CN111865065B - 一种高功率因数dcm降压-升降压pfc变换器 - Google Patents

一种高功率因数dcm降压-升降压pfc变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN111865065B
CN111865065B CN201910347160.6A CN201910347160A CN111865065B CN 111865065 B CN111865065 B CN 111865065B CN 201910347160 A CN201910347160 A CN 201910347160A CN 111865065 B CN111865065 B CN 111865065B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
voltage
output
input
multiplier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910347160.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111865065A (zh
Inventor
姚凯
管婵波
徐胜元
李凌格
陈杰楠
马春伟
张震
邬程健
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Science and Technology
Original Assignee
Nanjing University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Science and Technology filed Critical Nanjing University of Science and Technology
Priority to CN201910347160.6A priority Critical patent/CN111865065B/zh
Publication of CN111865065A publication Critical patent/CN111865065A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111865065B publication Critical patent/CN111865065B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开了一种高功率因数的DCM降压‑升降压PFC变换器。该变换器包括主功率电路、分压电路和控制电路，其中控制电路包括输入电压前馈电路、第一输出电压反馈控制电路、第二输出电压反馈控制电路、第一乘法器和锯齿波比较及开关管驱动电路。控制电路根据主功率电路的输入电压前馈和输出电压反馈，产生控制信号，驱动主功率电路中的第一开关管和第二开关管工作，使得变换器的占空比在一个工频周期按照一定的规律变化，使PF值在整个90V～264V AC输入电压范围内提高至接近于1。本发明提高了DCM Buck‑Buck/Boost PFC变换器的功率因数，并具有总谐波失真低、主功率器件传导损耗小、效率高的优点。

Description

一种高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。从80年代发展以来，各国学者从控制策略、电路拓扑、小信号建模等角度对有源功率因数校正技术(APFC)进行了深入的研究，并取得了一系列的研究成果。就目前而言，APFC技术新的一个研究热点是对PFC电路拓扑的研究。理论上任何一种DC/DC变流器拓扑都能作为PFC变换器的拓扑，但就目前为止，传统的有源PFC还是广泛采用Boost拓扑。虽然Boost PFC是一种提高功率因数、降低电流谐波的有效方式，但是在低压输入时的损耗较大，是制约其发展的瓶颈，而Buck PFC由于Buck电路自身降压的特性，使得输入输出电压较为接近，可以使其在整个输入电压范围内都能保持较高的效率，另外，Buck PFC输出电压低、共模EMI噪声小、无需浪涌限制器和主电感小等这些优点都使得Buck PFC逐渐成为功率因数校正技术的一个研究热点。
然而Buck变换器存在输入电流死区，导致功率因数较低，因此提出了Buck-Buck/Boost PFC变换器，在Buck死区的时候让Buck/Boost变换器工作，可以有效的消除输入电流死区，提高功率因数。传统的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器每个开关周期的占空比相同，开关周期也是恒定的，虽然控制电路设计简单，但是存在电感电流有效值大、低压处功率因数低、效率低的缺点。
发明内容
本发明的目的在于提供一种总谐波失真低、主功率器件传导损耗小、效率高、可在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1的高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器，包括主功率电路、分压电路和控制电路；
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路、电感L、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路的输入端口连接，二极管整流电路的输出负极为参考电位零点，与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的一端连接；二极管整流电路的输出正极同时与二极管Dfw和电感L的一端相连接，电感L的另一端同时与输出电容Co的一端、负载RL的一端和第二开关管Qb/b的另一端连接，二极管Dfw的另一端同时与输出电容Co的另一端、负载RL的另一端和第一开关管Qb的另一端连接；
所述控制电路包括输入电压前馈电路、第一输出电压反馈控制电路、第二输出电压反馈控制电路、第一乘法器和锯齿波比较及开关管驱动电路；所述第一输出电压反馈控制电路和第二输出电压反馈控制电路的反相输入端经分压电路与主功率电路的输出电压Vo连接，第一输出电压反馈控制电路和第二输出电压反馈控制电路的同相输入端与基准电压Vref连接，第一输出电压反馈控制电路的输出端与第一乘法器的第二输入端vy相连；输入电压前馈电路的两个信号输入端分别与主功率电路的二极管整流电路整流后的电压vg和分压电路的输出端连接，输入电压前馈电路的第二信号输出端F和第一信号输出端E分别与第一乘法器的第一输入端vx和第三输入端vz连接，第一乘法器的输出端、输出电压反馈控制电路的输出端分别与锯齿波比较及开关管驱动电路的两个输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路的输出端的信号为控制电路的输出信号，两个输出信号分别与主功率电路中的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的门极相连，从而驱动第一开关管Qb和第二开关管Qb/b工作。
进一步地，所述第一开关管Qb采用变化规律为
Figure BDA0002042730620000021
的变占空比的输出信号驱动，所述第二开关管Qb/b采用大小为D0的定占空比的输出信号驱动，其中Vo为主功率电路(1)的输出电压，Vm为主功率电路(1)的输入电压峰值，D0和D1由电源的功率决定，其中t为时间；ω为输入电压角频率。
进一步地，所述输入电压前馈电路包括第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第三射极跟随器IC3、第一减法电路IC4、第二减法电路IC5和第二乘法器；
所述第一射极跟随器IC1的同相输入端为输入电压前馈电路的第一信号输入端，其与主功率电路的二极管整流电路整流后的电压vg经第一分压电阻R1和第二分压电阻R2后连接，第一射极跟随器IC1的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号经过第三分压电阻R3后与第二射极跟随器IC2的同相输入端连接，第二射极跟随器IC2的输出端经过第五分压电阻R5和第六分压电阻R6后与第一减法电路IC4的同相输入端连接；第三射极跟随器IC3的输入端与分压电路的输出端连接，第三射极跟随器IC3的输出端经过第七分压电阻R7和第八分压电阻R8后与第一减法电路IC4的反相输入端连接，第一减法电路IC4的输出端经过第十一分压电阻R11和第十二分压电阻R12后与第二减法电路IC5的同相输入端连接；第一射极跟随器IC1的输出端与第二乘法器的第四输入端vA连接，第二射极跟随器IC2的输出端与第二乘法器的第五输入端vB连接，第三射极跟随器IC3的输出端与第二乘法器的第六输入端vC连接，第二乘法器的输出端经过第九分压电阻R9和第十分压电阻R10后与第二减法电路IC5的反相输入端连接，第二减法电路IC5的输出端作为输入电压前馈电路的第二信号输出端F与第一乘法器的第一输入端vx连接，第一减法电路IC4的输出端作为输入电压前馈电路的第一信号输出端E与第一乘法器的第三输入端vz连接。
进一步地，所述锯齿波比较及开关管驱动电路选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。
进一步地，所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第三射极跟随器IC3、第一减法电路IC4、第二减法电路IC5、第一输出电压反馈控制电路和第二输出电压反馈控制电路中使用的运算放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
进一步地，第二乘法器和第一乘法器采用集成IC电路或分立器件组成。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)能够在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1，提高了输入功率因数，降低了总谐波失真；(2)减小了主功率器件传导损耗，提高了变换器的效率。
附图说明
图1是Buck-Buck/Boost PFC变换器的电路结构示意图。
图2是本发明实施例中一个开关周期内DCM Buck PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图。
图3是本发明实施例中一个开关周期内DCM Buck/Boost PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图。
图4是本发明实施例中半个工频周期内的输入电流波形。
图5是本发明实施例中PF值随Vm变化的关系曲线。
图6是在不同输入电压下，PF关于y0的曲线。
图7是本发明一种高功率因数DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器的电路结构示意图。
图8是本发明实施例中两种控制方式下的PF值对比。
图9是本发明实施例中两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值。
图10是本发明实施例中两种控制方式下的输出电压纹波对比。
图11是本发明实施例中两种控制方式下的临界电感值对比，其中(a)为传统变换器的临界电感值，(b)为本发明变换器的临界电感值。
图12是本发明实施例中两种控制方式下的电感电流有效值对比。
图中：vin、电源电压；iin、输入电流；RB、整流桥；vg、整流后的输出电压；iLb、电感电流；Lb、电感；Qb、第一开关管；Qb/b、第二开关管；Db、二极管；Co、输出滤波电容；Io、输出电流；RLd、负载；Vo、输出电压；Vref、输出电压反馈控制的基准电压；vEA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出；t、时间；ω、输入电压角频率；Vm、输入电压峰值；vgs、开关管Qb的驱动电压；Dy、占空比；Dy_fit、拟合占空比；Ts、变换器开关周期；PF、功率因数；a、输入电压峰值Vm与输出电压Vo之比。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
1 DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器的工作原理
图1给出了单相Buck-Buck/Boost PFC变换器的主电路，它由输入整流桥、输入滤波器、电感L、Buck的开关管Qb、Buck/Boost的开关管Qb/b、二极管D和输出储能电容Co构成。设定：1)所有的元器件均为理想的；2)输出电压纹波与其直流量相比很小；3)开关频率远高于输入电压频率。
当输入电压vin高于边界电压Vboundary时，Buck变换器工作；反之，Buck-Buck/Boost变换器工作。边界电压的设置略高于输出电压，防止因为输出电压波动造成的误切换。
图2给出了DCM时Buck变换器一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形。当Qb导通时，Dfw截止，此时电感L两端的电压为vg－Vo，其电流iL由零开始以(vg－Vo)/L的斜率线性上升，vg给负载和储能电容Co供电。Qb关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL可以在新的一周期开始前下降到零。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
则输入电压整流后的电压为
vg＝Vm·|sinωt| (2)
在一个开关周期内，电感电流峰值iL_pk为
Figure BDA0002042730620000051
其中Dy为占空比，fs为开关频率。
在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即
Dy(vg-Vo)DyTs＝VoDRTs (4)
其中Vo为输出电压，DR为电感电流下降到零所对应的占空比。
由式(2)和式(4)可得：
Figure BDA0002042730620000052
根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：
Figure BDA0002042730620000053
图3给出了DCM时Buck/Boost变换器一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形。当Qb/b导通时，Dfw截止，此时电感L两端的电压为vg－Vo，其电流iL由零开始以(vg－Vo)/L的斜率线性上升，vg给负载和储能电容Co供电。Qb/b关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL可以在新的一周期开始前下降到零。
在一个开关周期内，电感电流峰值iL_pk为
Figure BDA0002042730620000054
在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡可得
Figure BDA0002042730620000061
由式(7)和式(8)可得：
Figure BDA0002042730620000062
根据式(6)和式9)，可以得到输入电流iin为：
Figure BDA0002042730620000063
其中
Figure BDA0002042730620000064
由式(1)和式(10)可以得出变换器在半个工频周期内输入功率的平均值Pin为
Figure BDA0002042730620000065
设定变换器效率为100％，则输出功率等于输入功率，即Po＝Pin，由式(8)可得占空比：
Figure BDA0002042730620000066
将占空比表达式代入输入电流表达式可以得出输入电流的波形，如图4所示。
同时求得PF值的表达式为：
Figure BDA0002042730620000067
其中Irms为输入电流有效值。
根据式(13)可以得出PF的曲线，如图5所示。从图中可以看出，输出电压一定时，输入电压越大，PF值越高。在90V～264VAC输入电压范围内，当输入电压为90VAC、输出电压为80V时，PF值只有0.85。因此，需要提出新的方法来提高低输入电压时的PF值。
2实现高功率因数的新型控制
2.1占空比表达式推导
为了实现PF值接近于1，输入电流必须是正弦，考虑功率平衡，得到此时输入电流的表达式为：
Figure BDA0002042730620000071
根据式(10)和式(14)可以得到此时Buck-Buck/Boost变换器的占空比为：
Figure BDA0002042730620000072
由于Buck的使用占空比表达式来设计电路比较复杂，因此将占空比进行拟合。令
Figure BDA0002042730620000073
y＝sinωt，
Figure BDA0002042730620000074
则Buck变换器的占空比表达式为：
Figure BDA0002042730620000075
泰勒展开公式如下：
Figure BDA0002042730620000076
将式(16)在y0处泰勒展开得到：
Figure BDA0002042730620000077
只需要考虑第一项，则可以得到拟合的Buck占空比表达式为：
Figure BDA0002042730620000078
其中
Figure BDA0002042730620000079
由式(15)和式(19)得到此时输入电流表达式为：
Figure BDA00020427306200000710
由式(1)和式(20)得到平均输入功率表达式为：
Figure BDA0002042730620000081
根据式(21)可以得到D1的表达式为：
Figure BDA0002042730620000082
同时可以得到PF表达式为：
Figure BDA0002042730620000083
结合式(23)和转换器的参数，可以得到在不同输入电压下，PF关于y0的曲线，如图6所示。通过计算，可以得到输入电压有效值分别为90V，110V，177V，220V和264V时，y0的值取0.874，0.822，0.736，0.710和0.692，使PF最大。考虑到整个宽输入电压范围内的PF值，同时考虑到110V和220V两个标称电压，最终选择y0＝0.822，使得总体PF最大。
将y0＝0.822代入式(19)得到拟合的Buck占空比表达式为
Figure BDA0002042730620000084
2.2控制电路
根据式(20)、式(22)和式(23)可以设计控制电路，如图7所示。本发明高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器，包括主功率电路1、分压电路2和控制电路；
所述主功率电路1包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路、电感L、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路的输入端口连接，二极管整流电路的输出负极为参考电位零点，与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的一端连接；二极管整流电路的输出正极同时与二极管Dfw和电感L的一端相连接，电感L的另一端同时与输出电容Co的一端、负载RL的一端和第二开关管Qb/b的另一端连接，二极管Dfw的另一端同时与输出电容Co的另一端、负载RL的另一端和第一开关管Qb的另一端连接；
所述控制电路包括输入电压前馈电路3、第一输出电压反馈控制电路4、第二输出电压反馈控制电路5、第一乘法器7和锯齿波比较及开关管驱动电路8；所述第一输出电压反馈控制电路4和第二输出电压反馈控制电路5的反相输入端经分压电路2与主功率电路1的输出电压Vo连接，第一输出电压反馈控制电路4和第二输出电压反馈控制电路5的同相输入端与基准电压Vref连接，第一输出电压反馈控制电路4的输出端与第一乘法器7的第二输入端vy相连；输入电压前馈电路3的两个信号输入端分别与主功率电路1的二极管整流电路整流后的电压vg和分压电路2的输出端连接，输入电压前馈电路3的第二信号输出端F和第一信号输出端E分别与第一乘法器7的第一输入端vx和第三输入端vz连接，第一乘法器7的输出端、输出电压反馈控制电路5的输出端分别与锯齿波比较及开关管驱动电路8的两个输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路8的输出端的信号为控制电路的输出信号，两个输出信号分别与主功率电路1中的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的门极相连，从而驱动第一开关管Qb和第二开关管Qb/b工作。
所述第一开关管Qb采用变化规律为
Figure BDA0002042730620000091
的变占空比的输出信号驱动，所述第二开关管Qb/b采用大小为D0的定占空比的输出信号驱动，其中Vo为主功率电路1的输出电压，Vm为主功率电路1的输入电压峰值，D0和D1由电源的功率决定，其中t为时间；ω为输入电压角频率。
所述输入电压前馈电路3包括第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第三射极跟随器IC3、第一减法电路IC4、第二减法电路IC5和第二乘法器6；
所述第一射极跟随器IC1的同相输入端为输入电压前馈电路3的第一信号输入端，其与主功率电路1的二极管整流电路整流后的电压vg经第一分压电阻R1和第二分压电阻R2后连接，第一射极跟随器IC1的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号经过第三分压电阻R3后与第二射极跟随器IC2的同相输入端连接，第二射极跟随器IC2的输出端经过第五分压电阻R5和第六分压电阻R6后与第一减法电路IC4的同相输入端连接；第三射极跟随器IC3的输入端与分压电路2的输出端连接，第三射极跟随器IC3的输出端经过第七分压电阻R7和第八分压电阻R8后与第一减法电路IC4的反相输入端连接，第一减法电路IC4的输出端经过第十一分压电阻R11和第十二分压电阻R12后与第二减法电路IC5的同相输入端连接；第一射极跟随器IC1的输出端与第二乘法器6的第四输入端vA连接，第二射极跟随器IC2的输出端与第二乘法器6的第五输入端vB连接，第三射极跟随器IC3的输出端与第二乘法器6的第六输入端vC连接，第二乘法器6的输出端经过第九分压电阻R9和第十分压电阻R10后与第二减法电路IC5的反相输入端连接，第二减法电路IC5的输出端作为输入电压前馈电路3的第二信号输出端F与第一乘法器7的第一输入端vx连接，第一减法电路IC4的输出端作为输入电压前馈电路3的第一信号输出端E与第一乘法器7的第三输入端vz连接。
整流后的输入电压经R1和R2分压，并经过由运放组成的电压跟随器后，得到vA＝kVm|sinωt|，其中k是电压采样系数。R3、D1、C1和R4构成峰值采样电路，并经过由运放组成的电压跟随器后，得到vB＝kVm。输出电压Vo经Ra1、Ra2、Ra3和Ra4分压，其分压系数设计为k，经过由运放组成的电压跟随器后，得到vC＝kVo。vA、vB和vC经过第二乘法器，得到vD＝vAvC/vB＝kVosinwt。vB和vC经过一个由R5、R6、R7、R8和一个运放组成的第一减法电路IC4，设计R8＝0.822R7，R8＝1.351R5，得到vz＝vE＝k(1.351Vm-0.822Vo)。vD和vE经过一个由R9、R10、R11、R12和一个运放组成的第二减法电路IC5，设计R9＝R10＝R11＝R12，得到vx＝vF＝k(1.351Vm-0.822Vo-Vosinwt)。输出电压Vo经Ra1、Ra2、Ra3和Ra4分压后与基准电压Vref比较，经由R14和C3构成的调节器后得到误差信号vEA1，与锯齿波进行交截，便可以获得Buck/Boost占空比。输出电压Vo经Ra1、Ra2、Ra3和Ra4分压后与基准电压Vref比较，经由R13和C2构成的调节器后得到误差信号vy＝vEA2。vx、vy和vz经过乘法器后得到P点电位为：
Figure BDA0002042730620000101
将P点电压与锯齿波进行交截，便可以获得式(23)所示的Buck占空比。
进一步地，所述锯齿波比较及开关管驱动电路8选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第三射极跟随器IC3、第一减法电路IC4、第二减法电路IC5、第一输出电压反馈控制电路4和第二输出电压反馈控制电路5中使用的运算放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。第二乘法器6和第一乘法器7采用集成IC电路或分立器件组成。
上述锯齿波比较及开关管驱动电路8可以选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路，射极跟随器、减法器、第一输出电压反馈控制电路4和第二输出电压反馈控制电路5中使用的放大器IC1—IC7选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器，第二乘法器6和第一乘法器7采用集成IC电路或分立器件组成。
3新型控制的优点
3.1功率因数的提高
根据式(13)和式(23)可以分别作出采用传统控制和新型控制时的PF值变化曲线，如图8所示。从图中可以看出，采用新型控制后，PF值得到了提高，在整个输入电压范围内，PF值接近于1。
3.2输出电压纹波的减小
瞬时输出电压表达式为：
Figure BDA0002042730620000111
则输出电压纹波表达式为：
Figure BDA0002042730620000112
同时输出电压纹波也可以表示为：
Figure BDA0002042730620000113
其中θ1,π-θ1,θ2,和π-θ2分别是两种控制下
Figure BDA0002042730620000114
时的角度。
由式(1)、式(10)和式(20)可以作出两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如图9所示。当
Figure BDA0002042730620000115
时，储能电容Co充电；当
Figure BDA0002042730620000116
时，Co放电。
根据式(26)和两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值可以计算出输出电压纹波，并画出两种控制下的输出电压纹波随电压变化曲线，如图10所示。从图中可以看出，采用新型控制后，低压处纹波增大，高压出纹波减小，但是总体输出电压纹波有所减小，输出电容的设计符合要求。
3.3电感电流纹波的减小
从图2和图3可以看出，为使电感电流断续，必须满足：
Figure BDA0002042730620000117
将式(5)和式(8)代入式(29)，可得：
Figure BDA0002042730620000121
将两种控制下的占空比表达式分别代入上式，可以得到两种控制下的临界电感值与输入电压的变化曲线，如图11所示。从图中可以看出，传统控制和新型控制下的临界电感值都约为38μH。
由此可以得到Buck和Buck/Boost的开关管导通时电流有效值表达式为：
Figure BDA0002042730620000122
Figure BDA0002042730620000123
同时可以得到Buck和Buck/Boost的开关管关断时电流有效值表达式为：
Figure BDA0002042730620000124
Figure BDA0002042730620000125
由此可以计算出电感电流的有效值为：
Figure BDA0002042730620000126
由式(31-35)可得到两种控制下电感电流有效值与输入电压关系曲线，如图12所示。从图中可以看出，与传统变换器相比，本发明高功率因DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器的电感电流有效值明显减小，开关管和二极管的电流有效值也相应减小，降低了导通损耗，提高了效率。

Claims (5)

1.一种高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)、分压电路(2)和控制电路；
所述主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路、电感L、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dsk、二极管Dfw、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路的输入端口连接，二极管整流电路的输出负极为参考电位零点，与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的一端连接；二极管整流电路的输出正极同时与二极管Dfw和电感L的一端相连接，电感L的另一端同时与输出电容Co的一端、负载RL的一端和第二开关管Qb/b的另一端连接，二极管Dfw的另一端同时与输出电容Co的另一端、负载RL的另一端和续流二极管Dsk的一端连接，续流二极管Dsk的另一端与第一开关管Qb的另一端连接；
所述控制电路包括输入电压前馈电路(3)、第一输出电压反馈控制电路(4)、第二输出电压反馈控制电路(5)、第一乘法器(7)和锯齿波比较及开关管驱动电路(8)；所述第一输出电压反馈控制电路(4)和第二输出电压反馈控制电路(5)的反相输入端经分压电路(2)与主功率电路(1)的输出电压Vo连接，第一输出电压反馈控制电路(4)和第二输出电压反馈控制电路(5)的同相输入端与基准电压Vref连接，第一输出电压反馈控制电路(4)的输出端与第一乘法器(7)的第二输入端vy相连；输入电压前馈电路(3)的两个信号输入端分别与主功率电路(1)的二极管整流电路整流后的电压vg和分压电路(2)的输出端连接，输入电压前馈电路(3)的第二信号输出端F和第一信号输出端E分别与第一乘法器(7)的第一输入端vx和第三输入端vz连接，第一乘法器(7)的输出端、输出电压反馈控制电路(5)的输出端分别与锯齿波比较及开关管驱动电路(8)的两个输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路(8)的输出端的信号为控制电路的输出信号，两个输出信号分别与主功率电路(1)中的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的门极相连，从而驱动第一开关管Qb和第二开关管Qb/b工作；第一乘法器(7)中，第一输入端vx的信号与第二输入端vy的信号相乘，然后除以第三输入端vz的信号，作为第一乘法器(7)的输出信号；
所述输入电压前馈电路(3)包括第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第三射极跟随器IC3、第一减法电路IC4、第二减法电路IC5和第二乘法器(6)；
所述第一射极跟随器IC1的同相输入端为输入电压前馈电路(3)的第一信号输入端，其与主功率电路(1)的二极管整流电路整流后的电压vg经第一分压电阻R1和第二分压电阻R2后连接，第一射极跟随器IC1的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号经过第三分压电阻R3后与第二射极跟随器IC2的同相输入端连接，第二射极跟随器IC2的输出端经过第五分压电阻R5和第六分压电阻R6分压后与第一减法电路IC4的同相输入端连接；第三射极跟随器IC3的输入端与分压电路(2)的输出端连接，第三射极跟随器IC3的输出端经过第七分压电阻R7和第八分压电阻R8分压后与第一减法电路IC4的反相输入端连接，第一减法电路IC4的输出端经过第十一分压电阻R11和第十二分压电阻R12分压后与第二减法电路IC5的同相输入端连接；第一射极跟随器IC1的输出端与第二乘法器(6)的第四输入端vA连接，第二射极跟随器IC2的输出端与第二乘法器(6)的第五输入端vB连接，第三射极跟随器IC3的输出端与第二乘法器(6)的第六输入端vC连接，第二乘法器(6)的输出端经过第九分压电阻R9后与第二减法电路IC5的反相输入端连接，第二减法电路IC5的输出端作为输入电压前馈电路(3)的第二信号输出端F与第一乘法器(7)的第一输入端vx连接，第一减法电路IC4的输出端作为输入电压前馈电路(3)的第一信号输出端E与第一乘法器(7)的第三输入端vz连接。
2.根据权利要求1所述的高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述第一开关管Qb采用变化规律为
Figure FDA0003530111310000021
的变占空比的输出信号驱动，所述第二开关管Qb/b采用大小为D0的定占空比的输出信号驱动，其中Vo为主功率电路(1)的输出电压，Vm为主功率电路(1)的输入电压峰值，D0和D1由电源的功率决定，其中t为时间；ω为输入电压角频率。
3.根据权利要求1所述的高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述锯齿波比较及开关管驱动电路(8)选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。
4.根据权利要求1所述的高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第三射极跟随器IC3、第一减法电路IC4、第二减法电路IC5、第一输出电压反馈控制电路(4)和第二输出电压反馈控制电路(5)中使用的运算放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
5.根据权利要求1所述的高功率因数DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，第二乘法器(6)和第一乘法器(7)采用集成IC电路或分立器件组成。
CN201910347160.6A 2019-04-28 2019-04-28 一种高功率因数dcm降压-升降压pfc变换器 Active CN111865065B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910347160.6A CN111865065B (zh) 2019-04-28 2019-04-28 一种高功率因数dcm降压-升降压pfc变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910347160.6A CN111865065B (zh) 2019-04-28 2019-04-28 一种高功率因数dcm降压-升降压pfc变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111865065A CN111865065A (zh) 2020-10-30
CN111865065B true CN111865065B (zh) 2022-07-19

Family

ID=72964866

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910347160.6A Active CN111865065B (zh) 2019-04-28 2019-04-28 一种高功率因数dcm降压-升降压pfc变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111865065B (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105226931A (zh) * 2015-09-25 2016-01-06 南京理工大学 提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置
CN106936221A (zh) * 2015-12-31 2017-07-07 中惠创智无线供电技术有限公司 对大功率用电设备进行供电的无线供电系统
US9774245B1 (en) * 2016-07-15 2017-09-26 Alitek Technology Corp. PFC switching power conversion circuit providing low total harmonic distortion
CN107453345A (zh) * 2017-08-30 2017-12-08 杰华特微电子（杭州）有限公司 供电电路及供电方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105226931A (zh) * 2015-09-25 2016-01-06 南京理工大学 提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置
CN106936221A (zh) * 2015-12-31 2017-07-07 中惠创智无线供电技术有限公司 对大功率用电设备进行供电的无线供电系统
US9774245B1 (en) * 2016-07-15 2017-09-26 Alitek Technology Corp. PFC switching power conversion circuit providing low total harmonic distortion
CN107453345A (zh) * 2017-08-30 2017-12-08 杰华特微电子（杭州）有限公司 供电电路及供电方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN111865065A (zh) 2020-10-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1575152B1 (en) Power factor correction circuits
US20210091678A1 (en) Control method and control circuit
CN113489309B (zh) 宽输出电压的无桥降压式功率因数校正变换器及控制方法
CN112217388A (zh) 一种基于优化调制波的输出无波动DCM Buck PFC变换器
CN112217387A (zh) 可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器
CN110518818B (zh) 定频控制的crm降压-反激pfc变换器
CN113489308B (zh) 无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法
CN110932576B (zh) 定开关周期利用率的dcm降压-升降压pfc变换器
CN109951098B (zh) 一种快速隔离断路器及其控制算法
CN109309447B (zh) 恒定开关频率控制的crm降压pfc变换器
CN110266182A (zh) 一种pfc输出电压自适应跟随控制器
CN107332438B (zh) 基于双电感双电压直流输出电路的功率因数校正方法
CN111865064B (zh) 一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器
CN203636178U (zh) 一种逆变电焊机
CN110289755B (zh) 高功率因数DCM Buck-Flyback PFC变换器
CN112217390A (zh) 一种基于可控电流源的快速动态响应crm升压pfc变换器
CN110212743B (zh) 降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统
CN110829823B (zh) 一种提高dcm升压pfc变换器临界电感的装置及方法
CN111541386A (zh) 并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器
CN110829827A (zh) 一种恒定开关频率的crm升压-降压pfc变换器
CN111865065B (zh) 一种高功率因数dcm降压-升降压pfc变换器
CN111865115B (zh) 最优频率控制的双定频crm降压-升降压pfc变换器
CN110829822B (zh) 优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器
CN113726147A (zh) 一种输入并联输出串联无桥降压pfc变换器
CN111865117B (zh) 分段定占空比控制的dcm降压-升降压pfc变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB03 Change of inventor or designer information

Inventor after: Yao Kai

Inventor after: Guan Chanbo

Inventor after: Xu Shengyuan

Inventor after: Li Lingge

Inventor after: Chen Jienan

Inventor after: Ma Chunwei

Inventor after: Zhang Zhen

Inventor after: Wu Chengjian

Inventor before: Guan Chanbo

Inventor before: Yao Kai

Inventor before: Xu Shengyuan

Inventor before: Li Lingge

Inventor before: Chen Jienan

Inventor before: Ma Chunwei

Inventor before: Zhang Zhen

Inventor before: Wu Chengjian

CB03 Change of inventor or designer information
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant