Boost PFC变换器是最常用的几种APFC变换器之一。根据反激PFC变换器开关管关断期间内副边二极管电流是否持续导通，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)、电感电流临界连续模式(Critical Continuous Current Mode,CRM)和电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。
CRM Buck-Boost PFC变换器一般应用于中小功率场合，其优点是成本低、结构简单、开关管损耗低。但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。
发明内容
本发明的目的在于提供一种恒定开关频率的CRM升压-降压(Buck-Boost)PFC变换器，采用变导通时间控制，使得工频周期内开关频率为恒定值。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路；
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、电感Lb、开关管Qb、采样电阻Rd、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Qb的源极连接，电感Lb的绕组Lb的同名端接入开关管Qb的漏极，采样电阻Rd与驱动信号生成电路连接，电感Lb的辅助绕组Lz的异名端与参考电位零点连接，电感Lb的绕组Lb的同名端与二极管Db的阳极连接，二极管Db的阴极分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；
所述的控制电路包括辅助绕组整流电路、CRM驱动信号生成电路、第一分压跟随电路、第二分压跟随电路、加法电路、乘法器和反馈误差调节电路；其中辅助绕组整流电路的输出端A与第一分压跟随电路的一个输入端连接，CRM驱动信号生成电路的输出端与开关管Qb的门极连接，第一分压跟随电路的输出端B分别与加法电路的一个输入端和乘法器的第一输入端vx连接，第二分压跟随电路的输出端C与加法电路的另一个输入端连接，加法电路的输出端D与乘法器的第三输入端vz连接，乘法器的输出端vp接入CRM驱动信号生成电路的输入端，反馈误差调节电路的输出端与乘法器的第二输入端vy连接。
进一步地，所述的控制电路采用导通时间变化规律为KT/(1+Vm|sinωt|/Vo)的输出信号驱动开关管Qb，其中：
Figure BDA0001756487000000021
Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率，Po为输出功率，Lb为电感。
进一步地，所述的辅助绕组整流电路包括第一二极管D1、第一电容C1；第一二极管D1的正极与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，第一电容C1的一端与第一二极管D1的负极连接、另一端接参考电位零点，第一电容C1与第一二极管D1的公共端即整流电路的输出端A接入第一分压跟随电路。
进一步地，所述的CRM驱动信号生成电路包括过零检测、RS触发器、驱动、第一运算放大器A1；过零检测的输入端与电感Lb的辅助绕组Lz的异名端连接，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接，RS触发器的R端与第一运算放大器A1的输出端连接，RS触发器的Q端与驱动的输入端连接，第一运算放大器A1的正向输入端与采样电阻Rd连接，第一运算放大器A1的反向输入端即CRM驱动信号生成电路的输入端与乘法器的输出端vp连接。
进一步地，所述第一分压跟随电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第二运算放大器A2；其中第一电阻R1的一端与辅助绕组整流电路的输出端A连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2一端连接且公共端接入第二运算放大器A2的正向输入端，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的反向输入端与输出端B直接连接，构成同相电压跟随器。
进一步地，所述第二分压跟随电路包括第三电阻R3、第四电阻R4、第三运算放大器A3；其中第三电阻R3的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接且公共端接入第二运算放大器A3的正向输入端，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的反向输入端与输出端C直接连接，构成同相电压跟随器。
进一步地，所述加法电路包括第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第四运算放大器A4；其中第七电阻R7一端与第二分压跟随电路的输出端C连接、另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，第八电阻R8的一端与第一分压跟随电路的输出端B连接、另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，第九电阻R9一端与第十一电阻R11的一端连接且公共端接入第四运算放大器A4的反向输入端、另一端接入参考电位零点，第十电阻R10一端接入第四运算放大器A4的正向输入端、另一端接入参考电位零点，第十一电阻R11接入第四运算放大器A4的反向输入端和输出端D之间。
进一步地，所述反馈误差调节电路包括第五电阻R5、第六电阻R6、第十二电阻R12、第二电容C2、第五运算放大器A5；其中第五电阻R5的一端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接、另一端接入第五运算放大器A5的反相输入端，第六电阻R6的一端接入第五运算放大器A5的反向输入端、另一端接入参考电位零点，第十二电阻R12与第二电容C2串联后接入第五运算放大器A5的反向输入端和输出端之间，第五运算放大器A5的正向输入端与输入电压参考点Vref连接。
本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)将工频周期内变化的开关频率变为恒定的开关频率，在90VAC、175VAC、264VAC输入电压下，工频周期内的开关频率最大值与最小值之比分别从16.55、11.31、6.30降至1；(2)输出电压纹波减小，在90VAC、175VAC、265VAC输入电压下，输出电压纹波分别降至原先的58.3％、46.2％、38.5％。
附图说明
图1是Buck-Boost PFC变换器主电路示意图。
图2是CRM Buck-Boost PFC变换器的电感电流波形图。
图3是变导通时间控制时开关频率随输入电压的变化曲线图。
图4是两种控制方式下PF值与Vm的关系曲线图。
图5是3、5、7次谐波与输入电压的关系曲线图。
图6是不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。
图7是fs在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)为定导通时间控制的变化曲线图，(b)为变导通时间控制的变化曲线图。
图8是两种控制方式下最大与最小开关频率之比随输入电压的变化曲线图。
图9是两种控制方式下瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。
图10是两种控制方式下输出纹波的变化曲线图。
图11是本发明恒定开关频率的CRM Buck-Boost PFC变换器的电路结构示意图。
具体实施方式
1CRM Buck-Boost PFC变换器的工作原理
图1是Buck-Boost PFC变换器主电路。
作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
不失一般性，定义输入交流电压的表达式为：
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
那么输入整流后的电压为：
vg＝Vm|sinωt| (2)
图2为一个开关周期内变换器的电感电流波形。当开关管Qb导通时，二极管Db截止，电感Lb储能，电感两端的电压为vg，其电流iL由零开始以vg/Lb的斜率线性上升，那么iLb的峰值为：
其中ton为Qb的导通时间。
当开关管Qb关断，二极管Db导通时，通过电感Lb电流iLb续流，此时Lb两端的电压为-Vo，iLb以Vo/Lb的斜率从电感电流峰值iLb_pk下降，其下降到零的时间toff为：
Figure BDA0001756487000000042
由于Buck-Boost变换器工作在CRM模式，因此当二极管Db的电流下降到零时，开关管Qb开通，开始新的开关周期。
由式(4)可以看出，如果在一个工频周期内，开关管Qb导通时间ton是固定的，开关管Qb关断时间toff是随输入电压瞬时值变化的，即一个工频周期中开关频率不断变化。
由式(4)可得占空比为：
d(t)＝ton/(ton+toff)＝Vo/(Vo+Vm|sinωt) (5)
由式(3)和(5)，一个开关周期内，电感电流的平均值iL_av为：
Figure BDA0001756487000000051
那么，输入电流iin为：
Figure BDA0001756487000000052
由式(1)和式(7)，可以求出在半个工频周期内输入功率的平均值Pin：
Figure BDA0001756487000000053
设定变换器效率为100％，那么输入功率等于输出功率，即Pin＝Po。由式(8)可得开关管Qb导通时间ton：
Figure BDA0001756487000000054
由式(7)、式(8)和式(9)可以求得PF值的表达式为：
Figure BDA0001756487000000055
由式(4)和式(9)可得：
Figure BDA0001756487000000056
通过式(11)可知，工频周期中开关频率最大和最小的时刻分别为输入电压过零和峰值处，即ωt＝0和ωt＝π/2时，即：
Figure BDA0001756487000000061
Figure BDA0001756487000000062
二者之比为：
Figure BDA0001756487000000063
由式(13)可知，如果限定最低开关频率，则最大电感值的表达式为：
Figure BDA0001756487000000064
2恒定开关频率的控制策略
观察传统定导通时间控制CRM Buck-Boost PFC变换器的开关频率表达式(11)，如果取导通时间为：
Figure BDA0001756487000000065
式中KT为一个常数，则开关频率fs可表示为：
由式(17)可知，如果使CRM Buck-Boost PFC变换器的开关管Qb的导通时间ton在一个工频周期内按照式(16)变化，则可以使开关频率在工频周期内为恒定值。
把式(16)代入式(8)，可以求出在半个工频周期内输入功率的平均值Pin：
Figure BDA0001756487000000067
由式(18)可得常数KT为：
把式(19)代入式(16)中，可得：
Figure BDA0001756487000000072
结合式(17)和式(19)可知：
Figure BDA0001756487000000073
由式(21)可知，当输入电压Vm一定时，半个工频周期内fs为恒定值。结合3.1节设计指标，取变导通时间控制下的电感值Lb＝86uH，根据式(21)作出开关频率fs随输入电压Vm的变化规律曲线，如图3所示。
3性能对比
3.1PF变化
设计参数如下：
输入电压有效值Vin_rms＝90～264VAC；输出功率Po＝60W；输出电压Vo＝24V；最低开关频率fs_min＝30kHz。
由式(7)、式(16)和式(18)可得PF值的表达式为：
Figure BDA0001756487000000074
根据变换器的设计参数，由式(10)和式(22)可作出两种控制方式下PF值与Vm的关系曲线，如图4所示。从图中可以看出，在90V～264V AC输入电压范围内，采用变导通时间控制后，PF值有所降低，输入电压越高，降低幅度越大，当输入电压为264VAC时，PF值从0.943降到0.604。
将式(16)代入式(7)可得输入电流：
Figure BDA0001756487000000081
为了分析输入电流的谐波，可以对其进行傅里叶分解。输入电流的傅立叶分解形式为：
Figure BDA0001756487000000082
其中
Figure BDA0001756487000000083
式中Tline是输入电压周期。
将式(23)代入式(25)，经计算可得变导通时间控制下输入电流所含的各次谐波。其中，余弦成分和偶次正弦成分均为0，即：
由式(23)、式(25)和式(26)可得：
其中
Figure BDA0001756487000000086
为3、5、7次谐波电流幅值I3、I5、I7对基波电流幅值I1的标幺值。
根据IEC61000-3-2，Class D标准要求，输入电流3、5、7次谐波与输入功率之比应满足式(28)
Figure BDA0001756487000000087
即
Figure BDA0001756487000000088
Figure BDA0001756487000000091
是满足标准的谐波限值。
根据变换器的设计参数，Vm从
Figure BDA0001756487000000092
到
Figure BDA0001756487000000093
之间变化，根据式(27)和式(29)可作出图5，可以看出，在一定输入电压情况下，3、5、7次谐波低于IEC61000-3-2，Class D标准的限值。
3.2临界电感值及开关频率的变化
由式(21)可知,如果限定最低开关频率为fs_min，则最大电感值的表达式为：
Figure BDA0001756487000000094
根据变换器的设计参数，由式(15)和式(30)可得到图6。从图中可以看出，定导通时间控制和变导通时间控制下的临界电感值分别为Lb1＝48uH和Lb2＝58uH。
将Lb1＝48uH代入式(11)，将Lb2＝58uH代入式(21)，由变换器的参数，可作出两种控制方式下fs在半个工频周期内的变化曲线，如图7(a)～(b)所示。
由式(21)可知，工频周期内开关频率最大值等于最小值，即开关频率为恒定值，因此可知变导通时间控制时
Figure BDA0001756487000000095
根据式(14)和式(31)作出图8，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，开关频率最大值与最小值之比降低为1，输入电压越高，降低幅度越大。
3.3输出电压纹波的减小
采用定导通时间控制时，由式(1)、式(7)和式(9)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：
Figure BDA0001756487000000096
采用变导通时间控制时，由式(1)、式(18)和式(23)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：
Figure BDA0001756487000000101
由式(32)和式(33)可以作出两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如图9所示。
当
Figure BDA0001756487000000102
时，储能电容Co充电；当
Figure BDA0001756487000000103
时，Co放电。假设从ωt＝0开始，定导通时间控制和变导通时间控制下的的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为t1和t2，则储能电容Co在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为：
Figure BDA0001756487000000106
根据电容储能的计算公式，
Figure BDA0001756487000000107
和又可表示为：
Figure BDA00017564870000001010
其中ΔVo1和ΔVo2分别是定导通时间和变导通时间控制下的输出电压纹波值。
由式(36)和式(37)可得输出电压纹波为：
Figure BDA00017564870000001011
由式(38)可作出图10，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，当输入电压为90VAC时，输出电压纹波减小为原来的58.3％，当输入电压为264VAC时，输出电压纹波减小为原来的38.5％。
4本发明恒定开关频率的CRM Buck-Boost PFC变换器
结合图11，第一电容C1和第一二极管D1组成辅助绕组整流电路，电感Lb的辅助绕组Lz的异名端经该辅助绕组整流电路后得到vA＝Vo，vA经第一电阻R1和第二电阻R2分压得到vB＝R2vA/(R1+R2)。输入电压vg经第三电阻R3和第四电阻R4分压得到vC＝R4Vm|sinωt|/(R3+R4)。vB与vC接入加法电路，其中R7＝R8＝R10＝R11＝2R9，则输出vD＝＝R2vA/(R1+R2)+R4Vm|sinωt|/(R3+R4)。通过设定R1、R2、R3和R4的值，使其满足关系R2/(R1+R2)＝R4/(R3+R4),则vB＝VoR4/(R3+R4)，vD＝[(Vo/Vm|sinωt|)R4]/(R3+R4),输出电压Vo经整流电路和反馈误差调节电路得到误差信号vEA，vB、vD与vEA接入乘法器，其输出vp＝vEA/(1+Vm|sinωt|/Vo),将vp与采样电阻Rd比较后可得到如式(20)所示变化规律的导通时间。其中vA、vB、vC、vD、vp分别为辅助绕组整流电路2、第一分压跟随电路4、第二分压跟随电路5、加法电路6、乘法器7的电压输出值。
具体电路如下：
本发明的恒定开关频率的CRM Buck-Boost PFC变换器，包括主功率电路1和控制电路；
所述主功率电路1包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、电感Lb、开关管Qb、采样电阻Rd、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Qb的源极连接，电感Lb的绕组Lb的同名端接入开关管Qb的漏极，采样电阻Rd与驱动信号生成电路连接，电感Lb的辅助绕组Lz的异名端与参考电位零点连接，电感Lb的绕组Lb的同名端与二极管Db的阳极连接，二极管Db的阴极分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；
所述的控制电路采用导通时间变化规律为KT/(1+Vm|sinωt|/Vo)的输出信号驱动开关管Qb，包括辅助绕组整流电路2、CRM驱动信号生成电路3、第一分压跟随电路4、第二分压跟随电路5、加法电路6、乘法器7和原边反馈误差调节电路8，其中辅助绕组整流电路2的输入端与变压器T1的绕组Nz的同名端连接，辅助绕组整流电路2的输出端A分别与第一分压跟随电路4的一个输入端和原边反馈误差调节电路8的一个输入端连接，CRM驱动信号生成电路3的输出端与开关管Qb的门极连接，第一分压跟随电路4的输出端B分别与加法电路6的一个输入端和乘法器7的第一输入端vx连接，第二分压跟随电路5的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第二分压跟随电路5的输出端C与加法电路6的另一个输入端连接，加法电路6的输出端D与乘法器7的第三输入端vz连接，乘法器7的输出端vp接入CRM驱动信号生成电路3的输入端，原边反馈误差调节电路8的输出端与乘法器7的第二输入端vy连接。
所述的控制电路采用导通时间变化规律为KT/(1+Vm|sinωt|/Vo)的输出信号驱动开关管Qb，其中：
Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率，Po为输出功率，Lb为电感。
所述的辅助绕组整流电路2包括第一二极管D1、第一电容C1；第一二极管D1的正极与变压器T1的绕组Nz的同名端连接，第一电容C1的一端与第一二极管D1的负极连接、另一端接参考电位零点，第一电容C1与第一二极管D1的公共端即辅助绕组整流电路2的输出端A接入第一分压跟随电路4。
所述的CRM驱动信号生成电路3包括过零检测、RS触发器、驱动、锯齿波发生器、第一运算放大器A1；过零检测的输入端与变压器T1的绕组Nz的同名端连接，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接，RS触发器的R端与第一运算放大器A1的输出端连接，RS触发器的Q端与驱动的输入端和锯齿波发生器的输入端连接，锯齿波发生器的输出端与第一运算放大器A1的正向输入端连接，第一运算放大器A1的反向输入端即CRM驱动信号生成电路3的输入端与乘法器7的输出端vp连接。
所述第一分压跟随电路4包括第一电阻R1、第二电阻R2、第二运算放大器A2；其中第一电阻R1的一端与辅助绕组整流电路2的输出端A连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2一端连接且公共端接入第二运算放大器A2的正向输入端，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的反向输入端与输出端B直接连接，构成同相电压跟随器。
所述第二分压跟随电路5包括第三电阻R3、第四电阻R4、第三运算放大器A3；其中第三电阻R3的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接且公共端接入第二运算放大器A3的正向输入端，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的反向输入端与输出端C直接连接，构成同相电压跟随器。
所述加法电路6包括第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第四运算放大器A4；其中第七电阻R7一端与第二分压跟随电路5的输出端C连接、另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，第八电阻R8的一端接入第一分压跟随电路4的输出端B连接、另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，第九电阻R9一端接入第四运算放大器A4的反向输入端、另一端接入参考电位零点，第十电阻R10一端接入第四运算放大器A4的正向输入端、另一端接入参考电位零点，第十一电阻R11接入第四运算放大器A4的反向输入端和输出端D之间。
所述原边反馈误差调节电路8包括第五电阻R5、第六电阻R6、第十二电阻R12、第二电容C2、第五运算放大器A5；其中第五电阻R5的一端与辅助绕组整流电路2的输出端A连接、另一端接入第五运算放大器A5的反向输入端，第六电阻R6的一端接入第五运算放大器A5的反向输入端、另一端接入参考电位零点，第十二电阻R12与第二电容C2串联后接入第五运算放大器A5的反向输入端和输出端之间，第五运算放大器A5的正向输入端与输入电压参考点Vref连接。
综上所述，本发明的恒定开关频率的CRM Buck-Boost PFC变换器，采用变导通时间控制实现了工频周期内开关频率为恒定值，即最大值与最小值之比为1，并减小了输出电压纹波。

Claims (8)

1.一种恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路；
所述主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、电感Lb、开关管Qb、采样电阻Rd、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Qb的源极连接，电感Lb的绕组Lb的同名端接入开关管Qb的漏极，采样电阻Rd与驱动信号生成电路连接，电感Lb的辅助绕组Lz的异名端与参考电位零点连接，电感Lb的绕组Lb的同名端与二极管Db的阳极连接，二极管Db的阴极分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；
所述的控制电路包括辅助绕组整流电路(2)、CRM驱动信号生成电路(3)、第一分压跟随电路(4)、第二分压跟随电路(5)、加法电路(6)、乘法器(7)和反馈误差调节电路(8)；其中辅助绕组整流电路(2)的输出端A与第一分压跟随电路(4)的一个输入端连接，CRM驱动信号生成电路(3)的输出端与开关管Qb的门极连接，第一分压跟随电路(4)的输出端B分别与加法电路(6)的一个输入端和乘法器(7)的第一输入端vx连接，第二分压跟随电路(5)的输出端C与加法电路(6)的另一个输入端连接，加法电路(6)的输出端D与乘法器(7)的第三输入端vz连接，乘法器(7)的输出端vp接入CRM驱动信号生成电路(3)的输入端，反馈误差调节电路(8)的输出端与乘法器(7)的第二输入端vy连接。
2.根据权利要求1所述的恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，所述的控制电路采用导通时间变化规律为KT/(1+Vm|sinωt|/Vo)的输出信号驱动开关管Qb，其中：
Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率，Po为输出功率，Lb为电感。
3.根据权利要求1或2所述的恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，所述的辅助绕组整流电路(2)包括第一二极管D1、第一电容C1；第一二极管D1的正极与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接，第一电容C1的一端与第一二极管D1的负极连接、另一端接参考电位零点，第一电容C1与第一二极管D1的公共端即整流电路(2)的输出端A接入第一分压跟随电路(4)。
4.根据权利要求1或2所述的恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，所述的CRM驱动信号生成电路(3)包括过零检测、RS触发器、驱动、第一运算放大器A1；过零检测的输入端与电感Lb的辅助绕组Lz的异名端连接，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接，RS触发器的R端与第一运算放大器A1的输出端连接，RS触发器的Q端与驱动的输入端连接，第一运算放大器A1的正向输入端与采样电阻Rd连接，第一运算放大器A1的反向输入端即CRM驱动信号生成电路(3)的输入端与乘法器(7)的输出端vp连接。
5.根据权利要求1或2所述的恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，所述第一分压跟随电路(4)包括第一电阻R1、第二电阻R2、第二运算放大器A2；其中第一电阻R1的一端与辅助绕组整流电路(2)的输出端A连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2一端连接且公共端接入第二运算放大器A2的正向输入端，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的反向输入端与输出端B直接连接，构成同相电压跟随器。
6.根据权利要求1或2所述的恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，所述第二分压跟随电路(5)包括第三电阻R3、第四电阻R4、第三运算放大器A3；其中第三电阻R3的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接且公共端接入第二运算放大器A3的正向输入端，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的反向输入端与输出端C直接连接，构成同相电压跟随器。
7.根据权利要求1或2所述的恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，所述加法电路(6)包括第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第四运算放大器A4；其中第七电阻R7一端与第二分压跟随电路(5)的输出端C连接、另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，第八电阻R8的一端与第一分压跟随电路(4)的输出端B连接、另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，第九电阻R9一端与第十一电阻R11的一端连接且公共端接入第四运算放大器A4的反向输入端、另一端接入参考电位零点，第十电阻R10一端接入第四运算放大器A4的正向输入端、另一端接入参考电位零点，第十一电阻R11接入第四运算放大器A4的反向输入端和输出端D之间。
8.根据权利要求1或2所述的恒定开关频率的CRM升压-降压PFC变换器，其特征在于，所述反馈误差调节电路(8)包括第五电阻R5、第六电阻R6、第十二电阻R12、第二电容C2、第五运算放大器A5；其中第五电阻R5的一端与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接、另一端接入第五运算放大器A5的反向输入端，第六电阻R6的一端接入第五运算放大器A5的反向输入端、另一端接入参考电位零点，第十二电阻R12与第二电容C2串联后接入第五运算放大器A5的反向输入端和输出端之间，第五运算放大器A5的正向输入端与输入电压参考点Vref连接。
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