CN105162316B - 高功率因数的CRM Buck PFC变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高功率因数的CRM Buck PFC变换器，包括主功率电路、CRM控制和驱动电路、输入电压前馈电路、两个乘法器和输出电压反馈电路；输入电压前馈电路如下：分压跟随电路的输出端分别与第一乘法器的v_y和峰值取样电的输入端连接；峰值取样电的输出端与第一乘法器的v_z连接；第一乘法器的v_x与分压电路的输出端连接；第一乘法器的输出端与第一减法电路的一个输入端连接；加法电路的两个输入端分别与分压跟随电路、分压电路的输出端连接；加法电路的输出端与第一减法电路的另一个输入端连接；第三减法电路的两个输入端分别与分压跟随电路、分压电路的输出端连接；第二乘法器的三个输入端分别与第一减法电路、分压电路、第三减法电路的输出端连接。本发明引入电压前馈电路，实现了CRM Buck PFC变换器的功率因数的提高。

Description

高功率因数的CRM Buck PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种高功率因数的CRMBuck PFC变换器。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。

有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Buck PFC变换器是常用的几种PFC变换器之一，根据电感电流连续与否，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，电感电流临界连续模式(Critical ContinuousCurrent Mode,CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。

CRM Buck PFC变换器一般应用在中小功率场合，其优点是开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复等。但由于Buck变换器输入电流固有导通死区，功率因数值达不到1，但也还有提高PF值的方法。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高功率因数的CRM Buck PFC变换器，通过引入电压前馈，进一步提高变换器的功率因数值。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种高功率因数的CRM Buck PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、开关管Q_b、二极管D_b、电感L_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Q_b的源极s连接，开关管Q_b漏极d分别接入电感L_b的一端和二极管D_b的阴极，电感L_b的另一端分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，二极管D_b的阳极、滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、第一分压跟随电路、第二峰值取样电路、第三分压电路、第一乘法器、第一减法电路、第二加法电路、第三减法电路、第二乘法器、输出电压反馈电路；其中CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Q_b的栅极g连接；第一分压跟随电路的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路的输出端A分别与第一乘法器的第二输入端v_y、第二峰值取样电路的一个输入端连接；第三分压电路的输入端与主功率电路的输出电压V_o的正极连接，第二峰值取样电路的输出端B与第一乘法器的第三输入端v_z连接，第三分压电路的输出端C与第一乘法器的第一输入端v_x连接；第一乘法器的输出端D和第二加法电路的输出端E分别连接第一减法电路的不同输入端；第二加法电路的输入端分别与第一分压跟随电路的输出端A和第三分压电路的输出端C连接；第三减法电路两个输入端分别与第一分压跟随电路的输出端A和第三分压电路的输出端C连接；第一减法电路的输出端F、第三分压电路的输出端C、第三减法电路的输出端G分别与第二乘法器的三个输入端连接；第二乘法器的输出端P与CRM控制和驱动电路的输入端3连接；输出电压反馈电路的输入端连接主功率电路的输出电压V_o的正极，输出电压反馈电路的输出端连接CRM控制和驱动电路的输入端2。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)在整个输入电压范围内，功率因数都有所提高，特别是在低压段，90V处有1.6％的提高幅度；(2)输入电流谐波减少，在高压段，3、5、7次谐波基本接近于零，而在90V处的3次谐波减少了16.1％。

附图说明

图1是Buck PFC变换器主电路示意图。

图2是CRM Buck PFC变换器的电感电流波形图。

图3是半个工频周期内CRM Buck PFC变换器的电感电流波形图。

图4是传统控制的功率因数曲线图。

图5是传统控制奇次谐波与基波的比值随输入电压的变化曲线图。

图6是注入三次谐波后功率因数与V_o/V_m和的三维图。

图7是注入三次谐波后的导通时间曲线图，其中(a)是的导通时间曲线图，(b)是的导通时间曲线图。

图8是功率因数值在不同输入电压下随k值变化的曲线关系图，其中(a)是输入电压为的功率因数值随k值变化的曲线图，(b)是输入电压为的功率因数值随k值变化的曲线图。

图9是两种控制方式下的功率因数曲线图。

图10是两种控制方式的开关频率曲线图，其中(a)是低输入电压范围两种控制方式的开关频率曲线图，(b)是高输入电压范围传统控制方式的开关频率曲线图，(c)是高输入电压范围注入三次谐波的开关频率曲线图。

图11是两种控制方式的电感电流有效值随输入电压的变化曲线图。

图12是两种方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)是传统控制方式下输入电压为时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，(b)是传统控制方式下输入电压为时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，(c)是变导通时间控制方式下输入电压为时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，(d)是变导通时间控制方式下输入电压为时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。

图13是两种控制方式下的输出电压纹波比值曲线图。

图14是两种控制方式的低次奇次谐波含量曲线比较图，其中(a)是定导通时间控制的低次奇次谐波含量曲线图，(b)是变导通时间控制的低次奇次谐波含量曲线图。

图15是本发明高功率因数的CRM Buck PFC变换器的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

1 CRM Buck PFC变换器的工作原理

图1是Buck PFC变换器主电路。

为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了CRM时一个开关周期中的电感电流波形。当Q_b导通时，D_b截止，升压电感L_b两端的电压为v_g－V_o，其电流i_Lb由零开始以(v_g－V_o)/L_b的斜率线性上升。当Q_b关断时，i_Lb通过D_b续流，此时L_b两端的电压为v_o，i_Lb以V_o/L_b的斜率下降。由于Buck变换器工作在CRM模式，因此在i_Lb下降到零时，开关管Q_b开通，开始新的开关周期。

不失一般性，定义输入交流电压v_in的表达式为

v_in＝V_m sinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入电压整流后的电压为

v_g＝V_m·|sinωt| (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为

其中t_on为Q_b的导通时间。

在每个开关周期内，L_b两端的伏秒面积平衡，那么Q_b的关断时间为

从图2可以看出，每个开关周期内，电感电流的平均值i_{lb_av}为其峰值的一半，由式(3)可得

由式(5)可知，如果在一个工频周期内，t_on是固定的，那么输入电压大于输出电压时电感电流的平均值为正弦形式。

图3给出了在半个工频周期内电感电流、峰值包络线和平均值的波形。其中θ＝arcsin(V_o/V_m)。

由式(5)和图1可以看出，输入电流为

假设变换器的输出功率为P_o，效率为1，由输入输出功率平衡可得

得到

代入式(3)得峰值电流表达式为

由式(8)和(9)可知，传统控制为峰值电流控制，输入输出电压、输出功率确定时，导通时间是恒定的，结合Buck输入输出电压关系V_m sinθ＝V_o，不妨设

其中

则输入电流可表示为

由此可得该情况下的功率因数为

选定参数，输入电压V_{in_rms}范围为90～264V，输出电压V_o为90V，输出功率P_o为120W，依据式(13)作出图4。

对输入电流作傅里叶分析，输入电流的傅里叶分解形式为：

其中余弦成分和偶次正弦成分均为0，且

由式(15)得奇次正弦成分与基波的比值随输入电压的变化曲线如图5所示。

2 变导通时间的控制策略

由图5可以看出，在低压段三次谐波的含量比较大，且与基波反相，于是想再消除一些三次谐波可以提高功率因数的值，考虑控制方式是峰值电流控制，所以在峰值电流中注入一定的三次谐波来提高PF值。

设峰值电流形式为

则可得输入电流表达式

同理，由输入输出功率平衡可得

得到系数

结合式(3)得到导通时间的表达式为

得到注入三次谐波后的功率因数表达式为

选定参数，输入电压V_{in_rms}范围为90～264V，V_o/V_m范围为0.241至0.707，输出电压V_o为90V，输出功率P_o为120W，依据式(20)作出功率因数与V_o/V_m和的三维图如图6所示。

从图6可以看出，在不同的输入电压下，注入不同量的三次谐波，都可以使功率因数值达到最大值，且在低输入电压下的PF值提高比较大，在V_{in_rms}为90V时，PF值能提高1.9％，在高输入电压下的PF值提高比较小。定义α＝V_o/V_m，在Mathcad的图中跟踪每个电压下PF值达到最大时的三次谐波含量标幺值，得到与α的拟合关系：

将式(22)代入(20)可以作出注入三次谐波后的导通时间的曲线如图7所示，其中图7(a)是的导通时间曲线图，图7(b)是的导通时间曲线图。可以看出，这种情况下的导通时间是变的，不再是恒定的。

鉴于依据式(20)来设计控制电路比较复杂，则寻求简单的方法，依据图7的导通时间的曲线，取定t'_on＝m[1-ksin(ωt)] (23)

其中m，k为待定系数，且m>0，-1<k<1。

结合式(5)得输入电流表达式

由此可得该情况下的功率因数为

依据式(25)可以得到功率因数值在不同输入电压下随k值变化的曲线关系如图8所示(a＝V_m/V_o)。其中图8(a)是输入电压为的功率因数值随k值变化的曲线图，图8(b)是输入电压为的功率因数值随k值变化的曲线图。

由图8看出，随k值的变化，不同输入电压下的PF值都能取到一个最大值，且在低压V_m为的k值范围为0～1，高压V_m为的k值范围为-1～0。

在Mathcad中得到使得PF取得最大值的k与a的关系为

k＝-0.6232a+1.7743 (26)

假设变换器的输出功率为P_o，效率为1，由输入输出功率平衡可得

由此可得

3 性能对比

3.1 电感值

为便于分析，设计参数如下：

输入电压有效值V_{in_rms}＝176～264VAC；输出功率P_o＝120W；输出电压V_o＝90V；最低开关频率f_{s_min}＝20kHz。

将式(26)、(27)代入(23)，再结合伏秒平衡可得开关频率表达式为：

设定最低开关频率f_{s_min}为20KHz，得到临界电感L_b2＝110μF。

由式(7)和伏秒平衡得传统控制方式下开关频率表达式为：

设定最低开关频率f_{s_min}为20KHz，得到临界电感L_b1＝163μF。

3.2 功率因数

依据公式(13)，(25)、(26)和(27)可以得到两种控制方式下的功率因数曲线如图9所示。从图可以看出，采用变导通时间控制，在输入电压V_{in_rms}为90～264V内，功率因数有一定的提高，90V处提高了1.6％。

3.3 开关频率

依据公式(29)，(28)和(27)可以作出两种控制方式的开关频率曲线如图10所示。其中图10(a)是低输入电压范围两种控制方式的开关频率曲线图，图10(b)是高输入电压范围传统控制方式的开关频率曲线图，图10(c)是高输入电压范围注入三次谐波的开关频率曲线图。从图可以看出，采用变导通时间控制后，在输入电压V_{in_rms}为90～134V内，开关频率范围得到了优化，在其他电压段，开关频率是稍有增加的。

3.4 电感电流有效值

在一个开关周期内，电感电流的表达式为：

式中I_{Lb_pk_Ts}为一个开关周期内的电感电流峰值，在T_line/2内，I_{Lb_pk_Ts}是变化的。

在一个开关周期内电感电流的有效值为：

在T_line/2内，两种控制方式的电感电流i_Lb的有效值为：

依据式(32)，式(27)、(33)和设定的参数，可以作出两种控制方式的电感电流有效值随输入电压的变化曲线如图11所示。

3.5 输出电压纹波

采用定导通时间控制时，由式(1)、式(6)和式(8)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为

采用变导通时间控制时，由式(1)、式(26)和式(27)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为

由式(34)和式(35)可以作出两种方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如图12所示，其中图12(a)是传统控制方式下输入电压为 时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，图12(b)是传统控制方式下输入电压为时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，图12(c)是变导通时间控制方式下输入电压为时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，图12(d)是变导通时间控制方式下输入电压为时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。当p^* _in(t)>1时，储能电容C_o充电；当p^* _in(t)<1时，C_o放电。p^* _in(t)假设从ωt＝0开始，定导通时间控制和变导通时间控制的p^* _in(t)的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为t₁和t₂，则储能电容C_o在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为

根据电容储能的计算公式，和又可表示为

其中ΔV_o1和ΔV_o2分别是定导通时间和变导通时间控制下的输出电压纹波值。

由式(36)和式(37)可得输出电压纹波之比为

由式(38)可作出图13，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，当输入电压为90VAC时，输出电压纹波减小为原来的90.7％。

3.5 输入电流谐波

依据式(24)、(26)、(27)可以对变导通时间控制的输入电流做傅里叶分析，得到低次奇次谐波的含量，两种控制方式的谐波含量比较如图14所示，其中图14(a)是定导通时间控制的低次奇次谐波含量曲线图，图14(b)是变导通时间控制的低次奇次谐波含量曲线图。可以看出采用变导通时间控制，三次谐波在整个电压范围内都有所减少，且在高压段基本接近于零，五次、七次谐波在90V附近稍有变化，其他电压下保持不变，都满足IEC61000-3-2，Class D的标准要求。

4 本发明高功率因数的CRM Buck PFC变换器

结合图15，输入电压v_g经R₁和R₂分压，并经过由运放组成的电压跟随器后，得到v_A＝k_vgV_m|sinωt|，其中k_vg是电压采样系数。R₃、D₁、C₁和R₄构成峰值取样电路，即v_B＝k_vgV_m。输出电压V_o经R₅和R₆分压，其分压系数设计为k_vg，那么v_C＝k_vgV_o。所以第一乘法器的输出为v_D＝v_Av_C/v_B＝k_vgV_o|sinωt|。选择R₁₃＝R₁₁，R₁₅＝0.613R₁₂，R₁₄＝0.38R₁₂,那么第二加法电路的输出v_E＝k_vg(V_o+0.62V_m|sinωt|)。选择R₈＝1.77R₇，R₁₀＝1.77R₉,那么第一减法电路的输出v_F＝k_vg[V_o-(1.77V_o-0.62V_m)|sinωt|]。选择R₁₆＝R₁₈，R₁₇＝R₁₉,那么第三减法电路的输出v_G＝k_vg(V_m|sinωt|-V_o)。所以第二乘法器的输出为

v_P＝v_Gv_F/v_C＝k_vg(V_m|sinωt|-V_o)[1-(1.77-0.62a)|sinωt|]

输出电压V_o通过输出电压反馈电路得到误差信号v_EA，v_EA与v_P接入CRM控制和驱动电路的乘法器，其输出电压与电阻R_t上的电压比较后控制开关管Q_b的关断，电阻R_z上的电压经过零检测后控制开关管Q_b的开通，这样就可得到如式(23)所示变化规律的导通时间。其中v_A、v_B、v_C、v_D、v_E、v_F、v_G、v_P分别为第一分压跟随电路3、第二峰值取样电路4、第二分压电路5、第一乘法器6、第二加法电路8、第一减法电路7、第三减法电路9、第二乘法器10的电压输出值。具体电路如下：

本发明的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，采用峰值电流控制的电流型控制方式的CRM Buck PFC，其传统控制属于定导通时间控制，其功率因数值还有提高的空间，采用变导通时间控制，提高PF值，降低了输入电流的谐波含量，主要是三次等低次谐波，降低了变换器的电感值，以及优化了其他方面的性能，包括主功率电路1和控制电路，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、开关管Q_b、二极管D_b、电感L_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Q_b的源极s连接，开关管Q_b漏极d分别接入电感L_b的一端和二极管D_b的阴极，电感L_b的另一端分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，二极管D_b的阳极、滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

以m[1-(1.7743-0.6232a)sin(ωt)]为导通时间变化规律作为控制电路的输出信号驱动开关管Q_b，控制电路包括CRM控制和驱动电路2、第一分压跟随电路3、第二峰值取样电路4、第三分压电路5、第一乘法器6、第一减法电路7、第二加法电路8、第三减法电路9、第二乘法器10、输出电压反馈电路11；其中CRM控制和驱动电路2的输出端与开关管Q_b的栅极g连接；第一分压跟随电路3的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路3的输出端A分别与第一乘法器6的第二输入端v_y、第二峰值取样电路4的一个输入端连接；第三分压电路5的输入端与主功率电路1的输出电压V_o的正极连接，第二峰值取样电路4的输出端B与第一乘法器6的第三输入端v_z连接，第三分压电路5的输出端C与第一乘法器6的第一输入端v_x连接；第一乘法器6的输出端D和第二加法电路8的输出端E分别连接第一减法电路7的不同输入端；第二加法电路8的输入端分别与第一分压跟随电路3的输出端A和第三分压电路5的输出端C连接；第三减法电路9的两个输入端分别与第一分压跟随电路3的输出端A和第三分压电路5的输出端C连接；第一减法电路7的输出端F、第三分压电路5的输出端C、第三减法电路9的输出端G分别与第二乘法器10的三个输入端连接；第二乘法器10的输出端P与CRM控制和驱动电路2的输入端3连接；输出电压反馈电路11的输入端连接主功率电路1的输出电压V_o的正极，输出电压反馈电路11的输出端连接CRM控制和驱动电路2的输入端2。

所述的CRM控制和驱动电路2包括电感L_z、电阻R_z、电阻R_t、电阻R_d、驱动器、集成芯片L6561；电感L_z的一端连接参考点电位零点、另一端连接电阻R_z的一端，其中电感L_z连接参考电位零点的一端与电感L_b连接开关管Q_b的一端为同名端，L6561的过零检测输入端连接电阻R_z的另一端，第二乘法器10的输出端G和输出电压反馈电路11的输出端分别连接CRM控制和驱动电路2中L6561的两个输入端，电阻R_t一端连接开关管Q_b的漏极d，另一端连接L6561的输入端4，L6561的Q端通过驱动与电阻R_d串联后接入开关管Q_b的栅极g。

所述的第一分压跟随电路3包括第一运算放大器A₁，第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接，且第一电阻R₁与第二电阻R₂的公共端接入第一运算放大器A₁的同向输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

所述第二峰值取样电路4包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第一二极管D₁、第一电容C₁、第二运算放大器A₂；其中第三电阻R₃的一端与第一分压跟随电路3的输出端连接，第三电阻R₃的另一端与第一二极管D₁正极串联后经第一二极管D₁的负极接入第二运算放大器A₂的正相输入端，第一电容C₁与第四电阻R₄并联后一端与第二运算放大器A₂的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第二运算放大器A₂的反相输入端与输出端B直接连接。

所述的第三分压电路5包括第五电阻R₅、第六电阻R₆；其中第五电阻R₅的一端与主功率电路1的输出电压V_o的正极连接，第五电阻R₅的另一端与第六电阻R₆的一端连接，且第五电阻R₅与第六电阻R₆的公共端接入第一乘法器6的第一输入端v_x，第六电阻R₆的另一端接参考电位零点。

所述的第一减法电路7包括第三运算放大器A₃、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀；其中第七电阻R₇的一端与第一乘法器6的输出端D连接，第七电阻R₇的另一端与第八电阻R₈一端连接，且第七电阻R₇与第八电阻R₈的公共端接入第三运算放大器A₃的反向输入端，第八电阻R₈的另一端与第三运算放大器A₃的输出端连接，第十电阻R₁₀的一端与第二加法电路8的输出端E连接，第十电阻R₁₀的另一端与第九电阻R₉一端连接，第九电阻R₉的另一端连接参考电位零点，且第十电阻R₁₀与第九电阻R₉的公共端接入第三运算放大器A₃的同向输入端，构成减法电路。

所述的第二加法电路8包括第四运算放大器A₄、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅；其中第十一电阻R₁₁的一端连接参考电位零点，第十一电阻R₁₁的另一端与第十三电阻R₁₃一端连接，且第十一电阻R₁₁与第十三电阻R₁₃的公共端接入第四运算放大器A₄的反向输入端，第十三电阻R₁₃的另一端与第四运算放大器A₄的输出端连接，第十四电阻R₁₄的一端与第三分压电路5的输出端C连接，第十五电阻R₁₅的一端与第一分压跟随电路3的输出端A连接，第十四电阻R₁₄的另一端和第十五电阻R₁₅的另一端与第十二电阻R₁₂的一端连接，且第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅和第十二电阻R₁₂的公共端接入第四运算放大器A₄的同向输入端，第十二电阻R₁₂的另一端连接参考电位零点，构成加法电路。

所述的第三减法电路9包括第五运算放大器A₅、第十六电阻R₁₆、第十七电阻R₁₇、第十八电阻R₁₈、第十九电阻R₁₉；其中第十六电阻R₁₆的一端与第三分压电路5的输出端C连接，第十六电阻R₁₆的另一端与第十八电阻R₁₈一端连接，且第十六电阻R₁₆与第十八电阻R₁₈的公共端接入第五运算放大器A₅的反向输入端，第十八电阻R₁₈的另一端与第五运算放大器A₅的输出端连接，第十七电阻R₁₇的一端与第一分压跟随电路3的输出端A连接，第十七电阻R₁₇的另一端与第十九电阻R₁₉一端连接，第十九电阻R₁₉的另一端连接参考电位零点，且第十七电阻R₁₇与第十九电阻R₁₉的公共端接入第五运算放大器A₅的同向输入端，构成减法电路。

所述输出电压反馈电路11包括第二十电阻R₂₀、第二十一电阻R₂₁、第二十二电阻R₂₂、第二电容C₂、第六运算放大器A₆；其中第二十电阻R₂₀的一端与主功率电路1的输出电压V_o的正极连接、另一端连接第二十二电阻R₂₂的一端，且第二十电阻R₂₀与第二十二电阻R₂₂的公共端接入第六运算放大器A₆的反相输入端，第二十二电阻R₂₂的另一端连接参考电位零点，第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂串联后接入第六运算放大器A₆的反相输入端和输出端之间，第六运算放大器A₆的同相输入端与输入电压参考点V_og连接，第六运算放大器A₆的输出端即输出电压反馈电路11的输出端连接CRM控制和驱动电路2中L6561的输入端2。

综上所述，本发明的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，采用变导通时间控制函数实现输入电流中含有一定量的与基波初始相位相同的三次谐波，抵消原先含有的反相三次谐波，减少低次谐波含量，提高功率因数值。

Claims (9)

1.一种高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、开关管Q_b、二极管D_b、电感L_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Q_b的源极s连接，开关管Q_b漏极d分别接入电感L_b的一端和二极管D_b的阴极，电感L_b的另一端分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，二极管D_b的阳极、滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路(2)、第一分压跟随电路(3)、第二峰值取样电路(4)、第三分压电路(5)、第一乘法器(6)、第一减法电路(7)、第二加法电路(8)、第三减法电路(9)、第二乘法器(10)、输出电压反馈电路(11)；其中CRM控制和驱动电路(2)的输出端与开关管Q_b的栅极g连接；第一分压跟随电路(3)的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路(3)的输出端A分别与第一乘法器(6)的第二输入端v_y、第二峰值取样电路(4)的一个输入端连接；第三分压电路(5)的输入端与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接，第二峰值取样电路(4)的输出端B与第一乘法器(6)的第三输入端v_z连接，第三分压电路(5)的输出端C与第一乘法器(6)的第一输入端v_x连接；第一乘法器(6)的输出端D和第二加法电路(8)的输出端E分别连接第一减法电路(7)的不同输入端；第二加法电路(8)的输入端分别与第一分压跟随电路(3)的输出端A和第三分压电路(5)的输出端C连接；第三减法电路(9)两个输入端分别与第一分压跟随电路(3)的输出端A和第三分压电路(5)的输出端C连接；第一减法电路(7)的输出端F，第三分压电路(5)的输出端C，第三减法电路(9)的输出端G分别与第二乘法器(10)的三个输入端连接；第二乘法器(10)的输出端P与CRM控制和驱动电路(2)的输入端3连接；输出电压反馈电路(11)的输入端连接主功率电路(1)的输出电压V_o的正极，输出电压反馈电路(11)的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)的输入端2。

2.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述的CRM控制和驱动电路(2)包括电感L_z、电阻R_z、电阻R_t、电阻R_d、驱动器、集成芯片L6561；电感L_z的一端连接参考电位零点、另一端连接电阻R_z的一端，其中电感L_z连接参考电位零点的一端与电感L_b连接开关管Q_b的一端为同名端，L6561的过零检测输入端连接电阻R_z的另一端，第二乘法器(10)的输出端P和输出电压反馈电路(11)的输出端分别连接CRM控制和驱动电路(2)中L6561的两个输入端，电阻R_t一端连接开关管Q_b的漏极d，另一端连接L6561的输入端4，L6561的Q端通过驱动器与电阻R_d串联后接入开关管Q_b的栅极g。

3.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述的第一分压跟随电路(3)包括第一运算放大器A₁，第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接，且第一电阻R₁与第二电阻R₂的公共端接入第一运算放大器A₁的同相输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反相输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

4.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述第二峰值取样电路(4)包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第一二极管D₁、第一电容C₁、第二运算放大器A₂；其中第三电阻R₃的一端与第一分压跟随电路(3)的输出端连接，第三电阻R₃的另一端与第一二极管D₁正极串联后经第一二极管D₁的负极接入第二运算放大器A₂的正相输入端，第一电容C₁与第四电阻R₄并联后一端与第二运算放大器A₂的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第二运算放大器A₂的反相输入端与输出端B直接连接。

5.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述的第三分压电路(5)包括第五电阻R₅、第六电阻R₆；其中第五电阻R₅的一端与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接，第五电阻R₅的另一端与第六电阻R₆的一端连接，且第五电阻R₅与第六电阻R₆的公共端接入第一乘法器(6)的第一输入端v_x，第六电阻R₆的另一端接参考电位零点。

6.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述的第一减法电路(7)包括第三运算放大器A₃、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀；其中第七电阻R₇的一端与第一乘法器(6)的输出端D连接，第七电阻R₇的另一端与第八电阻R₈一端连接，且第七电阻R₇与第八电阻R₈的公共端接入第三运算放大器A₃的反相输入端，第八电阻R₈的另一端与第三运算放大器A₃的输出端连接，第十电阻R₁₀的一端与第二加法电路(8)的输出端E连接，第十电阻R₁₀的另一端与第九电阻R₉一端连接，第九电阻R₉的另一端连接参考电位零点，且第十电阻R₁₀与第九电阻R₉的公共端接入第三运算放大器A₃的同相输入端，构成减法电路。

7.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述的第二加法电路(8)包括第四运算放大器A₄、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅；其中第十一电阻R₁₁的一端连接参考电位零点，第十一电阻R₁₁的另一端与第十三电阻R₁₃一端连接，且第十一电阻R₁₁与第十三电阻R₁₃的公共端接入第四运算放大器A₄的反相输入端，第十三电阻R₁₃的另一端与第四运算放大器A₄的输出端连接，第十四电阻R₁₄的一端与第三分压电路(5)的输出端C连接，第十五电阻R₁₅的一端与第一分压跟随电路(3)的输出端A连接，第十四电阻R₁₄的另一端和第十五电阻R₁₅的另一端与第十二电阻R₁₂的一端连接，且第十四电阻R₁₄、第十五电阻R₁₅和第十二电阻R₁₂的公共端接入第四运算放大器A₄的同相输入端，第十二电阻R₁₂的另一端连接参考电位零点，构成加法电路。

8.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述的第三减法电路(9)包括第五运算放大器A₅、第十六电阻R₁₆、第十七电阻R₁₇、第十八电阻R₁₈、第十九电阻R₁₉；其中第十六电阻R₁₆的一端与第三分压电路(5)的输出端C连接，第十六电阻R₁₆的另一端与第十八电阻R₁₈一端连接，且第十六电阻R₁₆与第十八电阻R₁₈的公共端接入第五运算放大器A₅的反相输入端，第十八电阻R₁₈的另一端与第五运算放大器A₅的输出端连接，第十七电阻R₁₇的一端与第一分压跟随电路(3)的输出端A连接，第十七电阻R₁₇的另一端与第十九电阻R₁₉一端连接，第十九电阻R₁₉的另一端连接参考电位零点，且第十七电阻R₁₇与第十九电阻R₁₉的公共端接入第五运算放大器A₅的同相输入端，构成减法电路。

9.根据权利要求1所述的高功率因数的CRM Buck PFC变换器，其特征在于，所述输出电压反馈电路(11)包括第二十电阻R₂₀、第二十一电阻R₂₁、第二十二电阻R₂₂、第二电容C₂、第六运算放大器A₆；其中第二十电阻R₂₀的一端与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接、另一端连接第二十二电阻R₂₂的一端，且第二十电阻R₂₀与第二十二电阻R₂₂的公共端接入第六运算放大器A₆的反相输入端，第二十二电阻R₂₂的另一端连接参考电位零点，第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂串联后接入第六运算放大器A₆的反相输入端和输出端之间，第六运算放大器A₆的同相输入端与输入电压参考点V_og连接，第六运算放大器A₆的输出端即输出电压反馈电路(11)的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)中L6561的输入端2。