CN106961220A - 一种具有均流特性的高效并联llc谐振变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器。包括输入直流电源Uin、变压器T1、变压器T2、耦合电感Lr1和Lr2、谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、第一功率MOS开关管Q1及其寄生二极管D1和寄生电容C1、第二功率MOS开关管Q2及其寄生二极管D2和寄生电容C2、第三功率MOS开关管Q3及其寄生二极管D3和寄生电容C3、第四功率MOS开关管Q4及其寄生二极管D4和寄生电容C4、第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4、第一输出电容Co、负载Rload。本发明通过将两LLC半桥谐振变换器并联，且将其谐振电容共用，谐振电感耦合，减小均流特性的误差源，实现均流、高效、高功率密度、低压大电流等功能。
Description
技术领域
本发明涉及电动汽车充电器及通讯电源（低压大电流）设计领域，特别是一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器。
背景技术
随着能源和环境问题的日益严重，电动汽车越来越普及，而电动汽车的使用必然需要一台性能良好，高效可靠的电池充电器。目前，蓄电池的充电方式主要有恒压充电、恒流充电、恒压恒流充电、脉冲充电等，其中恒压恒流充电方式对电池性能维护最好，不易出现过充、欠充等问题，因此可以有效延长蓄电池的使用寿命。常见的充电拓扑有正激、Buck、Boost、串联谐振、并联谐振、串并联谐振等。而半桥 LLC 谐振变换器可以实现全负载和全输入电压范围内功率MOS开关管的 ZVS，副边二极管的ZCS，具有明显的优势。
半桥LLC谐振变换器具有高功率密度、高效率、低成本等优点，且适合低压大电流的输出。但单级半桥LLC谐振变换器在大功率的低压大电流输出的情况下，功率MOS开关管和变压器的电流应力大，对于变压器来讲，不利于变压器的散热，绕制以及功率密度的提高；现有的常用解决方法是将半桥LLC谐振变换器并联，以减小功率MOS开关管和变压器的电流应力，并提高效率。然而由于并联模块的参数具有不可避免的不一致性，并联模块间存在均流问题；目前对于均流问题的常用解决方法要么是增加功率器件来辅助均流，要么是增加均流控制策略。前者必将导致变换器成本的提升且不利于效率的提高，后者使得控制策略变得复杂。
发明内容
本发明的目的在于提供一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，通过共用谐振电容Cr1和Cr2，耦合谐振电感Lr1和Lr2来减小两并联LLC半桥谐振变换器的因器件不一致性引起的误差源，因此该变换器具有较好的均流特性，能实现高效，高功率密度，低压大电流输出等功能。
为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，包括输入直流电源Uin、变压器T1、变压器T2、耦合电感Lr1和Lr2、谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、第一功率MOS开关管Q1、第二功率MOS开关管Q2、第三功率MOS开关管Q3、第四功率MOS开关管Q4、第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4、第一输出电容Co、负载电阻Rload；所述变压器T1由原边等效励磁电感Lm1、原边绕组Np11、副边中心抽头输出绕组Ns12和Ns13构成；所述变压器T2由原边等效励磁电感Lm2、原边绕组Np21、副边中心抽头输出绕组Ns22和Ns23构成；所述输入直流电源Uin正向输出端连接第一功率MOS开关管Q1的漏级、谐振电容Cr1的一端、第三功率MOS开关管Q3的漏级；所述第一功率MOS开关管Q1的源极连接第二功率MOS开关管Q2的漏级、变压器T1的原边绕组Np11的同名端；所述谐振电容Cr1的另一端连接耦合电感Lr1的异名端、谐振电容Cr2的一端、耦合电感Lr2的异名端；所述第三功率MOS开关管Q3的源极连接变压器T2的原边绕组Np21的同名端、第四功率MOS开关管Q4的漏级；所述变压器T1的原边绕组Np11的异名端连接耦合电感Lr1的同名端；所述耦合电感Lr2的同名端连接变压器T2的原边绕组Np21的异名端；所述输入直流电源Uin的负端连接第二功率MOS管Q2的源极、谐振电容Cr2的另一端、第四功率MOS管Q4的源极；所述变压器T1的副边绕组NS12的同名端连接第一功率二极管Ds1的阴极；所述变压器T1的副边绕组Ns12的异名端连接变压器T1的副边绕组Ns13的同名端、变压器T2的副边绕组Ns22的异名端、变压器T2的副边绕组Ns23的同名端、第一输出电容Co的正端、负载电阻Rload的一端；所述第一功率二极管Ds1的阳极连接第二功率二极管Ds2的阳极、第一输出电容Co的负端、负载电阻Rload的另一端、第三功率二极管Ds3的阳极、第四功率二极管Ds4的阳极；所述变压器T1的副边绕组Ns13的异名端连接第二功率二极管Ds2的阴极；所述变压器T2的副边绕组Ns22的同名端连接第三功率二极管Ds3的阴极；所述变压器T2的副边绕组Ns23的异名端连接第四功率二极管Ds4的阴极。
在本发明一实施例中，所述第一功率MOS开关管Q1和第三功率MOS开关管Q3同时驱动，第二功率MOS开关管Q2和第四功率MOS开关管Q4同时驱动，第一功率MOS开关管Q1和第三功率MOS开关管Q3的驱动信号与第二功率MOS开关管Q2和第四功率MOS开关管Q4的驱动信号互补，且留有死区；通过占空比固定为50%变频控制来实现电路的输出电压的恒定或输出电流的恒定。
在本发明一实施例中，所述第一功率MOS开关管Q1还连接有寄生二极管D1和寄生电容C1，所述第二功率MOS开关管Q2还连接有寄生二极管D2和寄生电容C2，所述第三功率MOS开关管Q3还连接有寄生二极管D3和寄生电容C3，所述第四功率MOS开关管Q4还连接有寄生二极管D4和寄生电容C4。
在本发明一实施例中，该谐振变换器能够工作于副边电流断续模式、副边电流临界连续模式、副边电流连续模式。
在本发明一实施例中，该谐振变换器的输出采用双变压器并联输出，有效减小了磁芯体积，减小副边绕组电流应力，有利于提高系统功率密度，分散热点，便于热管理；由于谐振电感Lr1和Lr2的耦合，因此可减少一磁芯器件，电路具有更高的效率和功率密度。
在本发明一实施例中，所述谐振变换器由于谐振电容Cr1和Cr2的共用，谐振电感Lr1和Lr2的相互耦合，因此可减小均流特性的误差源具有较好的均流效果。
在本发明一实施例中，所述第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4均为快恢复功率二极管。
在本发明一实施例中，所述第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4能够采用功率MOS开关管分别替换以实现高效同步整流。
在本发明一实施例中，所述谐振电容Cr1、谐振电容Cr2均为高频电容，第一输出电容Co为电解电容。
相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：
1、本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器的输出采用双变压器并联输出方式，有效地减小了磁芯体积和副边绕组电流应力，有利于提高系统功率密度，分散热点，便于热管理；由于谐振电感Lr1和Lr2的耦合，因此可减少一磁芯器件，变换器具有较高的效率和功率密度；
2、本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器由于谐振电容Cr1和Cr2的共用，谐振电感Lr1和Lr2的相互耦合，因此可减小引起电流不均的误差源，变换器具有较好的均流效果。
附图说明
图1为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器电路原理图。
图2为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器工作时序波形图。
图3为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q2，Q4导通Q1，Q3截止，副边功率二极管Ds1，Ds3导通，Ds2，Ds4截止时的工作模态图。
图4为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q2，Q4导通Q1，Q3截止，副边功率二极管Ds1，Ds3导通，Ds2，Ds4截止时的工作模态图。
图5为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q2，Q4导通Q1，Q3截止，副边功率二极管Ds1，Ds2，Ds3，Ds4均截止时的工作模态图。
图6为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q1，Q2， Q3，Q4均截止，副边功率二极管Ds1，Ds2，Ds3，Ds4均截止时的工作模态图。
图7为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q1，Q2， Q3，Q4均截止，而Q1，Q3的寄生二极管D1，D3导通，副边功率二极管Ds1，Ds2，Ds3，Ds4均截止时的工作模态图。
图8为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q1，Q3导通Q2，Q4截止，副边功率二极管Ds2，Ds4导通，Ds1，Ds3截止时的工作模态图。
图9为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q1，Q3导通Q2，Q4截止，副边功率二极管Ds2，Ds4导通，Ds1，Ds3截止时的工作模态图。
图10为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q1，Q3导通Q2，Q4截止，副边功率二极管Ds1，Ds2，Ds3，Ds4均截止时的工作模态图。
图11为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q1，Q2， Q3，Q4均截止，副边功率二极管Ds1，Ds2，Ds3，Ds4均截止时的工作模态图。
图12为本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器在原边功率MOS开关管Q1，Q2， Q3，Q4均截止，而Q2，Q4的寄生二极管D2，D4导通，副边功率二极管Ds1，Ds2，Ds3，Ds4均截止时的工作模态图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
如图1所示，本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，包括输入直流电源Uin、变压器T1、变压器T2、耦合电感Lr1和Lr2、谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、第一功率MOS开关管Q1及其寄生二极管D1和寄生电容C1、第二功率MOS开关管Q2及其寄生二极管D2和寄生电容C2、第三功率MOS开关管Q3及其寄生二极管D3和寄生电容C3、第四功率MOS开关管Q4及其寄生二极管D4和寄生电容C4、第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4、第一输出电容Co、负载电阻Rload；所述变压器T1由原边等效励磁电感Lm1、原边绕组Np11、副边中心抽头输出绕组Ns12和Ns13构成；所述变压器T2由原边等效励磁电感Lm2、原边绕组Np21、副边中心抽头输出绕组Ns22和Ns23构成；所述输入直流电源Uin正向输出端连接第一功率MOS开关管Q1的漏级、谐振电容Cr1的一端、第三功率MOS开关管Q3的漏级；所述第一功率MOS开关管Q1的源极连接第二功率MOS开关管Q2的漏级、变压器T1的原边绕组Np11的同名端；所述谐振电容Cr1的另一端连接耦合电感Lr1的异名端、谐振电容Cr2的一端、耦合电感Lr2的异名端；所述第三功率MOS开关管Q3的源极连接变压器T2的原边绕组Np21的同名端、第四功率MOS开关管Q4的漏级；所述变压器T1的原边绕组Np11的异名端连接耦合电感Lr1的同名端；所述耦合电感Lr2的同名端连接变压器T2的原边绕组Np21的异名端；所述输入直流电源Uin的负端连接第二功率MOS管Q2的源极、谐振电容Cr2的另一端、第四功率MOS管Q4的源极；所述变压器T1的副边绕组NS12的同名端连接第一功率二极管Ds1的阴极；所述变压器T1的副边绕组Ns12的异名端连接变压器T1的副边绕组Ns13的同名端、变压器T2的副边绕组Ns22的异名端、变压器T2的副边绕组Ns23的同名端、第一输出电容Co的正端、负载电阻Rload的一端；所述第一功率二极管Ds1的阳极连接第二功率二极管Ds2的阳极、第一输出电容Co的负端、负载电阻Rload的另一端、第三功率二极管Ds3的阳极、第四功率二极管Ds4的阳极；所述变压器T1的副边绕组Ns13的异名端连接第二功率二极管Ds2的阴极；所述变压器T2的副边绕组Ns22的同名端连接第三功率二极管Ds3的阴极；所述变压器T2的副边绕组Ns23的异名端连接第四功率二极管Ds4的阴极。
所述第一功率MOS开关管Q1和第三功率MOS开关管Q3同时驱动，第二功率MOS开关管Q2和第四功率MOS开关管Q4同时驱动，第一功率MOS开关管Q1和第三功率MOS开关管Q3的驱动信号与第二功率MOS开关管Q2和第四功率MOS开关管Q4的驱动信号互补，且留有一定的死区（该死区时间以保证MOS开关管能实现软开通为宜）；通过占空比固定为50%变频控制来实现电路的输出电压的恒定或输出电流的恒定。
所述第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4均为快恢复功率二极管。所述第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4能够采用功率MOS开关管分别替换以实现高效同步整流。
所述谐振电容Cr1、谐振电容Cr2均为高频电容，第一输出电容Co为电解电容。
本发明的谐振变换器能够工作于副边电流断续模式（DCM）、副边电流临界连续模式（BCM）、副边电流连续模式（CCM）。
特别的，本发明的谐振变换器的输出采用双变压器并联输出，有效减小了磁芯体积，减小副边绕组电流应力，有利于提高系统功率密度，分散热点，便于热管理；由于谐振电感Lr1和Lr2的耦合，因此可减少一磁芯器件，电路具有更高的效率和功率密度。
本发明的谐振变换器由于谐振电容Cr1和Cr2的共用，谐振电感Lr1和Lr2的相互耦合，因此可减小均流特性的误差源具有较好的均流效果。
以下为本发明的具体实施例。
本实例通过采用变频控制的两半桥LLC谐振变换器的并联来实现大功率下的低压大电流输出，且将谐振电容Cr1和Cr2共用，谐振电感Lr1和Lr2耦合以减小引起电流不均的误差源，实现不添加任何附加条件情况下的更好均流。下面结合图1所示的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器电路和图2所示的电路工作于副边电流断续模式（DCM）的时序图来具体说明本发明的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变在通过变频控制功率MOS开关管Q1、Q2、Q3、Q4时的具体电路工作模态，如图3至图12所示。
模态1（t0-t1）：如图3所示，在t0时刻，功率MOS开关管 Q2，Q4同时开通，此时谐振电感电流iLr1，iLr2仍然正向流动，因此谐振电流iLr1，iLr2从Q2，Q4的源极流向漏级（功率MOS开关管处于同步整流状态）。在功率MOS开关管Q2，Q4开通前，由于谐振电流通过功率MOS开关管Q2，Q4的寄生二极管D2，D4流通，所以半桥中点的电位uN1，uN2为0，因此功率MOS开关管Q2，Q4的开通为零电压开通。这一阶段，由于谐振电感电流iLr1，iLr2分别小于励磁电感电流iLm1，iLm2，即iLr1<iLm1，iLr2<iLm2，因此副边功率二极管Ds1，Ds3导通为负载提供能量，而功率二极管Ds2,Ds4处于截止状态。
模态2（t1-t2）：如图4所示，由于谐振作用，在t1时刻，谐振电感电流iLr1，iLr2正向减小至0，并反向增大，因此，从这一刻开始，谐振电感电流iLr1，iLr2分别正向流过功率MOS开关管Q2，Q4，在这个阶段，谐振电感电流iLr1，iLr2分别小于励磁电感电流iLm1，iLm2，即iLr1<iLm1，iLr2<iLm2，因此副边功率二极管Ds1，Ds3一直导通为负载提供能量，而功率二极管Ds2,Ds4截止，由此导致变压器T1、T2原边电压被钳位，励磁电感Lm1，Lm2不参与谐振过程。这个阶段，谐振电感电流iLr1，iLr2波形呈正弦曲线。
模态3（t2-t3）：如图5所示，在t2时刻，谐振电感电流iLr1，iLr2分别与励磁电感电流iLm1，iLm2相等，即iLr1=iLm1，iLr2=iLm2，因此功率二极管Ds1，Ds3截止，而功率二极管Ds2，Ds4也处于截止状态，所以变压器原边和副边不再有能量变换，负载能量由输出滤波电容Co提供。从这一刻起，励磁电感Lm1，Lm2不再被副边钳位，而是分别与谐振网络（谐振电感Lr1、Lr2和谐振电容Cr1，Cr2）发生串联谐振。
模态4（t3-t4）：如图6 所示，在t3时刻，功率MOS开关管Q2，Q4关断，此时谐振电感电流iLr1，iLr2仍然为负，并且为功率MOS开关管Q2，Q4的寄生电容C2，C4充电，同时给功率MOS开关管Q1，Q3的寄生电容C1，C3放电，从而半桥中点电位uN1，uN2上升至电源电压，为功率MOS开关管Q1，Q3的零电压开通提供了条件。在为功率MOS开关管的寄生电容C1，C2，C3，C4进行充放电的过程中，由于寄生电容上的电压对称，因此流过四个开关管的寄生电容的电流一样；另外此时谐振电感电流iLr1，iLr2仍然分别等于励磁电流iLm1，iLm2，即iLr1=iLm1，iLr2=iLm2，因此变压器不传递能量，副边功率二极管Ds1，Ds2 ，Ds3，Ds4均处于截止状态，负载完全依靠输出滤波电容Co提供能量。
模态5（t4-t5）：如图7所示，在t4时刻，功率MOS开关管Q1，Q3的漏源电压减小至0时，功率MOS开关管Q1，Q3的寄生二极管D1，D3将自然导通，并将功率MOS开关管Q1，Q3的漏源电压钳位在0V。由于这一阶段谐振电感电流iLr1，iLr2处于励磁电感电流iLm1，iLm2的上方即iLr1>iLm1，iLr2>iLm2，所以功率二极管Ds2，Ds4导通为负载提供能量，而功率二极管Ds1，Ds3处于截止状态。
模态6（t5-t6）：如图8所示，在t5时刻，功率MOS开关管 Q1，Q3同时开通，此时谐振电感电流iLr1，iLr2仍然反向流动，因此谐振电流iLr1，iLr2从Q1，Q3的源极流向漏级（功率MOS开关管处于同步整流状态）。在功率MOS开关管Q1，Q3开通前，由于谐振电流通过功率MOS开关管Q1，Q3的寄生二极管D1，D3流通，所以半桥中点的电位uN1，uN2为上升到输入电源Uin的大小，因此功率MOS开关管Q1，Q3是零电压开通。这一阶段，由于谐振电感电流iLr1，iLr2分别大于励磁电感电流iLm1，iLm2，即iLr1>iLm1，iLr2>iLm2，因此副边功率二极管Ds2，Ds4导通为负载提供能量，而功率二极管Ds1,Ds3处于截止状态。
模态7（t6-t7）：如图9所示，由于谐振作用，在t6时刻，谐振电感电流iLr1，iLr2反向减小至0，并开始正向增大；因此，从t6时刻开始，谐振电感电流iLr1，iLr2分别正向流过功率MOS开关管Q1，Q3，在这个阶段谐振电感电流iLr1，iLr2分别大于励磁电感电流iLm1，iLm2，即iLr1>iLm1，iLr2>iLm2，因此副边功率二极管Ds2，Ds4一直导通并为负载提供能量，而功率二极管Ds1,Ds3截止，由此导致变压器T1、T2原边电压被钳位，励磁电感Lm1，Lm2不参与谐振过程。这个阶段，谐振电感电流iLr1，iLr2波形呈正弦曲线。
模态8（t7-t8）：如图10所示，在t7时刻，谐振电感电流iLr1，iLr2分别与励磁电感电流iLm1，iLm2相等即iLr1=iLm1，iLr2=iLm2，因此功率二极管Ds2，Ds4截止，而功率二极管Ds1,Ds3也处于截止状态，所以变压器原边和副边不再有能量变换，负载能量由输出滤波电容Co提供。从这一刻起，励磁电感Lm1，Lm2不再被副边钳位，而是分别与谐振网络（谐振电感Lr1、Lr2和谐振电容Cr1，Cr2）发生串联谐振。
模态9（t8-t9）：如图11所示，在t8时刻，功率MOS开关管Q1，Q3关断，此时谐振电感电流iLr1，iLr2仍然为正并且为功率MOS开关管Q1，Q3的寄生电容C1，C3充电，同时给功率MOS开关管Q2，Q4的寄生电容C2，C4放电，从而半桥中点电位uN1，uN2减小至0V，为功率MOS开关管Q2，Q4的零电压开通提供了条件。在为功率MOS开关管的寄生电容C1，C2，C3，C4进行充放电的过程中，由于寄生电容的上电压对称，因此流过四个开关管的寄生电容的电流一样，另外此时谐振电感电流iLr1，iLr2仍然分别等于励磁电流iLm1，iLm2，即iLr1=iLm1，iLr2=iLm2，因此变压器不传递能量，副边功率二极管Ds1，Ds2 ，Ds3，Ds4均处于截止状态，负载完全依靠输出滤波电容Co提供能量。
模态10（t9-t10）：如图12所示，在t9时刻，功率MOS开关管Q2，Q4的漏源电压减少至0时，功率MOS开关管Q2，Q4的寄生二极管D2，D4将自然导通，并将功率MOS开关管Q2，Q4的漏源电压钳位在0V。由于这一阶段谐振电感电流iLr1，iLr2处于励磁电感电流iLm1，iLm2下方，即iLr1<iLm1，iLr2<iLm2，所以功率二极管Ds1，Ds3导通为负载提供能量，而功率二极管Ds2，Ds4处于截止状态。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。
Claims (8)
1.一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：包括输入直流电源Uin、变压器T1、变压器T2、耦合电感Lr1和Lr2、谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、第一功率MOS开关管Q1、第二功率MOS开关管Q2、第三功率MOS开关管Q3、第四功率MOS开关管Q4、第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4、第一输出电容Co、负载电阻Rload；所述变压器T1由原边等效励磁电感Lm1、原边绕组Np11、副边中心抽头输出绕组Ns12和Ns13构成；所述变压器T2由原边等效励磁电感Lm2、原边绕组Np21、副边中心抽头输出绕组Ns22和Ns23构成；所述输入直流电源Uin正向输出端连接第一功率MOS开关管Q1的漏级、谐振电容Cr1的一端、第三功率MOS开关管Q3的漏级；所述第一功率MOS开关管Q1的源极连接第二功率MOS开关管Q2的漏级、变压器T1的原边绕组Np11的同名端；所述谐振电容Cr1的另一端连接耦合电感Lr1的异名端、谐振电容Cr2的一端、耦合电感Lr2的异名端；所述第三功率MOS开关管Q3的源极连接变压器T2的原边绕组Np21的同名端、第四功率MOS开关管Q4的漏级；所述变压器T1的原边绕组Np11的异名端连接耦合电感Lr1的同名端；所述耦合电感Lr2的同名端连接变压器T2的原边绕组Np21的异名端；所述输入直流电源Uin的负端连接第二功率MOS管Q2的源极、谐振电容Cr2的另一端、第四功率MOS管Q4的源极；所述变压器T1的副边绕组NS12的同名端连接第一功率二极管Ds1的阴极；所述变压器T1的副边绕组Ns12的异名端连接变压器T1的副边绕组Ns13的同名端、变压器T2的副边绕组Ns22的异名端、变压器T2的副边绕组Ns23的同名端、第一输出电容Co的正端、负载电阻Rload的一端；所述第一功率二极管Ds1的阳极连接第二功率二极管Ds2的阳极、第一输出电容Co的负端、负载电阻Rload的另一端、第三功率二极管Ds3的阳极、第四功率二极管Ds4的阳极；所述变压器T1的副边绕组Ns13的异名端连接第二功率二极管Ds2的阴极；所述变压器T2的副边绕组Ns22的同名端连接第三功率二极管Ds3的阴极；所述变压器T2的副边绕组Ns23的异名端连接第四功率二极管Ds4的阴极。
2.根据权利要求1所述的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：所述第一功率MOS开关管Q1和第三功率MOS开关管Q3同时驱动，第二功率MOS开关管Q2和第四功率MOS开关管Q4同时驱动，第一功率MOS开关管Q1和第三功率MOS开关管Q3的驱动信号与第二功率MOS开关管Q2和第四功率MOS开关管Q4的驱动信号互补，且留有死区；通过占空比固定为50%变频控制来实现电路的输出电压的恒定或输出电流的恒定。
3.根据权利要求1所述的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：所述第一功率MOS开关管Q1还连接有寄生二极管D1和寄生电容C1，所述第二功率MOS开关管Q2还连接有寄生二极管D2和寄生电容C2，所述第三功率MOS开关管Q3还连接有寄生二极管D3和寄生电容C3，所述第四功率MOS开关管Q4还连接有寄生二极管D4和寄生电容C4。
4.根据权利要求1所述的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：该谐振变换器能够工作于副边电流断续模式、副边电流临界连续模式、副边电流连续模式。
5.根据权利要求1所述的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：所述谐振变换器将谐振电容Cr1和Cr2的共用，谐振电感Lr1和Lr2的相互耦合。
6.根据权利要求1所述的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：所述第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4均为快恢复功率二极管。
7.根据权利要求1所述的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：所述第一功率二极管Ds1、第二功率二极管Ds2、第三功率二极管Ds3、第四功率二极管Ds4能够采用功率MOS开关管分别替换以实现高效同步整流。
8.根据权利要求1所述的一种具有均流特性的高效并联LLC谐振变换器，其特征在于：所述谐振电容Cr1、谐振电容Cr2均为高频电容，第一输出电容Co为电解电容。
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Cited By (7)
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|---|---|---|---|---|
| CN110572040A (zh) * | 2019-09-24 | 2019-12-13 | 西北工业大学 | 半桥llc谐振变换器交错并联电路及其均流控制方法 |
| CN111064370A (zh) * | 2019-12-26 | 2020-04-24 | 南京工程学院 | 一种llc和dab混合的双向dc-dc变流器 |
| CN111585442A (zh) * | 2019-02-15 | 2020-08-25 | 杨玉岗 | 一种可自动均流的多相并联谐振变换器 |
| CN112104232A (zh) * | 2019-06-17 | 2020-12-18 | 中兴通讯股份有限公司 | 并联谐振变换器及电源 |
| CN113098289A (zh) * | 2021-04-30 | 2021-07-09 | 漳州科华技术有限责任公司 | 高压直流输电装置、充电桩、谐振变换器及其控制方法 |
| CN113271017A (zh) * | 2021-06-28 | 2021-08-17 | 上海电气集团股份有限公司 | 一种共用谐振腔的双向隔离型三相直流变换器 |
| TWI810892B (zh) * | 2021-04-15 | 2023-08-01 | 愛爾蘭商艾塞爾西斯科技有限公司 | 諧振轉換器電路、電源單元及諧振轉換器的系統 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102522896A (zh) * | 2008-04-02 | 2012-06-27 | 台达电子工业股份有限公司 | 并联连接的谐振转换器电路及其控制方法 |
| CN102790533A (zh) * | 2011-05-19 | 2012-11-21 | 中兴通讯股份有限公司 | 多相交错谐振变换器 |
| CN105743356A (zh) * | 2014-12-09 | 2016-07-06 | 比亚迪股份有限公司 | 一种llc谐振变换器 |
-
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- 2017-03-04 CN CN201710125448.XA patent/CN106961220B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102522896A (zh) * | 2008-04-02 | 2012-06-27 | 台达电子工业股份有限公司 | 并联连接的谐振转换器电路及其控制方法 |
| CN102790533A (zh) * | 2011-05-19 | 2012-11-21 | 中兴通讯股份有限公司 | 多相交错谐振变换器 |
| CN105743356A (zh) * | 2014-12-09 | 2016-07-06 | 比亚迪股份有限公司 | 一种llc谐振变换器 |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111585442A (zh) * | 2019-02-15 | 2020-08-25 | 杨玉岗 | 一种可自动均流的多相并联谐振变换器 |
| CN112104232A (zh) * | 2019-06-17 | 2020-12-18 | 中兴通讯股份有限公司 | 并联谐振变换器及电源 |
| CN110572040A (zh) * | 2019-09-24 | 2019-12-13 | 西北工业大学 | 半桥llc谐振变换器交错并联电路及其均流控制方法 |
| CN110572040B (zh) * | 2019-09-24 | 2021-04-02 | 西北工业大学 | 半桥llc谐振变换器交错并联电路及其均流控制方法 |
| CN111064370A (zh) * | 2019-12-26 | 2020-04-24 | 南京工程学院 | 一种llc和dab混合的双向dc-dc变流器 |
| CN111064370B (zh) * | 2019-12-26 | 2021-05-25 | 南京工程学院 | 一种llc和dab混合的双向dc-dc变流器 |
| TWI810892B (zh) * | 2021-04-15 | 2023-08-01 | 愛爾蘭商艾塞爾西斯科技有限公司 | 諧振轉換器電路、電源單元及諧振轉換器的系統 |
| CN113098289A (zh) * | 2021-04-30 | 2021-07-09 | 漳州科华技术有限责任公司 | 高压直流输电装置、充电桩、谐振变换器及其控制方法 |
| CN113098289B (zh) * | 2021-04-30 | 2024-04-19 | 漳州科华技术有限责任公司 | 高压直流输电装置、充电桩、谐振变换器及其控制方法 |
| CN113271017A (zh) * | 2021-06-28 | 2021-08-17 | 上海电气集团股份有限公司 | 一种共用谐振腔的双向隔离型三相直流变换器 |
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