CN110995011B - 一种基于交流开关切换的双向dc-dc变流器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种基于交流开关切换的双向DC‑DC变流器，属于变流器技术领域。包括原边半桥电路、包含中性点的直流电容桥臂、副边H桥电路、共享分裂谐振电容的LLC谐振腔、隔离变压器和交流开关电路；原边半桥电路和直流电容桥臂连接输入端电源两端；隔离变压器的原边同名端接原边半桥电路的中点，隔离变压器的原边非同名端接直流电容桥臂中点；隔离变压器的副边同名端接对应LLC谐振腔谐振电感一端，谐振电感另一端连接H桥左桥臂中点；隔离变压器的副边非同名端接副边H桥电路右桥臂中点，同时连接交流开关电路一端；副边H桥电路和分裂谐振电容串的直流两端连接输出直流两端。本发明电路具有开关损耗小，效率高，结构简单等优点。

Description

一种基于交流开关切换的双向DC-DC变流器
技术领域
本发明涉及一种基于交流开关切换的双向DC-DC变流器，属于变流器技术领域。
背景技术
近年来，为提高开关变流器的开关频率以提高开关变流器的功率密度，采用了软开关技术实现了功率开关管的零电压导通(zero voltage switching， ZVS)或零电流关断(zerocurrent switching， ZCS)，以降低了开关损耗。然而，LLC谐振软开关变流器一般采用脉冲频率调制(pulse frequency modulation， PFM)控制方法，存在控制方式复杂、输出滤波器设计困难等缺点。针对PFM存在的问题，学者提出了PWM移相全桥(phaseshift full-bridge， PSFB) DC-DC变换器，通过控制两桥臂驱动脉冲的移相时间，实现PSFB DC-DC变换器输出电压的控制；PWM PSFB DC-DC变换器具有结构简单、易实现软开关、效率高等优点，在中大功率DC/DC变换器场合得到了广泛的应用，但低载时软开关区域会变小。
发明内容
本发明的目的是针对上述不足之处，提供一种基于交流开关切换的双向DC-DC变流器，从实用性需求出发利用LLC变频调压和DAB移相调压的优势，并结合交流开关切换实现LLC和DAB的快速切换，变流器宽范围内稳定输出，以及变流器宽电压范围内调压控制和软开关。
本发明是采取以下技术方案实现的：
一种基于交流开关切换的双向DC-DC变流器，其内部电路包括1个原边半桥电路、1个包含中性点的直流电容桥臂、1个副边H桥电路、1个共享分裂谐振电容的LLC谐振腔、1个隔离变压器和1个交流开关电路；
所述原边半桥电路和包含中性点的直流电容桥臂分别与输入端电源两端相连；
原边半桥电路由2只MOSFET管搭建而成；副边H桥电路由4只MOSFET管搭建而成；
共享分裂谐振电容的LLC谐振腔由谐振电感、2个分裂谐振电容以及隔离变压器的励磁电感构成；
所述隔离变压器的原边同名端接原边半桥电路的中点，隔离变压器的原边非同名端接包含中性点的直流电容桥臂中点；隔离变压器的副边同名端接对应LLC谐振腔的谐振电感一端，所述谐振电感另一端连接副边H桥电路的左桥臂中点；隔离变压器的副边非同名端接副边H桥电路的右桥臂中点，副边H桥电路的右桥臂中点同时连接交流开关电路一端，交流开关电路另一端连接分裂谐振电容串中点；
交流开关电路由2只MOSFET管反向串联组成；
副边H桥电路和分裂谐振电容串的直流两端分别与输出直流两端相连，输出直流两端与输出电容和等值负载电阻并联连接。
所述变流器原边半桥电路和副边H桥电路由50%占空比的高频PWM信号控制，所述高频PWM信号用于控制所述原边半桥电路和副边H桥电路中MOSFET管交替导通。
当原边半桥电路施加PWM信号，副边H桥电路的PWM信号滞后于原边半桥电路的信号，且交流开关电路闭锁时，实现DAB功率正向模式；当原边半桥电路施加PWM信号，副边H桥电路的左半桥运行于同步整流，副边H桥电路的右半桥闭锁，且交流开关电路运行时，实现LLC功率正向模式；当原边半桥电路的信号滞后于副边H桥电路的PWM信号时，且交流开关电路闭锁时，实现DAB功率反向模式；当原边半桥电路运行于同步整流，副边H桥电路的左半桥施加PWM信号，副边H桥电路的右半桥闭锁，且交流开关电路运行时，实现LLC功率反向模式。
所述隔离变压器的变比为n∶1，其中n大于0。
当电压增益处于1-1.05时，变流器采用LLC模式；电压增益处于其他值且在安全运行范围内（电压增益为0.8-1.2）时，变流器采用DAB模式。
所述电压增益也就是电压的放大倍数，计算公式是：Au=输出电压/输入电压；在本发明中，当功率正向时，电压增益为输出值Uo的参考值和n的乘积与实际输入值Ui的比值；当功率反向时，电压增益为输入值Ui的参考值与输出值Uo和n的乘积的比值。
本发明和现有技术相比较，开关损耗小，效率高，结构简单，具体的具备以下优点：
1、充分发挥LLC电路变频调压功能，控制简单，轻载或额定电压点效率高；
2、充分发挥DAB电路移相调压功能，实现电压大变化范围调压；
3、利用交流开关电路，实现LLC和DAB的快速切换，调压控制简单。
附图说明
以下将结合附图对本发明做进一步说明：
图1为本发明的一种基于交流开关切换的双向DC-DC变流器的电路原理图。
图2为本发明运行在正向LLC运行模式时的PWM信号图。
图3为本发明运行在正向DAB运行模式时的PWM信号图。
图4为本发明运行在正功率LLC运行模式且电流正向时的电路原理图。
图5为本发明运行在正功率LLC运行模式且电流反向时的电路原理图。
图6为本发明运行在正功率DAB运行模式且电流正向时的电路原理图。
图7为本发明运行在正功率DAB运行模式且电流反向时的电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进详细的说明。需要说明的是以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
参见图1，本发明一种基于交流开关切换的双向DC-DC变流器，由1个原边半桥电路、1个包含中性点的直流电容桥臂、1个副边H桥电路、1个共享分裂谐振电容的LLC谐振腔、1个隔离变压器和1个交流开关电路。
所述原边半桥电路包括2只MOSFET管，分别是S1和S2；包含中性点的直流电容桥臂，具有电容C1和C2。MOSFET管S1的D极和电容C1的一端连接输入正母线，MOSFET管S2的S极和电容C2一端连接输入副母线，MOSFET管S1的S极和MOSFET管S2的D极组成原边半桥中点，电容C1的另一端和电容C2另一端组成电容串的中点。
MOSFET管Ss1、Ss3的D极和电容Cr1一端连接输出正母线，MOSFET管Ss2、Ss4的S极和电容Cr2一端连接输出副母线，MOSFET管Ss1的S极和MOSFET管Ss2的D极组成副边H桥电路的左半桥中点，MOSFET管Ss3的S极和MOSFET管Ss4的D极组成副边H桥电路的右半桥中点，电容Cr1的另一端和电容Cr2另一端组成谐振电容串的中点。
所述LLC谐振腔的电路包括谐振电感Lr1、谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、以及隔离变压器T1的励磁电感Lm1，隔离变压器T1原边的同名端连接原边半桥电路的中点，由电容C1和电容C2组成谐振电容串的中点连接隔离变压器T1原边的非同名端；隔离变压器T1副边的同名端连接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端连接副边H桥电路的左半桥MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss2的中点，隔离变压器T1副边的非同名端连接副边H桥电路的右半桥MOSFET管Ss3和MOSFET管Ss4的中点。
所述交流开关电路包括2只MOSFET管，分别是MOSFET管Ss5和MOSFET管Ss6，MOSFET管Ss5的D极连接MOSFET管Ss3和MOSFET管Ss4右桥臂中点，MOSFET管Ss5的S极连接MOSFET管Ss6的S极，MOSFET管Ss6的D极连接谐振电容串Cr1和Cr2的中点。
所述隔离变压器T1的励磁电感Lm1是变压器自身寄生的特性参数，不需要单独在变压器外部设置。
如图2、图3所示，本发明中，LLC和DAB模式切换的原理如下：当运行在LLC模式时，MOSFET管Ss5和MOSFET管Ss6的驱动信号为常开通状态，且MOSFET管Ss3和MOSFET管Ss4的驱动信号闭锁；当运行在DAB模式时，MOSFET管Ss5和MOSFET管Ss6的驱动信号为闭锁状态，且MOSFET管Ss3和MOSFET管Ss4的驱动信号分别与MOSFET管Ss2以及MOSFET管Ss1同步。
当本发明变流器在LLC模式运行时，如果忽略微小的死区时间，所述频率变化的PWM信号用于控制所述原边半桥电路或副边H桥电路左半桥中的MOSFET器件交替导通。根据输出电压反馈，利用输出电压闭环控制器实时调整开关频率，实现输出电压精确控制。如图2所示，当变流器正功率LLC模式运行时，提供能量侧的功率器件MOSFET管S1和MOSFET管S2由50%占空比且频率变化的PWM信号控制，功率器件MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss2也由对应50%占空比且频率变化的PWM信号控制，但MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss2运行于同步整流器模式，即MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss2仅是跟踪MOSFET管S1和MOSFET管S2信号，且存在死区；如果功率反向，MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss2由50%占空比且频率变化的PWM信号控制，MOSFET管S1和MOSFET管S2运行于同步整流器模式。
本发明变流器如果忽略微小的死区时间，如图4所示，当变流器LLC模式运行，正向功率且当电流为正时，此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和谐振电容Cr1参与谐振，电源通过MOSFET管S1和电容C2为隔离变压器一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1同名端出发经过谐振电感Lr1、MOSFET管Ss1、电容C3和负载、MOSFET管Ss6、MOSFET管Ss5回到隔离变压器T1非同名端。如图5所示，正向功率且当电流为负时，此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和谐振电容Cr1参与谐振，电源通过MOSFET管S2和电容C1为隔离变压器T1一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器T1二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1非同名端出发经过MOSFET管Ss5、MOSFET管Ss6、电容C3和负载、MOSFET管Ss2、谐振电感Lr1回到隔离变压器T1同名端。同理，LLC运行模式且反向功率流动时，通过MOSFET管Ss1与MOSFET管Ss2的驱动信号互补实现，原边的MOSFET管S1和MOSFET管S2工作在同步整流模式，功率流传递路径类似上述图4、图5。
当本发明变流器在DAB模式运行时，如果忽略微小的死区时间，所述固定频率的PWM信号用于控制所述原边半桥电路和副边H半桥电路的左、右半桥中的MOSFET器件交替导通。固定开关频率为谐振频率，如图3所示，根据输出电压反馈，利用输出电压闭环控制器实时调节移相角度，实现输出电压精确控制。当变流器正功率DAB模式运行时，提供能量侧的功率器件MOSFET管S1、S2由50%占空比且固定频率的PWM信号控制，功率器件MOSFET管Ss1-Ss4也由对应50%占空比且频率固定的PWM信号控制，MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss4驱动信号相同，MOSFET管Ss2和MOSFET管Ss3驱动信号与MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss4互补，且MOSFET管S1、MOSFET管S2驱动信号超前MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss2，MOSFET管Ss5和MOSFET管Ss6处于闭锁状态；如果功率反向，提供能量侧的功率器件MOSFET管Ss1-Ss4由50%占空比且固定频率的PWM信号控制，功率器件MOSFET管S1和MOSFET管S2也由对应50%占空比且频率固定的PWM信号控制，MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss4驱动信号相同，MOSFET管Ss2和MOSFET管Ss3驱动信号与MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss4互补，且MOSFET管S1、MOSFET管S2驱动信号滞后MOSFET管Ss1和MOSFET管Ss2，MOSFET管Ss5和MOSFET管Ss6处于闭锁状态。
本发明变流器在DAB模式运行时，正向功率且电流为正时，如图6所示，由于MOSFET管Ss5和MOSFET管Ss6处于闭锁状态，此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和谐振电容Cr1不参与谐振，电源通过MOSFET管S1和电容C2为隔离变压器一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1同名端出发经过电感Lr1、MOSFET管Ss1、电容C3和负载、MOSFET管Ss4回到隔离变压器T1非同名端。正向功率且电流为负时，如图7所示，由于MOSFET管Ss5和MOSFET管Ss6处于闭锁状态，此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和谐振电容Cr1不参与谐振，电源通过MOSFET管S2和电容C1为隔离变压器T1一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器T1二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1非同名端出发经过MOSFET管Ss3、电容C3和负载、MOSFET管Ss2、电感Lr1回到隔离变压器T1同名端。
本发明变流器的隔离变压器变比为n∶1。当功率正向，Uo的参考值和n乘积与实际输入值Ui的比值位于1-1.05之间时；或功率反向，输入值Ui的参考值与Uo和n乘积的比值位于1-1.05之间时，变流器运行于LLC模式。当上述比值位于0.8-1.2的其他值时，变流器运行于DAB模式。

Claims (3)

1.一种基于交流开关切换的双向DC-DC变流器，其特征在于：其内部电路包括1个原边半桥电路、1个包含中性点的直流电容桥臂、1个副边H桥电路、1个共享分裂谐振电容的LLC谐振腔、1个隔离变压器和1个交流开关电路；
所述原边半桥电路和包含中性点的直流电容桥臂分别与输入端电源两端相连；
原边半桥电路由2只MOSFET管搭建而成；副边H桥电路由4只MOSFET管搭建而成；
共享分裂谐振电容的LLC谐振腔由谐振电感、2个分裂谐振电容以及隔离变压器的励磁电感构成；
所述隔离变压器的原边同名端接原边半桥电路的中点，隔离变压器的原边非同名端接包含中性点的直流电容桥臂中点；隔离变压器的副边同名端接对应LLC谐振腔的谐振电感一端，所述谐振电感另一端连接副边H桥电路的左桥臂中点；隔离变压器的副边非同名端接副边H桥电路的右桥臂中点，副边H桥电路的右桥臂中点同时连接交流开关电路一端，交流开关电路另一端连接分裂谐振电容串中点；
交流开关电路由2只MOSFET管反向串联组成；
副边H桥电路和分裂谐振电容串的直流两端分别与输出直流两端相连，输出直流两端与输出电容和等值负载电阻并联连接；
所述变流器原边半桥电路和副边H桥电路由50%占空比的高频PWM信号控制，所述高频PWM信号用于控制所述原边半桥电路和副边H桥电路中MOSFET管交替导通；
当原边半桥电路施加PWM信号，副边H桥电路的PWM信号滞后于原边半桥电路的信号，且交流开关电路闭锁时，实现DAB功率正向模式；当原边半桥电路施加PWM信号，副边H桥电路的左半桥运行于同步整流，副边H桥电路的右半桥闭锁，且交流开关电路运行时，实现LLC功率正向模式；当原边半桥电路的信号滞后于副边H桥电路的PWM信号时，且交流开关电路闭锁时，实现DAB功率反向模式；当原边半桥电路运行于同步整流，副边H桥电路的左半桥施加PWM信号，副边H桥电路的右半桥闭锁，且交流开关电路运行时，实现LLC功率反向模式。
2.根据权利要求1所述的基于交流开关切换的双向DC-DC变流器，其特征在于：所述隔离变压器的变比为n∶1，其中n大于0。
3.根据权利要求2所述的基于交流开关切换的双向DC-DC变流器，其特征在于：当电压增益处于1-1.05时，变流器采用LLC模式；当电压增益处于其他值且在安全运行范围内时，变流器采用DAB模式，所述安全运行范围指的是电压增益值为0.8-1.2。
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