CN101764528A - 高功率因数DCM Boost PFC变换器 - Google Patents

Abstract

本发明的高功率因数DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Boost电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、负载R_Ld，其特征在于控制电路采用变化规律为

的占空比的输出信号驱动开关管Q_b。由于采用变占空比控制后，可以在整个90V～265V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1，具有输入功率因数高，输入电流谐波含量小，输出电压纹波小等优点，还由于采用变占空比控制后，可使电感量增大，电感电流纹波明显减小，电感电流有效值明显降低，还会使开关管的电流有效值相应降低，变换器的导通损耗减小，变换器的效率提高。

Description

高功率因数DCM Boost PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种的高功率因数DCM Boost PFC变换器，属电能变换装置的交流-直流变换器。

背景技术

随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，特别是对输入功率因数(PF)和输入电流谐波的要求越来越高。Boost变换器是最常用的几种功率因数校正(PFC)电路之一。通常可将其分为三种：电感电流连续模式(CCM)，电感电流临界连续模式(CRM)，电感电流断续模式(DCM)。由于DCM Boost PFC变换器具有开关管零电流开通、二极管无反向恢复和开关频率恒定、控制简单、低成本等优点，在中低功率场合获得了广泛的应用。但是当在半个输入电压周期内占空比恒定时，其输入功率因数较低，尤其在高压输入时。在一些对PF值和输入电流谐波要求较高的场合，传统的DCMBoost PFC(电感电流断续模式功率因数校正)变换器很难满足需要。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述传统的DCM Boost PFC变换器的不足之处，设计一种可以有效地降低输入电流的高次谐波，在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1的高功率因数DCM Boost PFC变换器。

本发明的高功率因数DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Boost电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、负载R_Ld，其特征在于控制电路采用变化规律为

的占空比的输出信号驱动开关管Q_b，其中V_o为主功率电路(1)的输出电压，V_m为主功率电路(1)的输入电压峰值，y₀由V_m的最大值和输出电压V_o之比决定，a由电源的功率决定；例如，若V_m的最大值为

在输出电压V_o分别为380V、385V、390V、400V的情况下，y₀的取值分别为0.923、0.902、0.888、0.869；若V_m的最大值为

在输出电压V_o分别为380V、385V、390V、400V的情况下，y₀的取值分别为0.917、0.898、0.885、0.866。

所述控制电路包括输出电压反馈控制电路(2)、输入电压前馈电路(3)、乘法器(4)、锯齿波比较及开关管驱动电路(5)，所述输出电压反馈控制电路(2)的反向输入端经分压电阻与主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输出电压反馈控制电路(2)的同向输入端与基准电压V_ref连接，输出电压反馈控制电路(2)的输出端G与乘法器(4)的一个输入端V_y相连；输入电压前馈电路(3)的两个信号输入端A和D分别与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压V_g和主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输入电压前馈电路(3)的两个信号输出端F和E分别与乘法器(4)的两个输入端V_X和V_Z连接，乘法器(4)的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路(5)的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路(5)的输出端的信号为控制电路的输出信号与主功率电路(1)中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作。

上述的输入电压前馈电路(3)包括两个射极跟随器IC₁、IC₂和两个减法电路IC₃、IC₄，所述第一个射极跟随器IC₁的同相输入端为输入电压前馈电路(3)的第一个信号输入端A与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压V_g经分压电阻连接，第一个射极跟随器IC₁的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号与第二个射极跟随器IC₂的同相输入端连接，第二个射极跟随器IC₂的输出端与第一个减法电路IC₃的反向输入端连接，第一个减法电路IC₃的同相输入端为输入电压前馈电路(3)的第二个信号输入端D点与主功率电路(1)的输出电压V_o连接，第一个射极跟随器IC₁的输出信号还与第二个减法电路IC₄的反向输入端连接，第二个减法电路IC₄的同向输入端与第一个减法电路IC₃的输出端连接，第一个减法电路IC₃的输出端还作为输入电压前馈电路(3)的一个信号输出端E与乘法器(4)的一个输入端V_Z连接，第二个减法电路IC₄的输出端作为输入电压前馈电路(3)的另一个信号输出端F与乘法器(4)的另个输入端V_X连接。

本发明的高功率因数DCM Boost PFC变换器，由于采用变占空比控制后，可以在整个90V～265V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1，明显具有输入功率因数高，输入电流谐波含量小，输出电压纹波小等优点，还由于采用变占空比控制后，可使电感量增大，电感电流纹波明显减小，电感电流有效值明显降低，还会使开关管的电流有效值相应降低，变换器的导通损耗减小，变换器的效率提高。

附图说明

图1是Boost PFC变换器主电路图；

图2是DCM Boost PFC变换器Boost电感在一个开关周期内的电流波形；

图3是半个工频周期内DCM Boost PFC的电感电流波形；

图4是半个工频周期内标幺化后的输入电流波形；

图5是PF值与V_m/V_o的关系曲线；

图6是PF值与a和y₀的关系曲面图；

图7是本发明的功率因数近似为1的DCM Boost PFC变换器主功率电路结构及控制结构图；

图8是两种控制方式下的PF值对比；

图9是两种控制方式下的输入电流各次谐波与基波之比；

图10是两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值；

图11是两种控制方式下的输出电压纹波之比；

图12是不同输入电压下的临界电感值；

图13是输入电压为90V时输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图14是输入电压为264V时输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图15是两种控制方式下的电感电流有效值之比；

上述附图中的主要符号名称：v_in、电源电压。i_in、输入电流。BR、整流桥。v_g、整流后的输入电压。i_Lb、Boost电感电流。L_b、Boost电感。Q_b、开关管。D_b、二极管。C_o、输出滤波电容。I_o、输出电流。R_Ld、负载。V_o、输出电压。V_ref、输出电压反馈控制的基准电压。v_EA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出。t、时间。m、分压系数。ω、输入电压角频率。V_m、输入电压峰值。v_gs、开关管Q_b的驱动电压。D_y、占空比。D_{y_fit}、拟合占空比。T_s、变换器开关周期。PF、功率因数。a、输入电压峰值V_m与输出电压V_o之比。

具体实施方式

1 DCM Boost PFC变换器的工作原理

附图1是Boost PFC变换器主电路。为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

附图2给出了DCM时一个开关周期中的电感电流波形。当Q_b导通时，D_b截止，升压电感L_b两端的电压为v_g，其电流i_Lb由零开始以v_g/L_b的斜率线性上升。当Q_b关断时，i_Lb通过D_b续流，此时L_b两端的电压为v_g-V_o，i_Lb以(V_o-v_g)/L_b的斜率下降。由于Boost变换器工作在DCM模式，因此在开关周期结束前，i_Lb下降到零。

不失一般性，令输入交流电压的表达式为：

                v_in(t)＝V_m·sinωt                         (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入电压整流后的电压为：

                v_g＝V_m·|sinωt|                           (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为：

$i_{\mathrm{Lb}\_\mathrm{pk}}\left(t\right)=\frac{v_g}{L_b}\·D_y\·T_s=\frac{V_m\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{L_b}\·D_y\·T_s---\left(3\right)$

其中D_y为占空比，T_s为开关周期。

在每个开关周期内，L_b两端的伏秒面积平衡，即：

      v_g·D_y·T_s＝(V_o-v_g)·D_R·T_s                          (4)

其中V_o为输出电压，D_R为电感电流下降到零所对应的占空比。

由式(4)可得：

$D_R=\frac{v_g}{V_o-v_g}\·D_y=\frac{V_m\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{V_o-V_m\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\·D_y---\left(5\right)$

根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内电感电流的平均值i_{Lb_av}为：

其中f_s为开关频率。

那么，输入电流i_in为

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\·\frac{V_m\·D_y^2}{L_b\·f_s}\·\frac{\sin \mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{V_o}\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}---\left(7\right)$

当占空比D_y固定时，根据式(3)和式(6)可以画出半个工频周期内电感电流的瞬时值、峰值包络线和平均值的波形，如附图3所示。从图中可以看出，虽然此时电感电流峰值的包络线是呈正弦的，但其平均值已不再是正弦形状，而是发生了畸变。

为了便于分析输入电流的形状，将输入电流进行标幺化，其基准值为

根据式(7)可以得到标幺化后的输入电流表达式为：

$i_{\mathrm{in}}^{*}\left(t\right)=(1-\frac{V_m}{V_o})\frac{\sin \mathrm{\ωt}}{1-\frac{V_m}{V_o}\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}---\left(8\right)$

根据式(8)可以画出不同输入电压峰值与输出电压之比时，半个工频周期内输入电流标幺值的波形，如附图4所示。从图中可以看出，输入电流的形状只和V_m/V_o有关，V_m/V_o越小，输入电流越接近于正弦。这是因为电感电流上升阶段，其平均值为正弦形式；而在电感电流下降阶段，下降斜率与V_m/V_o有关，V_m/V_o越小，电感电流下降越快，此阶段电感电流的平均值越接近于0，从而在整个开关周期内电流的平均值越接近于正弦形式。

由式(1)和式(7)可求出输入功率为：

假设变换器的效率为100％，那么输入功率等于输出功率，即P_in＝P_o，那么由式(9)可得占空比D_y为：

由式(7)和式(9)可得输入功率因数PF值为：

其中I_{in_rms}为输入电流有效值。

根据式(11)可以作出PF的曲线，如附图5所示。从图中可以看出，V_m/V_o越大，PF值越低。当V_m/V_o大于0.9时，PF值将低于0.9。在90V-264V AC输入电压范围内，当输入电压为264VAC、输出电压为400V时，PF值只有0.865。因此，需要提出新的方法来提高输入电压较高时的PF值。

2 提高PF值的变占空比控制

2.1 使PF＝1的占空比表达式

观察式(7)，如果取

$D_y=D_0\·\sqrt{1-a\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}---\left(12\right)$

其中a＝V_m/V_o，D₀为一个常数，其大小后面将会解释。

那么式(7)为

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{V_m\·D_0^2}{2\·L_b\·f_s}\·\sin \mathrm{\ωt}---\left(13\right)$

从式(13)可以看出，如果在一个工频周期内，使占空比按照式(12)变化，则可以使输入电流为正弦波，并与输入电压同相位，也就是可以使PF＝1。由式(1)和式(13)可推出变换器的输入功率为：

$P_{\mathrm{in}}=\frac{1}{2}\·V_m\·\frac{V_m\·D_0^2}{2\·L_b\·f_s}=\frac{V_m^2\·D_0^2}{4\·L_b\·f_s}=P_o---\left(14\right)$

由上式可得：

$D_0=\frac{2\·\sqrt{L_b\·f_s\·P_o}}{V_m}---\left(15\right)$

将a＝V_m/V_o和式(15)代入式(12)中，可得：

从式(16)可以看出，如果占空比D_y是关于输入电压v_g的函数，则可以使PF值达到1。

2.2 占空比的拟合函数

式(16)给出的占空比实现起来比较复杂，需要采用乘法器、除法器和开方电路，因此有必要将其简化。

对于一个函数f(x)，可以在x＝x₀处进行泰勒展开，得到如下形式：

其中，f⁽ⁿ⁾(x₀)为函数f(x)在x₀处的n阶导数。

合理选取展开点x₀，就可以用有限的几项来逼近函数f(x)。为方便起见，令y＝|sinωt|，则式(12)为：

$D_y=D_0\·\sqrt{1-a\·y}---\left(18\right)$

将该函数在y＝y₀处进行泰勒展开，有：

取上式的前两项来进行拟合，即拟合的占空比表达式为：

式中 $D_1=\frac{D_0\·(2-a\·y_0)}{2\sqrt{1-a\·y_0}}.$

将式(20)代入式(7)和式(9)，可得输入电流和输入功率分别为：

由式(21)和式(22)，可得：

从上式可以看出，PF值除了和a有关外，还和展开点y₀的选取有关。下面讨论如何选择合适的y₀，以使得PF值最大程度地接近1。

根据式(23)作出PF与a和y₀的关系曲面，如附图6所示。从图中可以看出：当a较小，即输入电压较低时，y₀在0到1范围内变化，PF值变化不大，且都接近于1；当a逐渐增大，即输入电压升高时，y₀对PF值的影响逐渐增大。因此可以选择在输入电压最高时，能使得PF值取最大值的y₀作为在整个输入电压范围内的展开点。以输入电压的变化范围是90-264VAC，输出电压为400V为例，将 $a=264\sqrt{2}/400$ 代入式(23)中，令其对y₀的导数为0，可得y₀＝0.866。同理，若V_m的最大值为

在输出电压V_o分别为380V、385V、390V、400V的情况下，y₀的取值分别为0.923、0.902、0.888、0.869。若V_m的最大值为在输出电压V_o分别为380V、385V、390V的情况下，y₀的取值分别为0.917、0.898、0.885。

将y₀＝0.866代入式(20)，可得占空比的表达式：

2.3 控制电路

根据式(24)可以设计控制电路，如附图7所示。合理设计分压电阻及运放外围电阻，经过加减法运算后，可使E点和F点电位分别为m·(2·V_o-0.866·V_m)和m·(2·V_o-0.866·V_m-V_m|sinωt|)，其中m为输入交流电压采样系数。E点和F点的信号及误差放大器的输出信号v_EA经模拟乘法器后，得到P点电位为：

$v_p=v_{\mathrm{EA}}\·\frac{2\·V_o-0.866\·V_m-V_m\·\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{2\·V_o-0.866\·V_m}---\left(25\right)$

将P点电压与锯齿波进行交截，便可以获得式(24)所示的占空比。

上述锯齿波比较及开关管驱动电路(5)可以选用UC3843、UC3844或UC3525等型号的集成IC电路，射极跟随器、减法器和输出电压反馈控制电路(2)中使用的放大器IC₁-IC₅选用TL074、TL072、LM358、LM324等型号的运算放大器，乘法器(4)采用集成IC电路或分立器件组成。

3 变占空比控制的优点

3.1 功率因数的提高

根据式(11)和式(23)可以分别作出采用定占空比控制和变占空比控制时的PF值变化曲线，如附图8所示。从图中可以看出，采用变占空比控制后，PF值得到了大幅提高，当输入电压为264VAC时，PF值从0.865提高为0.994。

为了分析输入电流的谐波，可以对其进行傅里叶分解。输入电流的傅立叶分解形式为：

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{a_0}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\·\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)+b_n\·\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)]---\left(26\right)$

其中

$a_n=\frac{2}{T_{\mathrm{line}}}{\∫}_0^{T_{\mathrm{ltie}}}{i}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{d\ωt},(n=\mathrm{0,1,2},...)$

$b_n=\frac{2}{T_{\mathrm{line}}}{\∫}_0^{T_{\mathrm{line}}}{i}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{d\ωt},(n=\mathrm{1,2,3}...)---\left(27\right)$

式中T_line是输入电压周期。

将式(7)和式(21)分别代入式(27)，经计算可得定占空比控制和变占空比控制下输入电流所含的各次谐波。其中，余弦成分和偶次正弦成分均为0，即：

a_n＝0(n＝0，1，2，...)

b_n＝0(n＝2，4，6，...)             (28)

附图9给出了两种控制方式下输入电流中3、5、7、9次谐波与基波的比值随输入电压变化而变化的曲线(若比值为负，表明计算所得的b_n为负，即该次谐波的初始相位为180°)。可见，采用变占空比控制后，输入电流谐波含量大幅减小。

3.2 输出电压纹波的减小

采用定占空比控制时，由式(1)、式(7)和式(10)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

采用变占空比控制时，由式(1)、式(21)和式(22)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

由式(29)和式(30)可以作出两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如附图10所示。

当 $p_{\mathrm{in}}^{*}\left(t\right)>1$ 时，储能电容C_o充电；当 $p_{\mathrm{in}}^{*}\left(t\right)<1$ 时，C_o放电。假设从ωt＝0开始，定占空比控制和变占空比控制下的p_in ^*(t)的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为ωt₁和ωt₂，则储能电容C_o在半个工频周期中储存的最大能量差分别为

$\mathrm{\&Delta;}{E}_1^{*}=2{\&Integral;}_0^{t_1}[1-p_{\mathrm{in}\_1}^{*}\left(t\right)]\&CenterDot;\mathrm{dt}---\left(31\right)$

$\mathrm{\&Delta;}{E}_2^{*}=2{\&Integral;}_0^{t_2}[1-p_{\mathrm{in}\_2}^{*}\left(t\right)]\&CenterDot;\mathrm{dt}---\left(32\right)$

储能电容电压纹波即输出电压纹波与该能量成正比。那么，输出电压纹波之比为：

由式(33)可作出附图11，从图中可以看出，采用变占空比控制后，当输入电压为90VAC时，输出电压纹波减小为原来的94％，当输入电压为264VAC时，输出电压纹波减小为原来的62％。

3.3 电感电流纹波的减小

从附图2可以看出，为使电感电流断续，必须满足：

             D_y+D_R ≤1                              (34)

将式(5)代入式(34)，可得：

$D_y\&CenterDot;(1+\frac{V_m\&CenterDot;\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|}{V_o-V_m\&CenterDot;\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|})\&le;1---\left(35\right)$

由上式可见，电感电流在输入电压峰值处最容易连续，由此可得：

$D_y\&CenterDot;(1+\frac{V_m}{V_o-V_m})\&le;1---\left(36\right)$

将式(10)代入式(36)，可得DCM Boost PFC变换器在定占空比控制下的临界电感值为：

由式(22)可得，

将式(38)代入式(24)，得拟合占空比的表达式为：

将式(39)代入式(36)，可得DCM Boost PFC变换器在变占空比控制下的临界电感值为：

以输入交流电压为90-264V，频率为50Hz，输出电压V_o为400V，输出功率P_o为120W，开关频率f_s为100kHz为例，由式(37)和式(40)可得到附图12。从图中可以看出，定占空比控制和变占空比控制下的临界电感值分别为80μH和180μH。

附图13和附图14分别为DCM Boost PFC变换器在90V和264V输入时，不同电感值和控制方式下，整流后的输入电压及输入电流、电感电流仿真波形(输入侧有滤波器)。从图中可以看出，采用变占空比控制后，由于电感量可以增大，电感电流纹波明显减小。

一个开关周期内，电感电流有效值i_{Lb_rms}为：

因此，工频周期内电感电流有效值I_{Lb_rms}为：

将式(10)和L_b1＝80μH代入上式，可得定占空比控制下的电感电流有效值I_{Lb1_rms}。采用变占空比控制后，将式(39)和L_b2＝180μH代入上式，可得变占空比控制下的电感电流有效值I_{Lb2_rms}，两者之比与输入电压峰值V_m的关系曲线如附图15所示。从图中可以看出，采用变占空比控制后，电感电流有效值明显降低，因此开关管的电流有效值也相应降低，变换器的导通损耗减小。

Claims (4)

1.一种高功率因数DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、Boost电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o、负载R_Ld，其特征在于控制电路采用变化规律为

的占空比的输出信号驱动开关管Q_b，其中V_o为主功率电路(1)的输出电压，V_m为主功率电路(1)的输入电压峰值，y₀由V_m的最大值和输出电压V_o之比决定，a由电源的功率决定；例如，若V_m的最大值为

在输出电压V_o分别为380V、385V、390V、400V的情况下，y₀的取值分别为0.923、0.902、0.888、0.869；若V_m的最大值为

在输出电压V_o分别为380V、385V、390V、400V的情况下，y₀的取值分别为0.917、0.898、0.885、0.866。

2.如权利要求1所述的高功率因数DCM Boost PFC变换器，其特征在于控制电路包括输出电压反馈控制电路(2)、输入电压前馈电路(3)、乘法器(4)、锯齿波比较及开关管驱动电路(5)，所述输出电压反馈控制电路(2)的反向输入端经分压电阻与主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输出电压反馈控制电路(2)的同向输入端与基准电压V_ref连接，输出电压反馈控制电路(2)的输出端G与乘法器(4)的一个输入端V_y相连；输入电压前馈电路(3)的两个信号输入端A和D分别与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压V_g和主功率电路(1)的输出电压V_o连接，输入电压前馈电路(3)的两个信号输出端F和E分别与乘法器(4)的两个输入端V_X和V_Z连接，乘法器(4)的输出端与锯齿波比较及开关管驱动电路(5)的输入端连接，锯齿波比较及开关管驱动电路(5)的输出端的信号为控制电路的输出信号与主功率电路(1)中的开关管Q_b的门极相连而驱动开关管Q_b工作。

3.如权利要求2所述的高功率因数DCM Boost PFC变换器，其特征在于所述输入电压前馈电路(3)包括两个射极跟随器IC₁、IC₂和两个减法电路IC₃、IC₄，所述第一个射极跟随器IC₁的同相输入端为输入电压前馈电路(3)的第一个信号输入端A与主功率电路(1)的二极管整流电路RB整流后的电压V_g经分压电阻连接，第一个射极跟随器IC₁的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号与第二个射极跟随器IC₂的同相输入端连接，第二个射极跟随器IC₂的输出端与第一个减法电路IC₃的反向输入端连接，第一个减法电路IC₃的同相输入端为输入电压前馈电路(3)的第二个信号输入端D点与主功率电路(1)的输出电压V_o连接，第一个射极跟随器IC₁的输出信号还与第二个减法电路IC₄的反向输入端连接，第二个减法电路IC₄的同向输入端与第一个减法电路IC₃的输出端连接，第一个减法电路IC₃的输出端还作为输入电压前馈电路(3)的一个信号输出端E与乘法器(4)的一个输入端V_Z连接，第二个减法电路IC₄的输出端作为输入电压前馈电路(3)的另一个信号输出端F与乘法器(4)的另个输入端V_X连接。

4.如权利要求3所述的高功率因数DCM Boost PFC变换器，其特征在于所述锯齿波比较及开关管驱动电路(5)可以选用UC3843、UC3844或UC3525等型号的集成IC电路，射极跟随器、减法器和输出电压反馈控制电路(2)中使用的放大器IC₁-IC₅选用TL074、TL072、LM358、LM324等型号的运算放大器，乘法器(4)采用集成IC电路或分立器件组成。

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