CN105226931B - 提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Buck电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、负载R_Ld，所述控制电路包括输出电压反馈控制电路、输入电压前馈电路、第二乘法器、锯齿波比较及开关管驱动电路，通过引入输入电压前馈和输出电压反馈，使得变换器的占空比在一个工频周期按照一定的规律变化，使PF值在整个90V～264V AC输入电压范围内提高至接近于1。本发明具有输出电压纹波小、开关管导通损耗小、所需二极管应力减小等优点。

Description

提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置

技术领域

本发明属于电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种提高DCMBuck PFC变换器PF值的控制装置。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。

有源功率因数校正技术(APFC)从80年代发展以来，各国学者从控制策略、电路拓扑、小信号建模等角度进行了深入的研究，并取得了一系列的研究成果。就目前而言，APFC技术新的一个研究热点是对PFC电路拓扑的研究。理论上任何一种DC/DC变流器拓扑都能作为PFC变换器的拓扑，但就目前为止，传统的有源PFC还是广泛采用Boost拓扑。虽然BoostPFC是一种提高功率因数、降低电流谐波的有效方式，但是在低压输入时的损耗大也是制约其发展的瓶颈，而Buck PFC由于Buck电路自身降压的特性，使得输入输出电压较为接近，可以使其在整个输入电压范围内都能保持较高的效率，另外，Buck PFC输出电压低、共模EMI噪声小、无需浪涌限制器和主电感小等这些优点都使得Buck PFC逐渐成为功率因数校正技术的一个研究热点。

传统的DCM Buck PFC变换器每个开关周期的占空比相同，开关周期也是恒定的，虽然控制简单、电感小、二极管没有反向恢复问题，但是存在电感电流峰值大、EMI差模特性差、开关管导通损耗大、效率得不到优化的缺点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1的高功率因数DCM Buck PFC变换器。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Buck电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB 的输入端口连接，整流桥RB的输出负极为参考电位零点，整流桥RB的输出正极与开关管Q_b的漏极连接，开关管Q_b的源极同时与二极管D_b的负极和Buck电感L_b的一端相连接，二极管D_b的正极分别与整流桥RB的输出负极、输出电容C_o的负极和负载R_Ld的一端连接，Buck电感L_b的另一端分别与输出电容C_o的正极和负载R_Ld的另一端连接，输出电容C_o的负极和负载R_Ld连接的一端为参考电位零点；

所述控制电路采用变化规律为的占空比的输出信号驱动开关管Q_b，其中，

其中，V_o为主功率电路的输出电压，V_m为主功率电路的输入电压峰值，ω为输入交流电压的角频率，ω＝2πf_line，f_line为输入交流电压频率，t为时间，P_o为输出功率，L_b为Buck电感值，f_s为开关频率，

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)可以在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1，明显具有输入功率因数高，输出电压纹波小、开关管导通损耗小、所需二极管应力减小等优点；(2)可使电感值增大，电感电流纹波减小，电感电流有效值降低；(3)使开关管的电流有效值相应降低，变换器的导通损耗减小，变换器的效率提高。

附图说明

图1是Buck PFC变换器主电路示意图。

图2是一个开关周期内DCM Buck PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图。

图3是半个工频周期内DCM Buck PFC变换器的开关管电流波形图。

图4是半个工频周期内标幺化后的输入电流波形。

图5是PF值与V_m/V_o的关系曲线。

图6是PF值与M和a的关系曲面图

图7是本发明的DCM Buck PFC变换器主功率电路结构及控制装置的结构图。

图8是两种控制方式下的PF值对比。

图9是两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值。

图10是两种控制方式下的输出电压纹波之比。

图11是不同输入电压下的临界电感值。

图12是两种控制方式下的电感电流有效值之比。

上述图中的主要符号名称：v_in-电源电压，i_in-输入电流，RB-整流桥，v_g-整流后的输出电压，i_Lb-电感电流，L_b-电感，Q_b-开关管，D_b-二极管，C_o-输出滤波电容，I_o-输出电流，R_Ld-负载，V_o-输出电压，V_ref-输出电压反馈控制的基准电压，v_EA-输出电压反馈控制的误差电压信号输出，t-时间，ω-输入电压角频率，V_m-输入电压峰值，v_gs-开关管Q_b的驱动电压，D_y-占空比，D_{y_fit}-拟合占空比，T_s-变换器开关周期，PF-功率因数，a-输入电压峰值V_m与输出电压V_o之比。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

1DCM Buck PFC变换器的工作原理

图1是Buck PFC变换器主电路。

为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了DCM时一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形。当Q_b导通时，D_b截止，电感L_b两端的电压为v_g－V_o，其电流i_Lb由零开始以(v_g－V_o)/L_b的斜率线性上升，v_g给负载和储能电容C_o供电。当Q_b关断时，i_Lb通过D_b续流，此时L_b两端的电压为－V_o，i_Lb以V_o/L_b的斜率下降，并且i_Lb可以在新的一周期开始前下降到零。

不失一般性，定义输入交流电压v_in的表达式为

v_in＝V_m sinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入电压整流后的电压为

v_g＝V_m·|sinωt| (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为

其中D_y为占空比，T_s为开关周期。

在每个开关周期内，L_b两端的伏秒面积平衡，即

(v_g-V_o)D_yT_s＝V_oD_RT_s (4)

其中V_o为输出电压，D_R为电感电流下降到零所对应的占空比。

由式(2)和式(4)可得：

根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：

在采用Buck拓扑的情况下，只有在输入电压大于输出电压时开关管才开始承受正向电压，才能够被触发导通，即电感电流(输入电流)存在死区，死区大小由输入输出电压决定。虽然平均输入电流值不是完整的正弦波，但是只要合理设计输出电压,将电流谐波限制在一定值以内，也能够达到了功率因数校正的目的。

因此，输入电流i_in为:

其中

当占空比D_y固定时，根据式(3)和式(6)可以画出半个工频周期内开关管的峰值包络线和平均值的波形，如图3所示。从图中可以看出，此时开关管电流的平均值不再是正弦形状，而是发生了畸变。

为了便于分析输入电流的形状，将O～π时的输入电流进行标幺化，其基准值为根据式(7)可以得到标幺化后的输入电流表达式为：

其中，

根据式(8)可以画出不同输入电压峰值与输出电压之比时，半个工频周期内输入电流 标幺值的波形，如图4所示。从图中可以看出，输入电流的形状只和V_m/V_o有关，V_m/V_o越大，输入电流越接近于正弦。

考虑输入电流的死区，由式(1)和式(7)可以求出变换器在半个工频周期内输入功率的平均值P_in为：

式中T_line是输入电压周期。

假设变换器效率为100％，那么输入功率等于输出功率，即P_in＝P_o。由式(9)可得占空比D_y：

由式(7)和式(9)可以求得PF值的表达式为：

其中I_{in_rms}为输入电流有效值，

根据式(11)可以作出PF的曲线，如图5所示。从图中可以看出，越大，PF值越高。在90V～264VAC输入电压范围内，当输入电压为90VAC、输出电压为80V时，PF值只有0.895。因此，需要提出新的方法来提高输入电压较高时的PF。

2提高PF值的新型控制

2.1使PF最大化的占空比表达式

令：

D_y＝D₀(1-M|sin(ωt)|) (12)

其中D₀是一个常数，其大小后面将会解释。将(12)带入(7)求得输入电流的表达式为：

求得此时输入功率因数的表达式为：

由式(14)可看出，功率因数PF除了与a有关外，还与M有关，得到PF与M和a的关系曲面图如图6所示。由图可以看出，任何一个a都对应一个M使得PF值取得最大值，对各个对应点拟合之后得到M与a的表达式为：

从而得到输入功率因数的表达式为：

根据输入输出功率平衡：

由此得到：

由式(18)可以看出，D₀是一个常数。从而得到拟合之后的占空比表达式为：

2.2本发明提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置

根据式(19)可以设计控制电路，如附图7所示，本发明提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置，包括主功率电路1和控制电路，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Buck电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极为参考电位零点，整流桥RB的输出正极与开关管Q_b的漏极连接，开关管Q_b的源极同时与二极管D_b的负极和Buck电感L_b的一端相连接，二极管D_b的正极分别与整流桥RB的输出负极、输出电容C_o的负极和负载R_Ld的一端连接，Buck电感L_b的另一端分别与输出电容C_o的正极和负载R_Ld的另一端连接，输出电容C_o的负极和负载R_Ld连接的一端为参考电位零点；

所述控制电路包括输出电压反馈控制电路2、输入电压前馈电路3、第二乘法器5、锯齿波比较及开关管驱动电路6，所述输出电压反馈控制电路2的输入端H与主功率电路1的输出电压V_o连接，输出电压反馈控制电路2的输出端J与第二乘法器5的第二输入端v_y相连；输入电压前馈电路3的第一信号输入端A与主功率电路1的二极管整流电路RB整流后的电压v_g连接，输入电压前馈电路3的第二信号输入端E与主功率电路1的输出电压V_o连接，输入电压前馈电路3的第一信号输出端I与第二乘法器5的第一输入端v_x连接，输入电压前馈电路3的第二信号输出端F与第二乘法器5的第三输入端v_z连接，第二乘法器5的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路6的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路6的输出端的信号为控制电路的输出信号，该输出信号与主功率电路1中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作。

所述输出电压反馈控制电路2包括第五放大器A₅、第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆、第二电容C₂，第五放大器A₅的反相端分别与第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆的一端连接，第五放大器A₅的同相端与参考电压V_ref连接，第十四电阻R₁₄的另一端为输出电压反馈控制电路2的输入端H，第十五电阻R₁₅的另一端与参考电位零点连接，第十六电阻R₁₆的另一端经第二电容C₂与第五放大器A₅的输出端J相连。

所述输入电压前馈电路3包括分压电路、第一射极跟随器IC₁、第二射极跟随器IC₃、峰值采样电路IC₂、减法电路IC₄、加法电路IC₅和第一乘法器4；所述分压电路包括第一电阻R₁和第二电阻R₂，第一射极跟随器IC₁包括第一放大器A₁，第一射极跟随器IC₁的同相输入端分别与第一电阻R₁、第二电阻R₂的一端连接，第一电阻R₁的另一端即为 输入电压前馈电路3的第一信号输入端A，第二电阻R₂的另一端为参考电位零点，第一射极跟随器IC₁的输出端分别与峰值采样电路IC₂的输入端C、第一乘法器4的第一输入端v_A连接；峰值采样电路IC₂包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第一电容C₁、第一二极管D₁，其中第三电阻R₃的一端为峰值采样电路IC₂的输入端C，第三电阻R₃的另一端与第一二极管D₁的正极连接，第一二极管D₁的负极与第二射极跟随器IC₃的同相输入端B连接，第四电阻R₄与第一电容C₁并联后一端接第二射极跟随器IC₃的同相输入端B、另一端与参考电位零点相连；第二射极跟随器IC₃包括第二放大器A₂，第二射极跟随器IC₃的输出端D与第一乘法器4的第二输入端v_B连接；加法电路IC₅包括第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第三放大器A₃，第七电阻R₇的一端与第二射极跟随器IC₃的输出端D连接、另一端分别与第一乘法器4的第三输入端v_of和第三放大器A₃的同向输入端连接，第五电阻R₅的一端与主功率电路1的输出电压V_o连接作为输入电压前馈电路3的第二信号输入端E，第五电阻R₅的另一端分别与第六电阻R₆的一端、第三放大器A₃的同向输入端、第一乘法器4的第三输入端v_of连接，第六电阻R₆的另一端接参考电位零点，第八电阻R₈串接于第三放大器A₃的反向输入端和输出端之间，第三放大器A₃的反向输入端经过第九电阻R₉连接至参考电位零点，第三放大器A₃的输出端为加法电路IC₅的输出端F，加法电路IC₅的输出端F和第一乘法器4的输出端G分别为减法电路IC₄的两个输入端；减法电路IC₄包括第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第四放大器A₄，加法电路IC₅的输出端F通过第十一电阻R₁₁接入第四放大器A₄的同向输入端，第一乘法器4的输出端G通过第十三电阻R₁₃接入第四放大器A₄的反向输入端，第十电阻R₁₀的一端与第四放大器A₄的同向输入端连接，第十电阻R₁₀的另一端与参考电位零点连接，第十二电阻R₁₂串接于第四放大器A₄的反向输入端和输出端之间。

整流后的输入电压经第一电阻R₁和第二电阻R₂分压，并经过由运放组成的电压跟随器后，得到v_A＝k_vgV_m|sinωt|，其中k_vg是电压采样系数。第三电阻R₃、第一二极管D₁、第一电容C₁和第四电阻R₄构成峰值取样电路，并经过由运放组成的电压跟随器后，得到v_B＝k_vgV_m。输出电压V_o经第五电阻R₅和第六电阻R₆分压，其分压系数设计为1.2969k_vg，那么v_of＝1.2969k_vg V_o。选择R₇＝R₈＝0.3156k_vg R₅，R₉＝1.2969k_vg R₅，那么v_z＝k_vg(V_m+0.3156V_o)。选择R₁₀＝R₁₁＝R₁₂＝R₁₃，那么v_x＝k_vg(V_m+0.3156V_o-1.2969V_o|sinωt|)。输出电压V_o经过第十四电阻R₁₄和第十五电阻R₁₅分压后与基准电压V_og比较，经由第 十六电阻R₁₆和第二电容C₂构成的调节器后得到误差信号v_y＝v_EA。v_x、v_y和v_z经过乘法器后得到P点电位为：

将P点电压与锯齿波进行交截，便可以获得式(19)所示的占空比。

上述所述锯齿波比较及开关管驱动电路6采用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路，第一～五放大器A₁～A₅采用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器，第一乘法器4和第二乘法器5均采用集成IC电路或分立器件组成。

3本发明提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置的优点

3.1功率因数的提高

根据式(11)和式(15)可以分别作出采用传统控制和新型控制时的PF值变化曲线，如图8所示。从图中可以看出，采用新型控制后，PF值得到了提高，当输入电压为90VAC时，PF值从0.895提高为0.922。

3.2输出电压纹波的减小

采用传统控制时，由式(1)、式(7)和式(10)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

采用本发明控制时，由式(1)、式(13)和式(17)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

由式(21)和式(22)可以作出两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如图9所示。当时，储能电容C_o充电；当时，C_o放电。假设从ωt＝0开始，传统控制和新型控制下的的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为t₁和t₂，则储能电容C_o在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为:

根据电容储能的计算公式，和又可表示为：

其中ΔV_o1和ΔV_o2分别是传统和新型控制下的输出电压纹波值。

由式(23)和(24)可得：

由式(25)可作出图10，从图中可以看出，采用新型控制后，输出电压纹波明显减小。3.3电感电流纹波的减小

从图2可以看出，为使电感电流断续，必须满足：

D_y+D_R≤1 (26)

将式(5)代入式(26)，可得：

由上式可见，电感电流在输入电压峰值处最容易连续，由此可得：

将式(10)代入式(28)，可得DCM Buck PFC变换器在传统控制下的临界电感值为：

将式(18)代入式(19)，得拟合占空比的表达式为：

将式(30)代入式(28)，可得DCM Buck PFC变换器在新型控制下的临界电感值为：

(31)的最小值落在|sinωt|＝1处，即临界电感值为：

由式(31)和式(31)′可得到图11。从图11中可以看出，传统控制和新型控制下的临界电感值分别为34.1μH和45.8μH，这意味着，与传统控制相比，DCM Buck PFC变换器在新型控制下的临界电感值变大，如图12所示，这样可以减小电感电流峰值及有效值，开关管和二极管的电流有效值也相应减小。因此变换器的导通损耗降低，效率提高。

Claims (3)

1.一种提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Buck电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极为参考电位零点，整流桥RB的输出正极与开关管Q_b的漏极连接，开关管Q_b的源极同时与二极管D_b的负极和Buck电感L_b的一端相连接，二极管D_b的正极分别与整流桥RB的输出负极、输出电容C_o的负极和负载R_Ld的一端连接，Buck电感L_b的另一端分别与输出电容C_o的正极和负载R_Ld的另一端连接，输出电容C_o的负极和负载R_Ld连接的一端为参考电位零点；

所述控制电路采用变化规律为的占空比的输出信号驱动开关管Q_b，其中，

<mrow> <msub> <mi>D</mi> <mn>0</mn> </msub> <mo>=</mo> <msqrt> <mfrac> <mrow> <mn>2</mn> <msub> <mi>&amp;pi;L</mi> <mi>b</mi> </msub> <msub> <mi>f</mi> <mi>s</mi> </msub> <msub> <mi>P</mi> <mi>o</mi> </msub> </mrow> <mrow> <msub> <mi>V</mi> <mi>m</mi> </msub> <msubsup> <mo>&amp;Integral;</mo> <msub> <mi>&amp;theta;</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>-</mo> <msub> <mi>&amp;theta;</mi> <mn>0</mn> </msub> </mrow> </msubsup> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>m</mi> </msub> <mo>|</mo> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mo>(</mo> <mrow> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> </mrow> <mo>)</mo> <mo>|</mo> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>)</mo> </mrow> <msup> <mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>-</mo> <mi>M</mi> <mo>|</mo> <mi>s</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mo>(</mo> <mrow> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> </mrow> <mo>)</mo> <mo>|</mo> <mo>)</mo> </mrow> <mn>2</mn> </msup> <mi>d</mi> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> </mrow> </mfrac> </msqrt> </mrow>

<mrow> <mi>M</mi> <mo>=</mo> <mfrac> <mn>1.2969</mn> <mrow> <msub> <mi>V</mi> <mi>m</mi> </msub> <mo>/</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>+</mo> <mn>0.3156</mn> </mrow> </mfrac> </mrow>

其中，V_o为主功率电路(1)的输出电压，V_m为主功率电路(1)的输入电压峰值，ω为输入交流电压的角频率，ω＝2πf_line，f_line为输入交流电压频率，t为时间，P_o为输出功率，L_b为Buck电感值，f_s为开关频率，

所述控制电路包括输出电压反馈控制电路(2)、输入电压前馈电路(3)、第二乘法器(5)、锯齿波比较及开关管驱动电路(6)，所述输出电压反馈控制电路(2)的输入端H与主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输出电压反馈控制电路(2)的输出端J与第二乘法器(5)的第二输入端v_y相连；输入电压前馈电路(3)的第一信号输入端A与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压v_g连接，输入电压前馈电路(3)的第二信号输入端E与主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输入电压前馈电路(3)的第一信号输出端I与第二乘法器(5)的第一输入端v_x连接，输入电压前馈电路(3)的第二信号输出端F与第二乘法器(5)的第三输入端v_z连接，第二乘法器(5)的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路(6)的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路(6)的输出端的信号为控制电路的输出信号，该输出信号与主功率电路(1)中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作；

所述输入电压前馈电路(3)包括分压电路、第一射极跟随器IC₁、第二射极跟随器IC₃、峰值采样电路IC₂、减法电路IC₄、加法电路IC₅和第一乘法器(4)；

所述分压电路包括第一电阻R₁和第二电阻R₂，第一射极跟随器IC₁包括第一放大器A₁，第一射极跟随器IC₁的同相输入端分别与第一电阻R₁、第二电阻R₂的一端连接，第一电阻R₁的另一端即为输入电压前馈电路(3)的第一信号输入端A，第二电阻R₂的另一端为参考电位零点，第一射极跟随器IC₁的输出端分别与峰值采样电路IC₂的输入端C、第一乘法器(4)的第一输入端v_A连接；峰值采样电路IC₂包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第一电容C₁、第一二极管D₁，其中第三电阻R₃的一端为峰值采样电路IC₂的输入端C，第三电阻R₃的另一端与第一二极管D₁的正极连接，第一二极管D₁的负极与第二射极跟随器IC₃的同相输入端B连接，第四电阻R₄与第一电容C₁并联后一端接第二射极跟随器IC₃的同相输入端B、另一端与参考电位零点相连；第二射极跟随器IC₃包括第二放大器A₂，第二射极跟随器IC₃的输出端D与第一乘法器(4)的第二输入端v_B连接；加法电路IC₅包括第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第三放大器A₃，第七电阻R₇的一端与第二射极跟随器IC₃的输出端D连接、另一端分别与第一乘法器(4)的第三输入端v_of和第三放大器A₃的同向输入端连接，第五电阻R₅的一端与主功率电路(1)的输出电压V_o连接作为输入电压前馈电路(3)的第二信号输入端E，第五电阻R₅的另一端分别与第六电阻R₆的一端、第三放大器A₃的同向输入端、第一乘法器(4)的第三输入端v_of连接，第六电阻R₆的另一端接参考电位零点，第八电阻R₈串接于第三放大器A₃的反向输入端和输出端之间，第三放大器A₃的反向输入端经过第九电阻R₉连接至参考电位零点，第三放大器A₃的输出端为加法电路IC₅的输出端F，加法电路IC₅的输出端F和第一乘法器(4)的输出端G分别为减法电路IC₄的两个输入端；减法电路IC₄包括第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第四放大器A₄，加法电路IC₅的输出端F通过第十一电阻R₁₁接入第四放大器A₄的同向输入端，第一乘法器(4)的输出端G通过第十三电阻R₁₃接入第四放大器A₄的反向输入端，第十电阻R₁₀的一端与第四放大器A₄的同向输入端连接，第十电阻R₁₀的另一端与参考电位零点连接，第十二电阻R₁₂串接于第四放大器A₄的反向输入端和输出端之间。

2.根据权利要求1所述的提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置，其特征在于，输出电压反馈控制电路(2)包括第五放大器A₅、第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆、第二电容C₂，第五放大器A₅的反相端分别与第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆的一端连接，第五放大器A₅的同相端与参考电压V_ref连接，第十四电阻R₁₄的另一端为输出电压反馈控制电路(2)的输入端H，第十五电阻R₁₅的另一端与参考电位零点连接，第十六电阻R₁₆的另一端经第二电容C₂与第五放大器A₅的输出端J相连。

3.根据权利要求1所述的提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置，其特征在于，所述锯齿波比较及开关管驱动电路(6)采用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路，第一～五放大器A₁～A₅采用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器，第一乘法器(4)和第二乘法器(5)均采用集成IC电路或分立器件组成。