CN106655785A - 双向混合桥dc‑dc变换器及半周期伏秒面积平衡控制方法 - Google Patents

双向混合桥dc‑dc变换器及半周期伏秒面积平衡控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开的一种双向混合桥DC‑DC变换器及半周期伏秒面积平衡控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。本发明公开的双向混合桥DC‑DC变换器由主电路和控制电路组成；所述主电路由输入侧、高频变压器以及输出侧组成；控制电路包括控制器和驱动电路。基于提出的双向混合桥DC‑DC变换器，采用半周期伏秒面积平衡控制。通过同时调节输入侧的占空比以及半周期伏秒面积平衡控制能减小在功率不传递的阶段漏感电流有效值，降低无功电流，从而降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时也能实现各个开关管器件的宽范围软开关。另外，通过半周期伏秒面积平衡控制能在实现双向功率流的实时控制的同时，降低控制单元的复杂程度。

Description

双向混合桥DC-DC变换器及半周期伏秒面积平衡控制方法
技术领域
本发明涉及一种双向DC-DC变换器及用于对变换器进行控制的半周期伏秒面积方法，尤其涉及一种高频隔离式双向混合桥DC-DC变换器及其半周期伏秒面积平衡控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
背景技术
随着电力电子技术的发展，双向、高频隔离、高效率的变换器的需求逐步增加，尤其是在包含储能单元的固态变压器，高压直流输电，微电网等各种供电系统场合。这些系统由于需要对储能单元进行充放电的能量控制，要求变换器具有双向可控功率流的特点；考虑到用户侧的安全性，需要实现电气隔离。另外，对于燃料电池和光伏发电等电力电子应用场合，有着很宽的输入电压范围，希望后级的变流器能适应宽范围的电压增益。
常用类型的一种双向高频隔离DC-DC变换器的拓扑结构图如图1所示，该拓扑结构为对称结构，变压器一次侧和二次侧都是由开关管组成的全桥电路，所述的两个全桥电路由一个高频变压器连接。此种类型的变换器包含三个控制变量，包括一次侧全桥电路的两个桥臂中心点之间的电压vAB，二次侧全桥电路两个桥臂中心点之间的电压vCD，以及vAB和vCD之间的移相角。通过控制一次侧开关管的驱动信号可以调节电压vAB的占空比大小；通过控制二次侧开关管的驱动信号可以调节电压vCD的占空比大小；通过调节一次侧与二次侧开关管信号之间的相位差可以实现对vAB和vCD之间的移相角的控制。目前针对双有源桥双向DC-DC变换器控制方法可以分为两大类：a)传统的单移相控制策略，b)移相加PWM控制策略。其中移相加PWM控制策略又可以分为两个控制自由度的控制策略和三个控制自由度的控制策略。
在实现较大范围的软开关范围的前提下，针对于宽电压增益范围场合下的双向DC-DC变换器方法在IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2016年发表的“Fundamental Duty Modulation of Dual-Active-Bridge Converter for Wide-Range Operation”被提出。文中，通过对变换器变压器电压的基波进行分析，从而得到一种新颖的移相加PWM控制策略。但是，该种控制策略控制方式较为复杂，而且变换器的开光管软开关范围受限。IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2016年发表的文献“A Modified Dual Active Bridge Converter With Hybrid Phase-ShiftControl for Wide Input Voltage Range”中通过对传统的双有源桥的拓扑结构进行改进结合其所提出的控制方式，从而实现宽电压增益下的宽软开关范围。然而，其的控制器需要进行控制模式的切换，两种模式之间的平滑切换很有难度。IEEE Transaction on powerelectronics【电力电子期刊】将于2017年发表的文献“A Dual-Bridge LLC ResonantConverter with Fixed-Frequency PWM Control for Wide Input Applications”提出了一种适合宽电压增益下的LLC拓扑结构，然而此拓扑结构只能实现单向功率流，而且该拓扑结构的启动与轻载需要特殊处理。
发明内容
为了克服上述的变换器不能实现双向功率流下大范围软开关和宽电压增益、以及控制器设计复杂的问题，本发明公开的一种双向混合桥DC-DC变换器及半周期伏秒面积平衡控制方法，要解决的技术问题是针对双向DC-DC变换器场合，提供一种双向混合桥DC-DC变换器拓扑结构及其半周期伏秒面积平衡控制方法。在宽电压增益的背景下，实现宽电压增益下的宽软开关范围、较小的无功损耗以及简单的控制环路设计，从而提高变换器的效率和可靠性。
本发明公开的一种双向混合桥DC-DC变换器及其半周期伏秒面积平衡控制方法。双向混合桥DC-DC变换器由主电路和控制电路组成；所述主电路由输入侧、高频变压器以及输出侧组成；控制电路包括控制器和驱动电路。基于提出的双向混合桥DC-DC变换器，采用半周期伏秒面积平衡控制。通过同时调节输入侧的占空比以及半周期伏秒面积平衡控制能减小在功率不传递的阶段漏感电流有效值，降低无功电流，从而降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时也能实现各个开关管器件的宽范围软开关。另外，通过半周期伏秒面积平衡控制能在实现双向功率流的实时控制的同时，降低控制单元的复杂程度。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种双向混合桥DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成；主电路主要由输入侧、高频变压器以及输出侧构成，输入侧用于将输入的低压进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离以及增益调整；输出侧用于对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出；所述的输入侧为由高频直流电容(C11,C12)和开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)组成的混合桥电路，输出侧为传统半桥电路，包括开关管(Q1、Q2)和电容(C21、C22)；
主电路连接关系是：输入侧的高频直流电容C11和C12串联连接，电容C11和C12的连接点为O点。其中C11的另一端与输入电源正极相接，C12的另一端与输入电源的负极相接。开关管S1的漏极与S3的漏极相连，并且与输入电源正极相连接。同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，并且与输入电源的负极相连接。开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与S4的漏极连接于B点。开关管S6的漏极与电容C11和C12通过O点连接，其的源极与S5的源极相连接。S5的漏极与S3的源极连接于点B。高频变压器一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与S3的源极连接与B点。高频变压器的二次侧一端为C点，另一端为D点。开关管Q1的源极、开关管Q2的漏极与变压器二次端C点相接，高频电容C21的一端与C22的一端都与变压器二次侧的D点相接。高频电容C21的另一端连接至输出的正极，高频电容C22的另一端连接至输出的负极。同时，开关管Q1的漏极与输出的正极相连，开关管Q2的源极与输出的负极相连。
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据半周期伏秒面积平衡控制方法得到输入侧占空比控制信号d1以及移相角控制信号产生PWM驱动信号，用于调节实际电路的输入侧高频电压占空比及输入侧和输出侧电压之间的移相角保证开关管的软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6、Q1、Q2)提供驱动电压。
所述的变换器为双向功率流，输入侧与输出侧可以互换。
一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，包括输出电压控制环和半周期伏秒面积平衡控制两个控制环路。其中，输出电压控制环路通过将输出侧直流电压的给定Vref与实际输出侧直流电压采样值V2的差值作为输出电压控制器的输入，输出电压控制环路的输出用于调节变压器输入侧电压vAB和变压器输出侧电压vCD之间的移相角控制信号从而实现输出电压的闭环控制，以及功率流的双向控制。半周期伏秒面积平衡控制环路通过输入侧PWM控制环的调节，调节输入侧开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的占空比，使加在变压器输入侧电压正半周期的伏秒面积与变压器折算到输入侧的输出侧压电压正半周期伏秒面积相等，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，包括输出电压控制环和半周期伏秒面积平衡控制两个控制环路，具体控制步骤如下：
步骤一、确定双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压给定Vref；
步骤二、对双向混合桥DC-DC变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为V1和V2。计算输出电压给定值Vref与V2的差值，所述的差值作为输出电压调节器的输入。所述输出电压调节器的输出作为变压器一次侧电压vAB和变压器二次侧电压vCD之间的移相角控制信号
步骤三、根据公式(1)中的半周期伏秒面积平衡公式，计算原边电路的占空比控制信号d1。
d1＝(nV2)/(2V1)-0.5 (1)
其中n：1为变压器的输入侧对输出侧的匝数比。
步骤四、根据移相角控制信号控制变压器一次侧电压vAB的控制信号d1，产生开关管的驱动信号，从而控制双向混合桥DC-DC变换器的一次侧电压和折合到一次侧的变压器二次侧电压正半周期伏秒面积相等，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
通过步骤四中产生的移相角控制信号与变压器一次侧电压vAB的控制信号d1控制各个驱动信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3和S5互补、S4和S6互补以及Q1与Q2互补。b)S1，S2，Q1，Q2占空比都为50％。c)S3的开通时间与S2同步，S4的开通时间与S1同步，S3和S4的占空比相等并且导通时间由d1控制；S1与Q1之间的相位差由控制。
所述的宽电压增益指，针对双向混合桥DC-DC变换器采用提出的半周期伏秒面积平衡控制方法并且满足公式(1)时，原边电路的占空比控制信号d1的最大值不能大于50％，并且其最小值不能小于0％。当双向混合桥DC-DC变换器的输出侧直流输出电压额定值V2以及变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1确定的情况下，采用提出的半周期伏秒面积控制方法，双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1在(nV2)/2至nV2之间(包含V1等于(nV2)/2和V1等于nV2)时，均可以实现开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，由于仅需要一个除法器，避免了复杂运算和模式切换等问题，不需要将控制数据预先存储在查表中，能够实现实时控制，能够简化控制环路，提高系统的可靠性。
有益效果：
1、本发明公开的一种双向混合桥DC-DC变换器及其半周期伏秒面积平衡控制方法，通过对输入侧采用脉宽调制控制方式控制输入侧的占空比信号d1，使变压器漏感两端的电压波形在正半周期内的伏秒面积相等，而变压器输出侧和输入侧之间采用移相控制，以控制功率的方向和大小。通过伏秒面积相等的控制，保证变换器工作在最佳软开关的条件下，从而扩宽软开关的范围。同时，通过调节占空比d1达到伏秒面积相等的同时，双向混合桥DC-DC变换器的无功电流减小，从而减小了环流损耗，提高效率。
2、通过本发明公开的一种双向混合桥DC-DC变换器及其半周期伏秒面积平衡控制方法，能仅通过一个控制器实现调节一次侧全桥电路的两个桥臂中心点之间的电压vAB的占空比与变压器输入侧与输出侧之间相位角的控制。所述方法不需要将控制数据预先存储在查表中，能够实现实时控制，能够简化控制环路，提高系统的可靠性。
附图说明
图1为本发明实施例双向混合桥DC-DC变换器电路结构示意图；
图2为本发明实施例的其半周期伏秒面积平衡控制方法框图；
图3为本发明实例主要波形图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
本实施例公开的一种双向混合桥DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成。如图1所示，主电路主要由输入侧、高频变压器以及输出侧构成，输入侧用于将输入的低压进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离以及增益调整；输出侧用于对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出；所述的输入侧为由高频直流电容(C11,C12)和开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)组成的混合桥电路，输出侧为传统半桥电路，包括开关管(Q1、Q2)和电容(C21、C22)；所有元件的连接关系为：输入侧的高频直流电容C11和C12串联连接，电容C11和C12的连接点为O点。其中C11的另一端与输入电源正极相接，C12的另一端与输入电源的负极相接。开关管S1的漏极与S3的漏极相连，并且与输入电源正极相连接。同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，并且与输入电源的负极相连接。开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与S4的漏极连接于B点。开关管S6的漏极与电容C11和C12通过O点连接，其的源极与S5的源极相连接。S5的漏极与S3的源极连接于点B。高频变压器一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与S3的源极连接与B点。高频变压器的二次侧一端为C点，另一端为D点。开关管Q1的源极、开关管Q2的漏极与变压器二次端C点相接，高频电容C21的一端与C22的一端都与变压器二次侧的D点相接。高频电容C21的另一端连接至输出的正极，高频电容C22的另一端连接至输出的负极。同时，开关管Q1的漏极与输出的正极相连，开关管Q2的源极与输出的负极相连。
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心。如图2所示，控制器的控制环路包括输出电压控制环和半周期伏秒面积平衡控制两个控制环路。其中，输出电压控制环路通过将输出侧直流电压的给定Vref与实际输出侧直流电压采样值V2的差值作为电压控制器的输入。该输出电压控制器的输出用于调节变压器输入侧电压vAB和变压器输出侧电压vCD之间的移相角控制信号从而实现输出电压的闭环控制，以及功率流的双向控制。半周期伏秒面积平衡控制环路通过输入侧PWM控制环的调节，调节输入侧开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的占空比控制信号d1，使加在变压器输入侧电压正半周期的伏秒面积与变压器折算到输入侧的输出侧压电压正半周期伏秒面积相等，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。驱动产生单元根据上述控制器所得到的移相角控制信号以及占空比控制信号d1产生对应的驱动信号。其关系如下：a)S1与S2互补、S3和S5互补、S4和S6互补以及Q1与Q2互补。b)S1，S2，Q1，Q2占空比都为50％。c)S3的开通时间与S2同步，S4的开通时间与S1同步，S3和S4的占空比相等并且导通时间由d1控制；S1与Q1之间的相位差由控制。
如图1所示，Lk为变压器输入侧的漏感，i为变压器输入侧电流，is为变压器输出侧电流，vAB为变压器原边电压，vCD为变压器副边电压，vEF为变压器副边通过变比折回至原边的电压，V1为输入侧电压值，V2为输出侧电压值。
结合图1，图2，本实施例一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，包括如下步骤，
步骤一、确定双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压给定Vref；
步骤二、对双向混合桥DC-DC变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为V1和V2。计算输出电压给定值Vref与V2的差值，所述的差值作为输出电压调节器的输入。所述输出电压调节器的输出作为变压器一次侧电压vAB和变压器二次侧电压vCD之间的移相角控制信号
步骤三、根据公式(1)中的半周期伏秒面积平衡公式，计算原边电路的占空比控制信号d1。
d1＝(nV2)/(2V1)-0.5 (1)
其中n：1为变压器的输入侧对输出侧的匝数比。
步骤四、根据移相角控制信号控制变压器一次侧电压vAB的控制信号d1，产生开关管的驱动信号。从而控制双向混合桥DC-DC变换器的一次侧电压vAB和折合到一次侧的变压器二次侧电压vEF正半周期伏秒面积相等，如图3所示。从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
通过步骤四中产生的移相角控制信号与变压器一次侧电压vAB的控制信号d1控制各个驱动信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3和S5互补、S4和S6互补以及Q1与Q2互补。b)S1，S2，Q1，Q2占空比都为50％。c)S3的开通时间与S2同步，S4的开通时间与S1同步，S3和S4的占空比相等并且导通时间由d1控制；S1与Q1之间的相位差由控制。
所述的宽电压增益指，针对双向混合桥DC-DC变换器采用提出的半周期伏秒面积平衡控制方法并且满足公式(1)时，原边电路的占空比控制信号d1的最大值不能大于50％，并且其最小值不能小于0％。当双向混合桥DC-DC变换器的输出侧直流输出电压额定值V2以及变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1确定的情况下，采用提出的半周期伏秒面积控制方法，双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1在(nV2)/2至nV2之间(包含V1等于(nV2)/2和V1等于nV2)时，均可以实现开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
当双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压额定值V2＝96V并且变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1＝2.5：1时，如果双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1＝120V，则根据公式(1)可以计算出此时的原边电路占空比控制信号d1的数值为50％，所以V1＝120V时双向混合桥DC-DC变换器可以正常工作于提出的半周期伏秒面积平衡控制策略并满足公式(1)。
当双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压额定值V2＝96V并且变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1＝2.5：1时，如果双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1＝240V，则根据公式(1)可以计算出此时的原边电路占空比控制信号d1的数值为0％，所以V1＝240V时双向混合桥DC-DC变换器可以正常工作于提出的半周期伏秒面积平衡控制策略并满足公式(1)。
当双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压额定值V2＝96V并且变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1＝2.5：1时，如果双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1大于120V并且小于240V时，根据公式(1)可以计算出此时的原边电路占空比控制信号d1的数值大于0％且小于50％，所以V1大于120V并且小于240V时双向混合桥DC-DC变换器可以正常工作于提出的半周期伏秒面积平衡控制策略并满足公式(1)。
当双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压额定值V2＝96V并且变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1＝2.5：1时，如果双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1<120V，则根据公式(1)可以计算出此时的原边电路占空比控制信号d1的数值将大于50％，半周期伏秒面积平衡控制环路的限幅器将把d1的数值限制为50％，所以V1<120V时双向混合桥DC-DC变换器工作时无法满足公式(1)，因此提出的半周期伏秒面积平衡控制策略也不再满足。
当双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压额定值V2＝96V并且变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1＝2.5：1时，如果双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1>240V，则根据公式(1)可以计算出此时的原边电路占空比控制信号d1的数值将小于0％，周期伏秒面积平衡控制环路的限幅器将把d1的数值限制为0％，所以V1>240V时双向混合桥DC-DC变换器工作时无法满足公式(1)，因此提出的半周期伏秒面积平衡控制策略也不再满足。
故而当双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压额定值V2＝96V并且变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1＝2.5：1时，针对双向混合桥DC-DC变换器采用提出的半周期伏秒面积控制方法，可以实现双向混合桥DC-DC变换器输入侧电压V1在120V至240V之间(包含V1等于120V和V1等于240V)时的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
本实施例及其电路拓扑工作过程如下：
双向混合桥DC-DC变换器开始上电工作后，对于输出电压V2的电压调节器，当二次侧电压低于电压的给定Vref时，变换器的功率由V1侧传递至V2侧。数字控制器(DSPTMS320F28335)通过传感器采样V2侧的直流电压作为反馈。将Vref-V2的值经过数字比例积分(PI)调节器和限幅器，输出的值作为变压器输入侧和输出侧的两个有源桥之间的移相控制信号，此移相控制信号的数值为正值。与此同时，基于输入电压采样值V1，通过(1)中的伏秒面积平衡公式，计算输入侧占空比控制信号d1。然后，驱动产生单元产生相应的驱动控制信号，其中驱动信号描述如下：a)S1与S2互补、S3和S5互补、S4和S6互补以及Q1与Q2互补。b)S1，S2，Q1，Q2占空比都为50％。c)S3的开通时间与S2同步，S4的开通时间与S1同步，S3与S4在一个周期内的导通时间为d1Ts；S1的导通时刻超前Q1的导通时刻为为其中Ts为双向混合桥DC-DC变换器的开关周期，具体波形图如图3所示。因此，当二次侧电压低于电压的给定Vref时，所提出的控制策略通过正的移相角的控制，使双向混合桥DC-DC变换器的输出电压增加，从而达到双向混合桥DC-DC变换器的给定输出电压值。
当二次侧电压高于电压的给定Vref时，变换器的功率由V2侧传递至V1侧。数字控制器(DSP TMS320F28335)通过传感器采样V2侧的直流电压作为反馈。将Vref-V2的值经过数字比例积分(PI)调节器和限幅器，输出的值作为变压器输入侧和输出侧的两个有源桥之间的移相控制信号，此移相控制信号的数值为负值，变压器原边电压滞后副边电压。与此同时，基于输入电压采样值V1，通过(1)中的伏秒面积平衡公式，计算输入侧占空比控制信号d1。然后，驱动产生单元产生相应的驱动控制信号，其中驱动信号描述如下：a)S1与S2互补、S3和S5互补、S4和S6互补以及Q1与Q2互补。b)S1，S2，Q1，Q2占空比都为50％。c)S3的开通时间与S2同步，S4的开通时间与S1同步，S3与S4在一个周期内的导通时间为d1Ts；S1的导通时刻滞后Q1的导通时刻为为其中Ts为双向混合桥DC-DC变换器的开关周期。因此，当二次侧电压高于电压的给定Vref时，所提出的控制策略通过负的移相角的控制，使双向混合桥DC-DC变换器的输出电压减小，从而达到双向混合桥DC-DC变换器的给定输出电压值。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种双向混合桥DC-DC变换器，其特征在于：主要由主电路和控制电路组成；主电路主要由输入侧、高频变压器以及输出侧构成，输入侧用于将输入的低压进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离以及增益调整；输出侧用于对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出；所述的输入侧为由高频直流电容(C11,C12)和开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)组成的混合桥电路，输出侧为传统半桥电路，包括开关管(Q1、Q2)和电容(C21、C22)；
主电路连接关系是：输入侧的高频直流电容C11和C12串联连接，电容C11和C12的连接点为O点；其中C11的另一端与输入电源正极相接，C12的另一端与输入电源的负极相接；开关管S1的漏极与S3的漏极相连，并且与输入电源正极相连接；同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，并且与输入电源的负极相连接；开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与S4的漏极连接于B点；开关管S6的漏极与电容C11和C12通过O点连接，其的源极与S5的源极相连接；S5的漏极与S3的源极连接于点B；高频变压器一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与S3的源极连接与B点；高频变压器的二次侧一端为C点，另一端为D点；开关管Q1的源极、开关管Q2的漏极与变压器二次端C点相接，高频电容C21的一端与C22的一端都与变压器二次侧的D点相接；高频电容C21的另一端连接至输出的正极，高频电容C22的另一端连接至输出的负极；同时，开关管Q1的漏极与输出的正极相连，开关管Q2的源极与输出的负极相连；
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据半周期伏秒面积平衡控制方法得到输入侧占空比控制信号d1以及移相角控制信号产生PWM驱动信号，用于调节实际电路的输入侧高频电压占空比及输入侧和输出侧电压之间的移相角保证开关管的软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗；驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6、Q1、Q2)提供驱动电压。
2.根据权利要求1所述的一种双向混合桥DC-DC变换器，其特征在于：变换器为双向功率流，输入侧与输出侧可以互换。
3.一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，其特征在于：包括输出电压控制环和半周期伏秒面积平衡控制两个控制环路；其中，输出电压控制环路通过将输出侧直流电压的给定Vref与实际输出侧直流电压采样值V2的差值作为输出电压控制器的输入，输出电压控制环路的输出用于调节变压器输入侧电压vAB和变压器输出侧电压vCD之间的移相角控制信号从而实现输出电压的闭环控制，以及功率流的双向控制；半周期伏秒面积平衡控制环路通过输入侧PWM控制环的调节，调节输入侧开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的占空比，使加在变压器输入侧电压正半周期的伏秒面积与变压器折算到输入侧的输出侧压电压正半周期伏秒面积相等，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
4.根据权利要求3所述的一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，其特征在于：包括输出电压控制环和半周期伏秒面积平衡控制两个控制环路，具体控制步骤如下：
步骤一、确定双向混合桥DC-DC变换器输出侧直流输出电压给定Vref；
步骤二、对双向混合桥DC-DC变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为V1和V2；计算输出电压给定值Vref与V2的差值，所述的差值作为输出电压调节器的输入；所述输出电压调节器的输出作为变压器一次侧电压vAB和变压器二次侧电压vCD之间的移相角控制信号
步骤三、根据公式(1)中的半周期伏秒面积平衡公式，计算原边电路的占空比控制信号d1；
d1＝(nV2)/(2V1)-0.5 (1)
其中n：1为变压器的输入侧对输出侧的匝数比；
步骤四、根据移相角控制信号控制变压器一次侧电压vAB的控制信号d1，产生开关管的驱动信号，从而控制双向混合桥DC-DC变换器的一次侧电压和折合到一次侧的变压器二次侧电压正半周期伏秒面积相等，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
5.根据权利要求4所述的一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，其特征在于：通过步骤四中产生的移相角控制信号与变压器一次侧电压vAB的控制信号d1控制各个驱动信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3和S5互补、S4和S6互补以及Q1与Q2互补；b)S1，S2，Q1，Q2占空比都为50％；c)S3的开通时间与S2同步，S4的开通时间与S1同步，S3和S4的占空比相等并且导通时间由d1控制；S1与Q1之间的相位差由控制；
6.根据权利要求3、4或5所述的一种用于对双向混合桥DC-DC变换器控制的半周期伏秒面积控制方法，其特征在于：所述的宽电压增益指，针对双向混合桥DC-DC变换器采用提出的半周期伏秒面积平衡控制方法并且满足公式(1)时，原边电路的占空比控制信号d1的最大值不能大于50％，并且其最小值不能小于0％；当双向混合桥DC-DC变换器的输出侧直流输出电压额定值V2以及变压器的输入侧对输出侧的匝数比n：1确定的情况下，采用提出的半周期伏秒面积控制方法，双向混合桥DC-DC变换器的输入侧电压V1在(nV2)/2至nV2之间时，均能够实现开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
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