CN111064370B - 一种llc和dab混合的双向dc-dc变流器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种LLC和DAB混合的双向DC‑DC变流器，包括1个H桥电路、2个LLC谐振腔、2个同变比的隔离变压器和三相半桥全控电路；其中，H桥电路和2个串联连接分裂谐振电容的两端连接输入端电源两端，隔离变压器的原边同名端连接谐振腔谐振电感一端，谐振电感另一端连接H桥电路半桥的中性点，隔离变压器副边的同名端连接三相半桥全控电路桥臂的中性点；2个隔离变压器副边的非同名端均连接三相半桥全控电路中桥臂的中性点。本发明利用LLC变频调压和DAB移相调压的优势，结合PWM脉冲180º移相实现LLC和DAB快速切换，实现不同负载率或电压增益下效率的优化控制，具有开关损耗小，效率高，结构简单的优点。

Description

一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器
技术领域
本发明涉及一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，属于变流器技术领域。
背景技术
近年来，由于电压转换、电能质量变换、噪声和体积等方面的优良特性，电力电子变压器正受广泛关注，将逐步替代传统变压器。隔离级DC/DC变换器作为电力电子变压器的关键环节，在诸多的研究成果中为变换装置的焦点，其中，以LLC型谐振变换器和DAB变换器为主拓扑的变换器是研究热点。这两种变换器在保证高电压等级电能变换和隔离的同时，均具备软开关能力，因此开关频率可以很高，目前使用新型碳化硅或GaN器件的开关频率已达MHz级。其中，LLC型谐振变换器在全负载范围内均能保证软开关工作状态，并且具有恒压调节能力，但其变压范围受到限制。而DAB变换器虽然具有较大的变压能力，但由于其输出电压与前后对应桥臂移相角之间并无直接联系，因此轻载软开关控制较困难，需要较复杂控制系统与其配合，这无疑增加了变换器整体模块的复杂程度，降低了系统可靠性。
发明内容
本发明的目的在于提供一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，利用LLC变频调压和DAB移相调压的优势，并结合PWM脉冲180º移相实现LLC和DAB的快速切换，利用混合模式实现变流器全负载范围内高效和宽范围内调压控制；同时，通过原副边MOSFET开关模式切换，实现能量的正向流动共和反向流动。
为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，包括1个H桥电路、2个LLC谐振腔、2个同变比的隔离变压器和三相半桥全控电路；
所述H桥电路连接输入端电源两端；
所述H桥电路由4只MOSFET管搭建而成，其中，2只MOSFET管构成左半桥，另2只MOSFET管构成右半桥；
每个LLC谐振腔均由1个谐振电感、2个分裂谐振电容以及隔离变压器的励磁电感构成；所述2个LLC谐振腔共用2个分裂谐振电容；
所述三相半桥全控电路由6只MOSFET管搭建而成，每2只MOSFET管构成三相半桥全控电路的一个桥臂，分别为左桥臂，中桥臂和右桥臂；
一个隔离变压器的原边同名端连接LLC谐振腔谐振电感一端，LLC谐振腔谐振电感另一端连接H桥电路左半桥中性点；该隔离变压器副边的同名端连接三相半桥全控电路左桥臂的中性点；
第二个隔离变压器的原边同名端连接第二个LLC谐振腔谐振电感一端，第二个LLC谐振腔谐振电感另一端连接H桥电路右半桥中点；第二个隔离变压器副边的同名端连接三相半桥全控电路右桥臂的中性点；
2个隔离变压器的原边非同名端均连接至2个分裂谐振电容的中性点；2个隔离变压器副边的非同名端均连接三相半桥全控电路中桥臂的中性点。
进一步的，所述双向DC-DC变流器由50%占空比的高频PWM信号控制，所述高频PWM信号用于控制所述H桥电路和三相半桥全控电路中MOSFET管交替导通。
进一步的，所述双向DC-DC变流器功率正向流动时，当参考输出与输入电压的比值大于1且小于1.2时，双向DC-DC变流器运行于LLC模式；当参考输出与输入电压的比值小于1或大于1.2时，H桥电路和三相半桥全控电路都运行于DAB模式；
所述双向DC-DC变流器功率反向流动时，当参考输出与输入电压的比值大于1且小于1.2时，H桥电路和三相半桥全控电路都运行于LLC模式；当参考输出与输入电压的比值小于1或大于1.2时，双向DC-DC变流器运行于DAB模式。
进一步的，所述双向DC-DC变流器运行于LLC模式时，电流经过LLC谐振腔的2个分裂谐振电容；功率正向流动且额定输入输出电压时，H桥电路PWM信号频率运行在谐振频率，副边三相半桥全控电路的MOSFET管运行于同步整流模式，参考输出与输入电压的比值上升时通过改变高频PWM信号频率实现1-1.2倍增益的输出电压；功率反向流动且额定输入输出电压时，副边三相半桥全控电路的PWM信号频率运行在谐振频率，H桥电路的MOSFET管运行于同步整流模式，参考输出与输入电压的比值上升时通过改变高频PWM信号频率实现1-1.2倍增益的输出电压。
进一步的，所述H桥电路和三相半桥全控电路都运行于DAB模式时，电流不经过LLC谐振腔的2个分裂谐振电容，H桥电路和三相半桥全控电路通过PWM脉冲移相实现电压控制，当功率正向流动时，H桥电路的相位超前三相半桥全控电路，反之，功率反向流动时，三相半桥全控电路的相位超前H桥电路。
进一步的，所述双向DC-DC变流器运行于LLC模式时，
功率正向流动时，2个隔离变压器的副边并联运行；所述2个隔离变压器的副边并联运行，通过隔离变压器原边侧的S1、S3的驱动信号相同，而S2、S4的驱动信号与之互补实现；隔离变压器副边侧的Ss1-Ss2、Ss3-Ss4、Ss5-Ss6工作在同步整流模式；
功率反向流动时，2个隔离变压器的副边并联运行；所述2个隔离变压器的副边并联运行，通过隔离变压器副边侧的Ss1、Ss3、Ss5的驱动信号相同，而Ss2、Ss4、Ss6的驱动信号与之互补实现；隔离变压器原边侧的S1-S4工作在同步整流模式；
所述隔离变压器原边侧的S1-S4定义如下：
H桥电路左半桥的2只MOSFET管为S1和S2；右半桥的2只MOSFET管为S3和S4；
所述隔离变压器副边侧的Ss1-Ss6定义如下：
三相半桥全控电路的左桥臂的2只MOSFET管为Ss1和Ss4；中桥臂的2只MOSFET管为Ss2和Ss5构成；右桥臂的2只MOSFET管为Ss3和Ss6。
进一步的，所述H桥电路和三相半桥全控电路都运行于DAB模式时，
功率正向流动时，2个隔离变压器的副边串联运行；所述2个隔离变压器的副边串联运行，通过隔离变压器原边侧的S1、S4的驱动信号相同，而S2、S3的驱动信号与之互补实现；副边侧三相半桥全控电路的中桥臂Ss2、Ss5不起作用，Ss1、Ss6的驱动信号相同，而Ss4、Ss3的驱动信号与之互补，且S1、S4的驱动信号与Ss1、Ss6的驱动信号之间存在超前移相角；
功率反向流动时，2个隔离变压器的副边串联运行，且S1、S4的驱动信号与Ss1、Ss6的驱动信号之间存在滞后移相角。
本发明的优点在于：
1、本发明充分发挥LLC电路变频调压功能，控制简单，轻载或额定电压点效率高；
2、本发明充分发挥DAB电路移相调压功能，大电压变化范围内效率较高；
3、本发明利用180º移相，实现LLC和DAB的快速切换，调压控制简单，且都运行于效率较高点；
4、本发明变流器不仅调压范围广，且可以实现任何可控电压下全功率运行；
5、本发明变流器MOSFET运行在ZVS或ZCS同步整流模式，开关损耗低，开关电源效率高；
6、本发明LLC谐振电路共享谐振电容器，简化了电路布局设计并利于均流控制。
附图说明
图1为本发明的LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器结构原理图。
图2为本发明在LLC运行模式变流器不同频率时的电压增益特性图。
图3为本发明在LLC运行模式且电流正向时原理图。
图4为本发明在LLC运行模式且电流反向时原理图。
图5为本发明在DAB运行模式且电流正向时原理图。
图6为本发明在DAB运行模式且电流反向时原理图。
图7为本发明在DAB运行模式时超前移相控制原理图。
具体实施方式
下面对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
参见图1，本发明提供一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，包括1个H桥电路、2个共享分裂谐振电容的LLC谐振腔、2个同变比的隔离变压器和三相半桥全控电路。
具体如下：
所述H桥电路包含左右2个半桥，左半桥电路包括2只MOSFET管S1、S2；右半桥电路包括2只MOSFET管S3、S4。
第一个LLC谐振腔电路包括谐振电感Lr1、分裂谐振电容Cr1和Cr2以及对应隔离变压器T1的励磁电感Lm1。隔离变压器T1原边的同名端连接谐振电感Lr1的一端，Lr1的另一端连接S1、S2的中性点，Cr1和Cr2的中心点连接隔离变压器T1原边的非同名端；第二个LLC谐振腔电路包括谐振电感Lr2、分裂谐振电容Cr1和Cr2以及对应隔离变压器T2的励磁电感Lm2，隔离变压器T2原边的同名端连接谐振电感Lr2的一端，Lr2的另一端连接S3、S4的中性点，隔离变压器T2原边的非同名端连接Cr1和Cr2的中心点。
所述隔离变压器T1的励磁电感Lm1和隔离变压器T2的励磁电感Lm2是变压器自身寄生的特性参数，不需要单独在变压器外部设置。
所述三相半桥全控电路包括6只MOSFET管Ss1-Ss6，其中Ss1和Ss4组成左桥臂，Ss2和Ss5组成中桥臂，Ss3和Ss6组成右桥臂，隔离变压器T1副边的同名端连接Ss1和Ss4组成的左桥臂的中性点，隔离变压器T1副边的非同名端与隔离变压器T2副边的非同名端连接，其连接点同时连接Ss2和Ss5组成的中桥臂的中性点，隔离变压器T2副边的同名端连接Ss3和Ss6组成的右桥臂的中性点。
本发明的LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，如果忽略微小的死区时间，LLC运行模式时，提供能量侧的功率器件由50%占空比的高频PWM信号控制，所述高频PWM信号用于控制H桥电路和三相半桥全控电路中的MOSFET器件交替导通，如图2的增益特性，通过改变PWM信号频率实现输出电压不同倍数增益的变化，应对输入电压变化时精确控制输出电压。
图2中各条曲线表示相同励磁电感与谐振电感比且不同负载率时，输出电压增益随开关频率标幺值的特性曲线，其中开关频率标幺值为实际开关频率与谐振频率的比值。图2中，横坐标表示开关频率标幺值，纵坐标为电压增益。
不同电压增益的实现原理为：首先，计算输出电压参考值和实际电压值的差，然后把该误差值通过PI控制器，输出开关周期给定值，最后转化为PWM模块的周期寄存器输出变频的脉冲波。
如图3所示，LLC运行模式且正向功率且当电流为正时，两个隔离变压器的副边并联运行；所述两个隔离变压器的副边并联运行，通过原边S1、S3的驱动信号相同，而S2、S4的驱动信号与之互补实现；隔离变压器副边侧的Ss1-Ss2、Ss3-Ss4、Ss5-Ss6工作在同步整流模式；此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和Cr1参与谐振，电源通过S1和LLC谐振腔为第一个DC-DC隔离变压器T1一次侧提供能量，因而能量传递至第一个DC-DC隔离变压器T1二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1同名端出发经过Ss1、负载和Ss5回到隔离变压器T1非同名端。同理，谐振电感Lr2、谐振电容Cr2和Cr1参与谐振，第二个电源通过S3和谐振腔为第二个DC-DC隔离变压器T2一次侧提供能量，因而能量传递至第二个DC-DC隔离变压器T2二次侧，二次侧电流从隔离变压器T2同名端出发经过Ss3、负载和Ss5回到隔离变压器T2非同名端。
如图4所示，LLC运行模式且正向功率且当电流为负时，两个隔离变压器的副边并联运行；所述两个隔离变压器的副边并联运行，通过原边S1、S3的驱动信号相同，而S2、S4的驱动信号与之互补实现；隔离变压器副边侧的Ss1-Ss2、Ss3-Ss4、Ss5-Ss6工作在同步整流模式；此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和Cr1参与谐振，电源通过S2和LLC谐振腔为第一个DC-DC隔离变压器T1一次侧提供能量，因而能量传递至第一个DC-DC隔离变压器T1二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1非同名端出发经过Ss2、负载和Ss4回到隔离变压器T1同名端。同理，谐振电感Lr2、谐振电容Cr2和Cr1参与谐振，第二个电源通过S4和谐振腔为第二个DC-DC隔离变压器T2一次侧提供能量，因而能量传递至第二个DC-DC隔离变压器T2二次侧，二次侧电流从隔离变压器T2非同名端出发经过Ss2、负载和Ss6回到隔离变压器T2同名端。
同理，LLC运行模式且反向功率流动时，两个隔离变压器的副边并联运行；所述两个隔离变压器的副边并联运行，通过Ss1、Ss3、Ss5的驱动信号相同，而Ss2、Ss4、Ss6的驱动信号与之互补实现；原边的S1-S4工作在同步整流模式；功率流传递路径类似上述图3、图4。
本发明的LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，如果忽略微小的死区时间，DAB运行模式时，固定开关频率为谐振频率，并根据输出电压反馈，利用输出电压闭环控制器实时调节移相角度，实现输出电压精确控制。
DAB运行模式且正向功率且电流为正时，如图5所示，两个隔离变压器的副边串联运行；所述两个隔离变压器的副边串联运行，通过原边S1、S4的驱动信号相同，而S2、S3的驱动信号与之互补实现；副边中桥臂Ss2、Ss5不起作用，Ss1、Ss6的驱动信号相同，而Ss4、Ss3的驱动信号与之互补实现，且S1、S4的驱动信号与Ss1、Ss6的驱动信号之间存在超前移相角。此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和Cr1不参与谐振，电源通过S1、S4、Lr1、Lr2和隔离变压器T2为隔离变压器T1一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器T1二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1同名端出发经过Ss1、负载、Ss6和隔离变压器T2回到隔离变压器T1非同名端。同理，谐振电感Lr2、谐振电容Cr2和Cr1不参与谐振，电源通过S1、S4、Lr1、Lr2和隔离变压器T1为隔离变压器T2一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器T2二次侧，二次侧电流从隔离变压器T2非同名端出发经过隔离变压器T1、Ss1、负载和Ss6回到隔离变压器T2同名端。
DAB运行模式且正向功率且电流为负时，如图6所示，两个隔离变压器的副边串联运行；所述两个隔离变压器的副边串联运行，通过原边S1、S4的驱动信号相同，而S2、S3的驱动信号与之互补实现；副边中桥臂Ss2、Ss5不起作用，Ss1、Ss6的驱动信号相同，而Ss4、Ss3的驱动信号与之互补实现，且S1、S4的驱动信号与Ss1、Ss6的驱动信号之间存在超前移相角。此时谐振电感Lr1、谐振电容Cr2和Cr1不参与谐振，电源通过S2、S3、Lr1、Lr2和隔离变压器T2为隔离变压器T1一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器T1二次侧，二次侧电流从隔离变压器T1非同名端出发经过隔离变压器T2、Ss3、负载和Ss4回到隔离变压器T1同名端。同理，谐振电感Lr2、谐振电容Cr2和Cr1不参与谐振，电源通过S2、S3、Lr1、Lr2和隔离变压器T1为隔离变压器T2一次侧提供能量，因而能量传递至隔离变压器T2二次侧，二次侧电流从隔离变压器T2同名端出发经过Ss3、负载、Ss4和隔离变压器T1回到隔离变压器T2非同名端。
同理，DAB运行模式且反向功率流动时，两个隔离变压器的副边串联运行；所述两个隔离变压器的副边串联运行，通过原边S1、S4的驱动信号相同，而S2、S3的驱动信号与之互补实现；副边中桥臂Ss2、Ss5不起作用，Ss1、Ss6的驱动信号相同，而Ss4、Ss3的驱动信号与之互补实现，同时S1、S4的驱动信号与Ss1、Ss6的驱动信号之间存在滞后移相角；超前移相角如图7定义，滞后移相角则反之。
本发明中，LLC和DAB模式切换的原理如下：
双向DC-DC变流器功率正向流动时，当参考输出与输入电压的比值大于1且小于1.2时，双向DC-DC变流器运行于LLC模式；当参考输出与输入电压的比值小于1或大于1.2时，H桥电路和三相半桥全控电路都运行于DAB模式。
双向DC-DC变流器功率反向流动时，当参考输出与输入电压的比值大于1且小于1.2时，H桥电路和三相半桥全控电路都运行于LLC模式；当参考输出与输入电压的比值小于1或大于1.2时，双向DC-DC变流器运行于DAB模式。
具体为：
当参考输出与输入电压的比值大于1且小于1.2时，变流器运行于LLC模式，电流经过分裂式谐振电容器Cr2和Cr1；功率正向流动且额定输入输出电压时，H桥PWM信号频率运行在谐振频率附近，副边三相半桥全控电路的MOSFET运行于同步整流模式，参考输出与输入电压的比值稍微上升时则可通过改变高频PWM信号频率实现1-1.2倍增益的输出电压；功率反向流动且额定输入输出电压时，副边三相半桥全控电路的PWM信号频率运行在谐振频率附近，H桥的MOSFET运行于同步整流模式时，参考输出与输入电压的比值稍微上升时则可通过改变高频PWM信号频率实现1-1.2倍增益的输出电压。
当参考输出与输入电压的比值小于1或大于1.2时，H桥和三相半桥全控电路都运行于DAB模式，电流不经过分裂式谐振电容器，H桥和三相半桥全控电路通过PWM脉冲移相实现电压控制，当功率正向流动H桥的相位超前三相半桥全控电路，反之，功率反向流动三相半桥全控电路的相位超前H桥。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，其特征在于，包括1个H桥电路、2个LLC谐振腔、2个同变比的隔离变压器和三相半桥全控电路；
所述H桥电路连接输入端电源两端；
所述H桥电路由4只MOSFET管搭建而成，其中，2只MOSFET管构成左半桥，另2只MOSFET管构成右半桥；
每个LLC谐振腔均由1个谐振电感、2个分裂谐振电容以及隔离变压器的励磁电感构成；所述2个LLC谐振腔共用2个分裂谐振电容；
所述三相半桥全控电路由6只MOSFET管搭建而成，每2只MOSFET管构成三相半桥全控电路的一个桥臂，分别为左桥臂，中桥臂和右桥臂；
一个隔离变压器的原边同名端连接LLC谐振腔谐振电感一端，LLC谐振腔谐振电感另一端连接H桥电路左半桥中性点；该隔离变压器副边的同名端连接三相半桥全控电路左桥臂的中性点；
第二个隔离变压器的原边同名端连接第二个LLC谐振腔谐振电感一端，第二个LLC谐振腔谐振电感另一端连接H桥电路右半桥中点；第二个隔离变压器副边的同名端连接三相半桥全控电路右桥臂的中性点；
2个隔离变压器的原边非同名端均连接至2个分裂谐振电容的中性点；2个隔离变压器副边的非同名端均连接三相半桥全控电路中桥臂的中性点；
所述双向DC-DC变流器功率正向流动时，当参考输出与输入电压的比值大于1且小于1.2时，双向DC-DC变流器运行于LLC模式；当参考输出与输入电压的比值小于1或大于1.2时，H桥电路和三相半桥全控电路都运行于DAB模式；
所述双向DC-DC变流器功率反向流动时，当参考输出与输入电压的比值大于1且小于1.2时，H桥电路和三相半桥全控电路都运行于LLC模式；当参考输出与输入电压的比值小于1或大于1.2时，双向DC-DC变流器运行于DAB模式；
所述双向DC-DC变流器运行于LLC模式时，
功率正向流动时，2个隔离变压器的副边并联运行；所述2个隔离变压器的副边并联运行，通过隔离变压器原边侧的S1、S3的驱动信号相同，而S2、S4的驱动信号与之互补实现；隔离变压器副边侧的Ss1-Ss2、Ss3-Ss4、Ss5-Ss6工作在同步整流模式；
功率反向流动时，2个隔离变压器的副边并联运行；所述2个隔离变压器的副边并联运行，通过隔离变压器副边侧的Ss1、Ss3、Ss5的驱动信号相同，而Ss2、Ss4、Ss6的驱动信号与之互补实现；隔离变压器原边侧的S1-S4工作在同步整流模式；
所述隔离变压器原边侧的S1-S4定义如下：
H桥电路左半桥的2只MOSFET管为S1和S2；右半桥的2只MOSFET管为S3和S4；
所述隔离变压器副边侧的Ss1-Ss6定义如下：
三相半桥全控电路的左桥臂的2只MOSFET管为Ss1和Ss4；中桥臂的2只MOSFET管为Ss2和Ss5构成；右桥臂的2只MOSFET管为Ss3和Ss6；
所述H桥电路和三相半桥全控电路都运行于DAB模式时，
功率正向流动时，2个隔离变压器的副边串联运行；所述2个隔离变压器的副边串联运行，通过隔离变压器原边侧的S1、S4的驱动信号相同，而S2、S3的驱动信号与之互补实现；副边侧三相半桥全控电路的中桥臂Ss2、Ss5不起作用，Ss1、Ss6的驱动信号相同，而Ss4、Ss3的驱动信号与之互补，且S1、S4的驱动信号与Ss1、Ss6的驱动信号之间存在超前移相角；
功率反向流动时，2个隔离变压器的副边串联运行，且S1、S4的驱动信号与Ss1、Ss6的驱动信号之间存在滞后移相角。
2.根据权利要求1所述的一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，其特征在于，所述双向DC-DC变流器由50％占空比的高频PWM信号控制，所述高频PWM信号用于控制所述H桥电路和三相半桥全控电路中MOSFET管交替导通。
3.根据权利要求1所述的一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，其特征在于，所述双向DC-DC变流器运行于LLC模式时，电流经过LLC谐振腔的2个分裂谐振电容；功率正向流动且额定输入输出电压时，H桥电路PWM信号频率运行在谐振频率，副边三相半桥全控电路的MOSFET管运行于同步整流模式，参考输出与输入电压的比值上升时通过改变高频PWM信号频率实现1-1.2倍增益的输出电压；功率反向流动且额定输入输出电压时，副边三相半桥全控电路的PWM信号频率运行在谐振频率，H桥电路的MOSFET管运行于同步整流模式，参考输出与输入电压的比值上升时通过改变高频PWM信号频率实现1-1.2倍增益的输出电压。
4.根据权利要求1所述的一种LLC和DAB混合的双向DC-DC变流器，其特征在于，所述H桥电路和三相半桥全控电路都运行于DAB模式时，电流不经过LLC谐振腔的2个分裂谐振电容，H桥电路和三相半桥全控电路通过PWM脉冲移相实现电压控制，当功率正向流动时，H桥电路的相位超前三相半桥全控电路，反之，功率反向流动时，三相半桥全控电路的相位超前H桥电路。
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