CN110212743B - 降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种降低CRM‑Buck‑PFC电解电容器的纹波电流的控制系统，设计电路包括主功率电路、输出电压反馈控制电路、输入电压前馈电路、乘法器、锯齿波比较及开关管驱动电路。本发明通过引入输入电压前馈和输出电压反馈提出变开关导通时间的控制方法，该方法不仅降低了电解电容器的纹波电流而且使开关频率的变化范围最小化，通过降低功率器件的导通损耗来提高效率。

Description

降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统

技术领域

本发明涉及一种CRM-Buck-PFC变换器，具体涉及一种降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统。

背景技术

功率因数校正(PFC)已被广泛用于降低输入电流谐波和提高输入功率因数。采用有源功率因数校正(PFC)技术的开关电源与无源电源相比具有小尺寸，高性价比，高功率因数的优点。不同类型的有源PFC控制方案和拓扑结构被提出以满足规范标准以及减少谐波。Buck，Boost和Buck-Boost变换器在有源开关电源中应用最为广泛。由于简单和固有的电流塑造能力，Boost变换器是PFC应用中最广泛的拓扑结构。然而，与输入电压较高时相比，它在输入电压较低时效率比较低。因此，Buck PFC变换器由于具有输出电压低，成本降低，低输入电压时效率高，开关电源寿命长等优点，在广泛的交直流PFC变换器应用中引起越来越多的关注。

在CRM Buck PFC转换器中，电解电容器通常用于抑制高频开关纹波电压以及低频纹波电压，获得稳定的输出电压。然而，电解电容器的ESR值较大，通过它的高频和低频纹波电流导致电解质的加热，导致其蒸发。其结果是，随着工作时间的延长，ESR的值增大而电容减小，缩短了电容器的寿命。因此，有必要降低CRM降压型PFC转换器的电容纹波电流。

发明内容

本发明的目的在于克服前述传统CRM Buck PFC变换器的缺点，提供一种降低CRMBuck PFC变换器电容器纹波电流的控制系统。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统，包括主功率电路和控制电路，控制电路采用导通时间变化规律为

的输出信号驱动主功率电路的开关管Q_b，其中V_o为主功率电路的输出电压，V_m为主功率电路的输入电压峰值，t₁为电压偏差，由电源的功率决定，ω为角频率。

与现有技术相比，本发明的显著优点为：传统的CRM Buck PFC变换器采用定占导通时间控制(COT)，电容器电流包含大量的高频和低频的纹波电流，因此电解电容器和PFC变换器的寿命将会减少；本发明通过引入输入电压前馈和输出电压反馈提出了变开关导通时间的控制方法，不仅降低了电解电容器的纹波电流而且使开关频率的变化范围最小化；通过降低功率器件的导通损耗来提高效率。

附图说明

图1是Buck PFC变换器主电路示意图。

图2是一个开关周期内CRM Buck PFC变换器的电感电流、电容电流波形图。

图3是半个工频周期内CRM Buck PFC变换器的开关管电流波形图。

图4是

取不同值下的输入电流波形图。

图5是PF值与x_o和a的关系曲面图。

图6是

和PF_approx与a的关系曲线图

图7是F(a)和F_fit(a)的曲线图。

图8是控制电路原理图。

图9是COT和VOT控制的电解电容纹波电流曲线图。

图10是用于COT和VOT控制的ESR功率损耗曲线图。

图11是COT和VOT控制的临界电感值示意图。

图12是COT和VOT控制的电感电流峰值示意图。

图13是COT和VOT控制电感电流的RMS值示意图。

图14是输出电压纹波曲线图。

具体实施方式

一种降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统，包括主功率电路1和控制电路，控制电路采用导通时间变化规律为

的输出信号驱动主功率电路1的开关管Q_b，其中V_o为主功率电路1的输出电压，V_m为主功率电路1的输入电压峰值，t₁为电压偏差，由电源的功率决定，ω为角频率。

结合图8，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Buck电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、电容的等效串联电阻ESR、负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与开关管Q_b的一端连接，开关管Q_b的另一端同时与二极管D_b和等效串联电阻ESR以及负载R_Ld的一端相连接，二极管D_b的另一端和电感L_b的一端连接，电感L_b的另一端同时与输出电容C_o、负载R_Ld、第一电阻R₁、第二电阻R₂连接；第一电阻R₁的另一端与FMMT560三极管的发射极连接，第二电阻R₂的另一端与FMMT560三极管的基极以及第三电阻R₃的一端连接，第三电阻R₃的另一端与负载R_Ld连接，FMMT560三极管的集电极与第四电阻R₄的一端连接，第四电阻R₄的另一端接地。

控制电路包括输出电压反馈控制电路2、输入电压前馈电路3、第一乘法器5、锯齿波比较及开关管驱动电路6，所述输出电压反馈控制电路2的反向输入端与主功率电路1的输出电压V_o连接，输出电压反馈控制电路2的同向输入端与基准电压V_ref连接，输出电压反馈控制电路2的输出端与第一乘法器5的一个输入端V_y相连；输入电压前馈电路3的两个信号输入端分别经分压电阻与主功率电路1的二极管整流电路RB整流后的电压V_g和主功率电路1的输出电压V_o连接，输入电压前馈电路3的信号输出端与第一乘法器5的输入端V_x连接，第一乘法器5的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路6的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路6的输出端的信号为控制电路的输出信号，其与主功率电路1中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作。

所述的输入电压前馈电路3包括第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第三射极跟随器IC3、加法电路IC5、第一减法电路IC4、第二减法电路IC6、第二乘法器4、第三乘法器；

所述第一射极跟随器IC1的同相输入端与主功率电路1的二极管整流电路RB整流后的电压V_g经第五电阻R₅连接，第一射极跟随器IC1的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号与第二射极跟随器IC2的同相输入端连接，输出电压V_o与第三射极跟随器IC3的同相输入端连接，第一射极跟随器IC1的输出端还与第二乘法器4的一个输入端V_x连接，第二射极跟随器IC2的输出端与第二乘法器4的一个输入端V_z连接，第三射极跟随器IC3的输出端与乘法器4的第三个输入端V_y连接，第一射极跟随器IC1的输出端分别经第六电阻R₁₀和第七电阻R₁₅与第一减法电路IC4的同相输入端和加法电路IC5的同相输入端连接，第三射极跟随器IC3的输出端经第八电阻R₉和第九电阻R₁₄与第一减法电路IC4的反相输入端和加法电路IC5的同相输入端连接，第二乘法器4的输出端经第十电阻R₂₀与第二减法电路IC6的反相输入端连接，加法电路IC5的输出端E经第十一电阻R₁₉与减法电路IC6的同相输入端连接，同时减法电路IC6的输出端连接第三乘法器的一个输入端V_x，减法电路IC4的输出端连接第三乘法器的另一个输入端V_y；输入电压前馈电路3的信号输出端和输出电压反馈控制电路2的输出端分别与第一乘法器5的输入端V_x和V_y连接；第一乘法器5的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路6的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路6的输出端的信号为控制电路的输出信号，其与主功率电路1中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作。

所述锯齿波比较及开关管驱动电路6选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。射极跟随器、减法器、加法器和输出电压反馈控制电路2中的放大器选用TL074、TL072、LM358或者LM324型号的运算放大器。

下面结合附图及实施例对本发明作进一步详细说明。

实施例

1、CRM Buck PFC变换器的工作原理

图1是Buck PFC变换器主电路。为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

本实施例附图中的主要符号名称：v_in、电源电压；i_in、输入电流；RB、整流桥；v_g、整流后的输出电压；i_Lb、电感电流；L_b、电感；Q_b、开关管；D_b、二极管；C_o、输出滤波电容；ESR、电容等效串联电阻；I_c、流入电容电流；I₃ ^*、三次谐波电流；R_Ld、负载；V_o、输出电压；i_{Lb_pk}、电感电流峰值；i_{Lb_av}、电感电流平均值；V_ref、输出电压反馈控制的基准电压；v_EA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出；t、时间；ω、输入电压角频率；V_m、输入电压峰值；v_gs、开关管Q_b的驱动电压；T_s、变换器开关周期；PF、功率因数；a、输入电压峰值V_m与输出电压V_o之比；

图2给出了CRM时一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形。当Q_b导通时，D_b截止，电感L_b两端的电压为v_g－V_o，其电流i_Lb由零开始以(v_g－V_o)/L_b的斜率线性上升，v_g给负载和储能电容C_o供电。当Q_b关断时，i_Lb通过D_b续流，此时L_b两端的电压为－V_o，i_Lb以V_o/L_b的斜率下降，并且i_Lb可以在新的一周期开始前下降到零。

定义输入交流电压v_in的表达式为

V_in＝V_msinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入电压整流后的电压为

V_g＝V_m|sinωt| (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_Lb__pk为

i_Lb__peak＝(V_g-V_o)t_on/L_b＝(V_m|sinωt|-V_o)t_on/L_b (3)

其中t_on是开关导通时间

根据伏秒平衡，得到t_on和t_off的关系

假设f_s和t_s是定导通时间控制的开关频率和开关周期，则可以得到它们之间的关系

由式(4)和式(5)可得：

从上述分析可知，一个开关周期内开关管的平均电流可以推导为：

在采用Buck拓扑的情况下，只有在输入电压大于输出电压时开关管才开始承受正向电压，才能够被触发导通，即电感电流存在死区，死区大小由输入输出电压决定。虽然平均输入电流值不是完整的正弦波，但是只要合理设计输出电压,将电流谐波限制在一定值以内，也能够达到了功率因数校正的目的。

因此，输入电流i_in为:

当导通时间t_on固定时，根据式(3)和式(7)可以画出半个工频周期内开关管的峰值包络线和平均值的波形，如图3所示。从图中可以看出，此时开关管电流的平均值不再是正弦形状，而是发生了畸变。

考虑输入电流的死区，由式(1)和式(8)可以求出变换器在半个工频周期内输入功率的平均值P_in为：

假设变换器效率为100％，那么输入功率等于输出功率，即P_in＝P_o。由式(9)可得导通时间t_on：

从等式(10)可知，当输出电压和输入电压不变时，开关的导通时间也是恒定的。将式(10)代入式(3)，可以计算峰值电流为

式(11)可以写为

i_{Lb_peak_COT}＝I_P(sinωt-sinθ)

(12)

在这里

根据上述分析，一个开关周期内的电解电容器的电流可以计算为

在这里t′是一个开关周期(t_s)内的瞬时时间。

通过观察(13)，开关周期中的电解电容器纹波电流的平均值

也就是低频分量i_{C_lf}可以直接得到为

从i_C中减去i_{C_lf}，电容电流的高频分量可写成

i_{C_hf}＝i_C-i_{C_lf}

(15)

根据式(13)和式(14)可知，一个开关周期内高频分量的均方根值可以表示为

2、减少输出电容纹波值的新型控制

图12表明，在COT控制下的电感峰值电流参考在θ和π-θ周围较小，并且在

周围较大，这将会增加纹波电流的均方根值(RMS)。所以重点是电感峰值电流参考点在θ和π-θ周围应该增加，并且在

周围应该减小。如果电感峰值电流基准引入一些正三次谐波减去一个常数值，就可以完成，如式(18)所示。因此纹波电流的高频和低频分量的均方值将会降低。由于电解电容器的功率损耗取决于纹波电流和ESR的均方值，所以减小均方值可以延长电容器和转换器的寿命。由Furrier的公式可以得到输入电流谐波为

其中，

是以基波分量为基础的三次谐波的标幺值，I_p是基波分量的幅值。

我们假设转换器的效率是100％，即P_o＝P_in，然后可以导出输出功率为

因此我们可以得到I_p是

结合式(3)和式(18)，获得这样一个输入电流的开关导通时间应该按照下面式子变化的

把式(1)，式(8)带入(21)得到

在220V交流输入电压下，

取不同值下的输入电流波形图如图4所示。从图中可以清楚地看到，输入电流在ωt＝π/2处达到最小值，并且从ωt＝θ逐渐开始增加，不同

值下的各个值也不同。

把式(21)带入式(14)，注入三次谐波后的i_{C_lf}可以得到为

因此，在半个周期内，低频分量的均方值即

表示为

把式(21)带入(16)可以导出

因此，在半个工频周期中，注入的三次谐波的高频分量的均方值

是

由于它们是三角函数，考虑到含有

因此将它们区分开来并将它们设置为零，这将产生

与θ之间的关系并且

和

是最小的。而且对于每个a值，当取

值时

和

将会获得用最小值，因此电容器纹波将同时降低。最佳

和θ的关系可以表示为

把

的值代入式(26)将得到一个复杂的表达式，这将需要处理平方根提取器，分频器和几个乘法器来用于控制电路。因此，如方程(29)所示，我们可以利用Tylor级数在域内的展开点x_o展开方程(28)，并且这样可以更容易地将其实现于控制电路。让sinωt＝x,sinθ＝1/a那么简化后的式子可以写为

只考虑一阶导数项和常数，式(29)可近似写为

t_{on_approx}＝t₁[1-F(a)x] (30)

这里

从式(1)，式(8)和式(30)中我们可以得到输入的PF为

根据式(33)，图5展示了PF_approx的曲面图和图6说明PF_approx依赖于_a和x_o，此外

还依赖于_a和

可以清楚地看到，当x_o＝0.811，_a取不同的值时，PF_approx和

的变化顺序几乎是相同的，正如图6所示。

把

和x_o＝0.811带入式(32)得到了一个复杂的数学表达式，由于简化了分析，F(a)被绘制在图7中。分析F(a)的曲线可以发现其与蜜蜂线相似，所以F(a)和式(34)表示的方程式吻合。F_fit(a)和_a的关系在图7中以红色的曲线表示，与图7中的值之间的关系。F_fit(a)的数值在0.81到0.79之间变化当_a从2.766变到4.148。

F_fit(a)＝ar₁+r₂ (34)

在这里r₁＝-0.016以及r₂＝0.852.

把F_fit(a)带入式(30)，t_{on_fit}可以表示为

根据式(1)，式(8)和式(35)，我们能得到

因此t₁的表达式为

把式(37)带入式(35)得到导通时间的变化规律：

图8演示了CRM Buck PFC转换器的控制原理框图。由R₅和R₆组成的分压器检测整流后的输入电压V_g，k₁＝R₆/(R₅+R₆)以及V_A＝k₁|V_msinωt|。由D₅,C₁,R₇和R₈组成的电路用来获取V_A的峰值，即V_B＝k₂V_m。需要注意的是R₇的值要远小于R₈以及电容C₁的充电电流收到R₇的限制。R₁,R₂,R₃,R₄和FMMT 560用来检测输出电压，并且增益是k₃＝R₄(R₂V_o/R₂+R₃-V_eb)/R₃V_o，即V_C＝k₃V_o。乘法器1的输入是V_A＝k₁V_g，V_B＝k₂V_m和V_C＝k₃V_o。因为k₁＝k₂＝k₃＝k，乘法器1的输出为V_D＝kV_osinωt。使R₁₃＝R₁₄＝R₁₆＝R₁₇和R₁₅＝62.5R₁₄，然后得到V_E＝k(V_o+V_msinωt)。使R₉＝R₁₀和R₁₁＝R₁₂，然后得到V_F＝k(V_m|sinωt|-V_o)。使R₁₉＝R₂₁和R₁₈＝R₂₀，然后得到V_G＝k[V_o-(r₁V_m+r₂V_o)|sinωt|]。乘法器2的输入为V_x＝V_G和V_y＝V_F，乘法器2的输出为V_H＝k²[V_o-(r₁V_m+r₂V_o)|sinωt|](V_m|sinωt|-V_o)。

误差放大器1导出输出电压。参考电压V_ref和检测增益k₃分别设置为2.5V和0.028。参考电压V_ref与检测到的输出电压进行比较。R₂₂,R₂₃,C₂和C₃形成补偿网络。乘法器3接收输入V_H和V_EA，乘法器3的输出是V_I＝k²V_EA[V_o-(V_mr₁+V_or₂)|sinωt|](V_m|sinωt|-V_o)。串联电阻R_Q感应Buck开关管的电流，比较器接收V_I并通过R_Q感测电流。当开关导通时，R_Q的电压为

当

等于V_I时，电感电流达到其峰值，因此

t_on＝k²V_EAL_b[V_o-(r₁V_m+r₂V_o)|sinωt|] (39)

将P点电压与锯齿波进行交截，便可以获得式(39)所示的导通时间。

上述锯齿波比较及开关管驱动电路(6)可以选用UC3843、UC3844或UC3525等型号的集成IC电路，射极跟随器、减法器和输出电压反馈控制电路(2)中使用的放大器IC1—IC6选用TL074、TL072、LM358、LM324等型号的运算放大器，乘法器(4)和(5)采用集成IC电路或分立器件组成。

3、新型控制的优点

3.1电解电容纹波电流的减小

把式(10)代入式(14)和(16)，

和

可以推导出为

把式(38)代入式(14)和(16)，

和

可以表示为

和

电解电容器的功率损耗，也就是由于等效串联电阻(ESR)造成的功率损耗为

P_ESR＝I² _{C_lf}×ESR_{C_lf}+I² _{C_hf}×ESR_{C_hf} (44)

在这里ESR_{C_lf}和ESR_{C_hf}是电解电容在高频和低频下的ESR，它们的值可以从SAMSUNG LCFT020的原型中找到，分别为0.062Ω和0.109Ω。相应的，根据式(40)-(44)，电解电容器的纹波电流和ESR功率损耗曲线如图9和图10所示。显然，与COT控制相比，所提出的VOT控制下的高频和低频分量可以大大减少。由此可见，VOT控制下的ESR功率损耗大大降低，从而延长了电容器的使用寿命。

3.2临界电感和电感电流分析

参考图2，为了确保PFC转换器在临界导通模式下工作，必须满足以下条件

基于式(4)，(10)，(38)和(45)，COT和VOT控制下的临界电感值可以写

所以COT和VOT控制下的临界电感各自被重写为

考虑到转换器的设计规格和人类可听频率范围，采用30kHz作为最小的开关频率。使用式(48)和式(49)，可以计算得出图11，这表明COT和VOT控制下的临界电感值分别为428μH和668μH。

把式(10)和式(38)代入式(3)，在不同的输入电压下，定导通时间COT和变导通时间VOT控制的电感峰值电流波形如图12所示。这说明VOT控制在θ和π-θ的左右获得较高的值以及在π/2左右获得一个较低的值。对于220V交流输入电压，在相同的输出电压条件下，电感峰值电流从4.22A降低到了2.66A。在开关周期的一半和整个周期内，电感电流的RMS值可分别导出为

从式(50)和式(51)可以绘制出图13。如图所示，在每个输入电压下，与COT控制相比，VOT控制的电感电流的RMS值较小。由于电感的增加和电流纹波的减小，电感电流的RMS值减小。其结果是因为功率器件的导通损耗的降低，所以VOT控制得到更高的效率。

3.3输出电压纹波分析

从式(1)，式(8)，式(10)和式(38)中可以得到，在COT和VOT控制下的输入功率的标幺值分别表示为

如果

则储能电容器C_o放电，如果

则存储电容器C_o被充电。在t₁和t₂时刻，由于COT和VOT的控制，

和

分别与1相交。标幺化的C_o的放电能量就等于半个工频周期中的充电能量。因此，COT和VOT控制下的输出电压纹波为

图14展示出了△V_o1和△V_o2的曲线，说明了VOT控制下的输出电压纹波与COT控制相比大幅度降低。

Claims (3)

1.一种降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，控制电路采用导通时间变化规律为

的输出信号驱动主功率电路(1)的开关管Q_b，其中V_o为主功率电路(1)的输出电压，V_m为主功率电路(1)的输入电压峰值，t₁为电压偏差，由电源的功率决定，ω为角频率；

所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Buck电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、电容的等效串联电阻ESR、负载R_Ld，输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与开关管Q_b的一端连接，开关管Q_b的另一端同时与二极管D_b和等效串联电阻ESR以及负载R_Ld的一端相连接，二极管D_b的另一端和电感L_b的一端连接，电感L_b的另一端同时与输出电容C_o、负载R_Ld、第一电阻R₁、第二电阻R₂连接；第一电阻R₁的另一端与FMMT560三极管的发射极连接，第二电阻R₂的另一端与FMMT560三极管的基极以及第三电阻R₃的一端连接，第三电阻R₃的另一端与负载R_Ld连接，FMMT560三极管的集电极与第四电阻R₄的一端连接，第四电阻R₄的另一端接地；

控制电路包括输出电压反馈控制电路(2)、输入电压前馈电路(3)、第一乘法器(5)、锯齿波比较及开关管驱动电路(6)，所述输出电压反馈控制电路(2)的反向输入端与主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输出电压反馈控制电路(2)的同向输入端与基准电压V_ref连接，输出电压反馈控制电路(2)的输出端与第一乘法器(5)的一个输入端V_y相连；输入电压前馈电路(3)的两个信号输入端分别经分压电阻与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压V_g和主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输入电压前馈电路(3)的信号输出端与第一乘法器(5)的输入端V_x连接，第一乘法器(5)的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路(6)的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路(6)的输出端的信号为控制电路的输出信号，其与主功率电路(1)中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作；

所述的输入电压前馈电路(3)包括第一射极跟随器(IC1)、第二射极跟随器(IC2)、第三射极跟随器(IC3)、加法电路(IC5)、第一减法电路(IC4)、第二减法电路(IC6)、第二乘法器(4)、第三乘法器；

所述第一射极跟随器(IC1)的同相输入端与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压V_g经第五电阻R₅连接，第一射极跟随器(IC1)的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号与第二射极跟随器(IC2)的同相输入端连接，输出电压V_o与第三射极跟随器(IC3)的同相输入端连接，第一射极跟随器(IC1)的输出端还与第二乘法器(4)的一个输入端V_x连接，第二射极跟随器(IC2)的输出端与第二乘法器(4)的一个输入端V_z连接，第三射极跟随器(IC3)的输出端与第二乘法器(4)的第三个输入端V_y连接，第一射极跟随器(IC1)的输出端分别经第六电阻R₁₀和第七电阻R₁₅与第一减法电路(IC4)的同相输入端和加法电路(IC5)的同相输入端连接，第三射极跟随器(IC3)的输出端分别经第八电阻R₉和第九电阻R₁₄与第一减法电路(IC4)的反相输入端和加法电路(IC5)的同相输入端连接，第二乘法器(4)的输出端经第十电阻R₂₀与第二减法电路(IC6)的反相输入端连接，加法电路(IC5)的输出端经第十一电阻R₁₉与第二减法电路(IC6)的同相输入端连接，同时第二减法电路(IC6)的输出端连接第三乘法器的一个输入端V_x，第一减法电路(IC4)的输出端连接第三乘法器的另一个输入端V_y；输入电压前馈电路(3)的信号输出端和输出电压反馈控制电路(2)的输出端分别与第一乘法器(5)的输入端V_x和V_y连接；第一乘法器(5)的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路(6)的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路(6)的输出端的信号为控制电路的输出信号，其与主功率电路(1)中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作。

2.根据权利要求1所述的降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统，其特征在于，所述锯齿波比较及开关管驱动电路(6)选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。

3.根据权利要求1所述的降低CRM-Buck-PFC变换器电容器纹波电流的控制系统，其特征在于，射极跟随器、减法器、加法器和输出电压反馈控制电路(2)中的放大器选用TL074、TL072、LM358或者LM324型号的运算放大器。

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