CN111585442A - 一种可自动均流的多相并联谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种可自动均流的多相并联谐振变换器，每一相谐振变换器的谐振变压器都有两个相同的副边绕组：第一副边绕组和第二副边绕组；将所有的第一副边绕组相串联，然后连接到第一相整流电路的输入端；将所有的第二副边绕组相串联，然后连接到第二相整流电路的输入端。本发明的有益效果是：实现多相并联谐振变换器的各支路电流的自动均衡，使各支路的功率分配相等，用于电动汽车、混合动力车、不间断电源、电能质量调节电源、航空电源、新能源发电及超导储能等场合的大功率并联开关电源，具有损耗低、效率高、避免开关管或整流二极管局部过热或器件电压、电流应力过高等优点。

Description

一种可自动均流的多相并联谐振变换器
技术领域
本专利涉及一种可自动均流的多相并联电力电子谐振变换器，可以实 现各并联支路的自动均流。
技术背景
近年来，为各种用电设备提供电能的开关电源正朝着低电压、大电流、 体积小、重量轻、效率高、薄型化和集成化方向发展，包括为计算机的中 央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)和数字信号处理器(Digital Signal Processing，DSP)等高精度、高速度微处理器提供精密电源的电压调整模 块，以及近年来兴起的广泛应用于电动汽车、混合动力车、不间断电源、 电能质量调节电源、航空电源、新能源发电及超导储能等场合的开关电源， 这些开关电源通过采用谐振变换器的电路拓扑结构，使得开关管可以在全 负载范围内实现零电压开通和零电流关断，从而减小损耗，提高效率。为 了实现谐振变换器的大功率应用，人们常常采用两相或多相并联的谐振变 换器电路拓扑结构，但由于谐振变换器各并联支路的谐振电容或谐振电感 参数不一致，导致各支路的电流不相等，各支路的功率分配不相等，带来 开关管或整流二极管局部过热或器件电压电流应力过高等严重问题。
发明内容
针对现有技术缺陷，本专利提供一种可自动均流的多相并联谐振变换 器，具有结构简单、损耗低、效率高、可实现各并联支路自动均流等优点。
本专利解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种可自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器Phase1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容C1、 第一谐振电感Lr1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边 绕组NP1的两端a、b的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第 一谐振电容C1、第一谐振电感Lr1和第一谐振变压器T1串联连接以形成第 一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器Phase2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容C2、 第二谐振电感Lr2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边 绕组NP2的两端g、h的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第 二谐振电容C2、第二谐振电感Lr2和第二谐振变压器T2串联连接以形成第 二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
其特征在于：
第一谐振变压器T1具有两个相同的副边绕组NS11和NS12，第二谐振 变压器T2具有两个相同的副边绕组NS21和NS22，所述副边绕组NS11和NS21相串联，然后连接到第一整流电路R1的输入端1-3；所述副边绕组NS12和NS22相串联，然后连接到第二整流电路R2的输入端2-3。
本专利的有益效果在于：本专利提供一种可自动均流的多相并联谐振 变换器，其第一相谐振变压器和第二相谐振变压器都具有两个相同的副边 绕组，第一相谐振变压器的第一副边绕组和第二相谐振变压器的第一副边 绕组相串联，然后连接到第一相整流电路的输入端口；第一相谐振变压器 的第二副边绕组和第二相谐振变压器的第二副边绕组相串联，然后连接到 第二相整流电路的输入端口，这样可以保证第一相谐振变压器的总副边电 流和第二相谐振变压器的总副边电流相等，从而保证第一相谐振变压器的 原边电流和第二相谐振变压器的原边电流相等，并保证第一相整流器的输 出电流和第二相整流器的输出电流相等，实现多相并联谐振变换器的各支 路电流的自动均衡，用于大功率开关电源，具有损耗低、效率高、避免开 关管或整流二极管局部过热或器件电压、电流应力过高等优点。
以下结合附图以实施例作具体说明。
附图及附表说明
为了更清楚地说明实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图作简 单介绍。显而易见，下面描述的附图仅仅是本专利的一些实施例，对于本 领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这 些附图获得其他的附图。
图1是本专利实施例一提供的一种可自动均流的多相并联谐振变换器 的电路拓扑图。
图2是本专利实施例二提供的一种可自动均流的多相并联谐振变换器 的电路拓扑图。
图3是与图1对应的传统的不能实现自动均流的多相并联谐振变换器 的电路拓扑图，其谐振变压器只有单个副边绕组。
图4是图3的两相不均流的谐振电流仿真波形。
图5是图1的两相均流的谐振电流仿真波形。
图6是图3的两相不均流的整流电流仿真波形。
图7是图1的两相均流的整流电流仿真波形。
图8是图1的两相均流的谐振电流实验波形。
图9是图1的两相均流的整流电流实验波形。
图10是图3的传统的只有单个副边绕组的谐振变换器以及图1的具 有双副边绕组的谐振变换器的两相不对称谐振单元参数。
图11是在图10的不对称谐振单元参数下，图3的传统的只有单个副 边绕组的谐振变换器的两相不均衡谐振电流，以及图1的本专利的具有双 副边绕组的谐振变换器的两相均衡谐振电流。
图12是在图10的不对称单元参数下，图3的传统的只有单个副边绕 组的谐振变换器的两相不均衡整流电流，以及图1的本专利的具有双副边 绕组的谐振变换器的两相均衡整流电流。
图中，Phase1-多相并联谐振变换器的第一支路；S1-第一开关电路； C1-第一谐振电容、Lr1-第一谐振电感、T1-第一谐振变压器；NP1-第 一谐振变压器T1的原边绕组；NS11、NS12-第一谐振变压器T1的两个副边 绕组；Lm1-并联在原边绕组NP1的两端a、b的等效励磁电感；R1-第一 整流电路；1-1-第一开关电路S1的输入端口；1-2-第一开关电路S1的输 出端口，1-3-第一整流电路R1的输入端口；1-4-第一整流电路R1的输 出端口；CP1-第一并联谐振电容；iLr1-第一支路的谐振电流；irect1-第一 支路的整流电流；
Phase2-多相并联谐振变换器的第二支路；S2-第二开关电路；C2- 第二谐振电容、Lr2-第二谐振电感、T2-第二谐振变压器；NP2-第二谐 振变压器T2的原边绕组；NS21、NS22-第二谐振变压器T2的两个副边绕组；Lm2-并联在原边绕组NP2的两端g、h的等效励磁电感；R2-第二整流电 路；2-1-第二开关电路S2的输入端口；2-2-第二开关电路S2的输出端口， 2-3-第二整流电路R2的输入端口；2-4-第二整流电路R2的输出端口； CP2-第二并联谐振电容；iLr2-第二支路的谐振电流；irect2-第二支路的整 流电流。
具体实施方式
本专利的核心思想是，将多相并联谐振变换器的两个谐振变压器的副 边绕组各自一分为二，将第一谐振变压器的第一副边绕组和第二谐振变压 器的第一副边绕组相串联，然后连接到第一整流电路的输入端口；将第一 谐振变压器的第二副边绕组和第二谐振变压器的第二副边绕组相串联，然 后连接到第二整流电路的输入端口，以保证第一谐振变压器和第二谐振变 压器的总副边电流相等，从而保证第一谐振变压器的原边电流和第二谐振 变压器的原边电流相等，并保证第一整流器的输出电流和第二整流器的输 出电流相等，实现多相并联谐振变换器的各支路电流的自动均衡。
下面结合本专利实施例中的附图，对本专利实施例中的技术方案进行 清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例只是本专利的一部分实施例， 而不是全部的实施例。基于本专利的核心思想和实施例，本领域的普通技 术人员在没有做出创造性劳动的前提下，所获得的其他实施例，都属于本 专利的保护范围。
为了全面地了解本专利，在下面的详细描述中提到了许多具体细节， 但本领域的技术人员应该理解，本专利可以无需这些具体细节而实现。
实施例一：
参照附图1，一种可自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器Phase1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容C1、 第一谐振电感Lr1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边 绕组NP1的两端a、b的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第 一谐振电容C1、第一谐振电感Lr1和第一谐振变压器T1串联连接以形成第 一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4。
第二相谐振变换器Phase2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容C2、 第二谐振电感Lr2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边 绕组NP2的两端g、h的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第 二谐振电容C2、第二谐振电感Lr2和第二谐振变压器T2串联连接以形成第 二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4。
第一谐振变压器T1具有两个相同的副边绕组NS11和NS12，第二谐振 变压器T2具有两个相同的副边绕组NS21和NS22；所述副边绕组NS11和NS21相串联，然后连接到第一整流电路R1的输入端口1-3；所述副边绕组NS12和NS22相串联，然后连接到第二整流电路R2的输入端口2-3；形成一种可 自动均流的多相并联LLC谐振变换器。
所述两个相同的副边绕组，是指两个副边绕组的结构相同、两个副边 绕组的匝数相等、两个副边绕组的导线形状相同、导线截面积相等。
本实施例的实施效果参照附图3-9及附表1-3。
由附表1可见，对于附图1所示的本专利提出的变压器具有两个副边 绕组的电路拓扑和附图3所示的传统的变压器具有一个副边绕组的电路拓 扑，当第二相的谐振单元参数C2、Lr2、Lm2均比第一相的谐振单元参数C1、Lr1、Lm1增大10％时：
由附图4和附图5可见，传统电路拓扑(附图3)的两相谐振电流iLr1、 iLr2的电路仿真波形(附图4)差别巨大，非常不均衡；而本专利所提出的 电路拓扑(附图1)的两相谐振电流iLr1、iLr2的电路仿真波形(附图5) 差别很小，非常均衡。由表2可见，传统电路拓扑(附图3)的谐振电流 的均流误差达到55.8％，而本专利提出的电路拓扑(附图1)的谐振电流 的均流误差只有5.3％。
由附图6和附图7可见，传统电路拓扑(附图3)的两相整流电流irect1、 irect2的仿真波形(附图6)差别巨大，其中第一相承担了全部的整流电流， 而第二相中没有整流电流，非常不均衡；而本专利所提出的电路拓扑(附 图1)的两相整流电流irect1、irect2的仿真波形(附图7)完全相同，非常均 衡。由表4可见，传统电路拓扑(附图3)的整流电流的均流误差达到100％， 而本专利提出的电路拓扑(附图1)的整流电流的均流误差为0。
以上通过电路仿真(附图4-7)验证了实施例一的实施效果。
由附图8可见，本专利所提出的电路拓扑(附图1)的两相谐振电流 iLr1、iLr2的实验波形差别很小，非常均衡。
由附图9可见，本专利所提出的电路拓扑(附图1)的两相整流电流 irect1、irect2的实验波形差别很小，非常均衡。
以上通过实验样机的实验(附图8-9)验证了实施例一的实施效果。
实施例二：
参照附图2，一种可自动均流的多相并联谐振变换器，将附图1中的 第一等效励磁电感Lm1替换为第一并联谐振电容CP1，将第二等效励磁电 感Lm2替换为第二并联谐振电容CP2，形成一种可自动均流的多相并联LCC 谐振变换器。
以上所述实施例只是本专利的较佳实施例，并非用于限定本专利的保 护范围。本说明书中应用了以上多个实施例对本专利的原理及实施方式进 行了闸述，只是被用于帮助理解本专利的方法及核心思想；同时，对于本 领域的一般技术人员，依据本专利的思想，在具体实施方式及应用范围上 均会有所改变。因此，本说明书的内容不应被理解为对本专利的限制，凡 是在本专利的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均包 含在本专利的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种可自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器Phase1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容C1、第一谐振电感Lr1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边绕组NP1的两端a、b的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第一谐振电容C1、第一谐振电感Lr1和第一谐振变压器T1串联连接以形成第一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器Phase2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容C2、第二谐振电感Lr2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边绕组NP2的两端g、h的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第二谐振电容C2、第二谐振电感Lr2和第二谐振变压器T2串联连接以形成第二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
其特征在于：
第一谐振变压器T1具有两个相同的副边绕组NS11和NS12，第二谐振变压器T2具有两个相同的副边绕组NS21和NS22；所述副边绕组NS11和NS21相串联，然后连接到第一整流电路R1的输入端口1-3；所述副边绕组NS12和NS22相串联，然后连接到第二整流电路R2的输入端口2-3；形成一种可自动均流的多相并联LLC谐振变换器。
2.根据权利要求1所述的一种可自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于，将第一谐振变压器T1的第一励磁电感Lm1替换为第一并联谐振电容CP1，将第二谐振变压器T2的第二励磁电感Lm2替换为第二并联谐振电容CP2，形成一种可自动均流的多相并联LCC谐振变换器。
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