CN115296543B - 一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器 - Google Patents

一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN115296543B
CN115296543B CN202210814128.6A CN202210814128A CN115296543B CN 115296543 B CN115296543 B CN 115296543B CN 202210814128 A CN202210814128 A CN 202210814128A CN 115296543 B CN115296543 B CN 115296543B
Authority
CN
China
Prior art keywords
resonant
secondary winding
current
phase
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202210814128.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN115296543A (zh
Inventor
李岙
黄佳欣
伍群芳
田立丰
何朋
王玉珮
席恒
孙志峰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Original Assignee
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Aeronautics and Astronautics filed Critical Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority to CN202210814128.6A priority Critical patent/CN115296543B/zh
Publication of CN115296543A publication Critical patent/CN115296543A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN115296543B publication Critical patent/CN115296543B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器，将第一隔离变压器T1中第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12的同名端连接在一起，连接点为P+；将第二隔离变压器T2的副边绕组异名端第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22连接在一起，连接点为N+；将P+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1‑3和输入端口2‑3的输入正接口；将N+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1‑3和输入端口2‑3的输入负接口。本发明能够消除参数差异对系统均流的影响，且能够防止联谐振变换器的各模块谐振电流和二极管电流互相拉扯，增强其负载效果。

Description

一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，特别涉及一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器。
背景技术
近年来，电力电子系统中的变换器正朝着大功率、集成化、低成本、高功率密度以及高效率等方向发展。谐振变换器具备电气隔离、易于实现软开关控制、效率高等诸多优点，并能通过并联组合实现多重模块化方案，已发展成为新能源发电、电动汽车、航空航天、不间断电源、直流配电系统等场合的大功率并联开关电源的核心拓扑之一。在低压大电流场合，通过将多相谐振变换器并联可以有效提升系统功率容量，降低功率管应力，因此被广泛应用。然而，在实际电路中，各模块的谐振电感和谐振电容等参数无法保证完全一致，会导致各模块的输出电流的不均衡，从而引发部分模块电流应力过高等严重问题。为了解决上述问题，中国实用新型专利：授权号：CN 212518795 U提出了一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，然而耦合电感使得多相模块不具备模块化能力。IEEETransactions on Power Electronics期刊于2017年第32卷第9期论文《A PassiveCurrent Sharing Method With Common Inductor Multiphase LLC ResonantConverter》提出了一种共电感无源均流方法，通过两相谐振变换器的谐振电感并联一定程度上提高了系统的均流性能，但是谐振电容的参数差异导致了两相模块的均流误差仍然较大，另外该方法的显著缺点是并联谐振变换器的各模块谐振电流和二极管电流互相拉扯，负载特性非常差。
发明内容
针对现有技术缺陷，本专利提供了一种共谐振腔多相并联谐振变换器无源均流方法；通过将各相模块的谐振腔同时并联，可以同时消除各相模块谐振腔参数差异对系统均流性能的影响。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器P1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感L1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边绕组NP1的两端的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第一谐振电容Cr1、第一谐振电感L1和第一谐振变压器T1的原边绕组串联连接以形成第一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器P2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感L2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边绕组NP2的两端的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第二谐振电容Cr2、第二谐振电感L2和第二谐振变压器T2的原边绕组串联连接以形成第二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
所述的第一谐振变压器T1具有2个相同的副边绕组，包括第一副边绕组Ns11、第二副边绕组Ns12；所述的第二谐振变压器T2具有2个相同的副边绕组，包括第一副边绕组Ns21、第二副边绕组Ns22；
所述的第一副边绕组Ns11和第一副边绕组Ns21串联连接，所述的第二副边绕组Ns12和第二副边绕组Ns22串联连接；将第一隔离变压器T1中第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12的同名端连接在一起，连接点为P+；将第二隔离变压器T2的副边绕组异名端第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22连接在一起，连接点为N+；
将P+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1-3和输入端口2-3的输入正接口；将N+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1-3和输入端口2-3的输入负接口。
优选的，通过串联连接第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12，利用绕组间反向耦合机理可实现第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12电流相同；通过串联连接第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22，利用绕组间反向耦合机理实现第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22电流相同；因此，两相模块的变压器副边电流之和相同，折射到变压器原边的电压相同，从而实现自动均流；
将P+与N+同时连接到两相模块，可以实现此二次侧分立绕组多相并联谐振变换器不受变压器漏感参数不匹配的影响，均流的性能取决于第一整流电路和第二整流电路的阻抗是否匹配。
优选的，谐振电流的原边均流误差的表达式为：
式中，dZ11、dZ12和dZ13代表两相模块之间的阻抗导数偏差；其中：
式中，fs为开关频率，j代表虚数；
输出电流的原边均流误差的表达式为：
式中：Rp1和Rp2分别代表第一整流电路R1和第一整流电路R2的等效阻抗。
优选的，所述第一开关电路S1与所述第二开关电路S2的开关时序相同；在同一时刻，所述第一相谐振变换器P1和第二相谐振变换器P2变换器电流方向相同；在同一时刻，所述的每相变换器电流方向相同。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.本发明串联连接两幅复变绕组，并利用绕组件的反向耦合机理，实现自动均流，且通过将各项模块的谐振腔同时并联，消除各项模块谐振腔参数差异对系统均流的影响，减小波形误差，且能够防止联谐振变换器的各模块谐振电流和二极管电流互相拉扯，增强其负载效果。
2本发明可以拓展到具有多谐振腔网络的并联谐振变换器中，具有结构合理、实现方便、通用性好，系统集成度高、成本低等诸多优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的结构示意图；
图2为本发明中实施例一的结构示意图；
图3为传统的多相并联谐振变换器电路拓扑。
图4为传统的多相并联谐振变换器谐振电流iLr1、iLr2实验波形；
图5为本发明的谐振电流iLr1、iLr2实验波形；
图6为传统的多相并联谐振变换器整流二极管iD1、iD2实验波形；
图7是本发明中整流二极管iD1、iD2实验波形。
图中：Vin，Vo是多相并联谐振变换器的输入输出电压。iLr1、iLr2是各相变换器的谐振电感电流；iD1、iD2为多相并联谐振变换器各相模块的整流二极管电流。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1至图7，本发明提供一种技术方案：
一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器P1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感L1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边绕组NP1的两端的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第一谐振电容Cr1、第一谐振电感L1和第一谐振变压器T1的原边绕组串联连接以形成第一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器P2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感L2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边绕组NP2的两端的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第二谐振电容Cr2、第二谐振电感L2和第二谐振变压器T2的原边绕组串联连接以形成第二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
所述的第一谐振变压器T1具有2个相同的副边绕组，包括第一副边绕组Ns11、第二副边绕组Ns12；所述的第二谐振变压器T2具有2个相同的副边绕组，包括第一副边绕组Ns21、第二副边绕组Ns22；
所述的第一副边绕组Ns11和第一副边绕组Ns21串联连接，所述的第二副边绕组Ns12和第二副边绕组Ns22串联连接；将第一隔离变压器T1中第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12的同名端连接在一起，连接点为P+；将第二隔离变压器T2的副边绕组异名端第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22连接在一起，连接点为N+；
将P+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1-3和输入端口2-3的输入正接口；将N+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1-3和输入端口2-3的输入负接口。
其工作原理为：通过串联连接第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12，利用绕组间反向耦合机理可实现第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12电流相同；通过串联连接第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22，利用绕组间反向耦合机理实现第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22电流相同；因此，两相模块的变压器副边电流之和相同，折射到变压器原边的电压相同，从而实现自动均流；
将P+与N+同时连接到两相模块，可以实现此二次侧分立绕组多相并联谐振变换器不受变压器漏感参数不匹配的影响，均流的性能取决于第一整流电路和第二整流电路的阻抗是否匹配。
其中：谐振电流的原边均流误差的表达式为：
式中，dZ11、dZ12和dZ13代表两相模块之间的阻抗导数偏差；其中：
式中，fs为开关频率，，j代表虚数；
输出电流的原边均流误差的表达式为：
式中：Rp1和Rp2分别代表第一整流电路R1和第一整流电路R2的等效阻抗。
在本实施例中，所述第一开关电路S1与所述第二开关电路S2的开关时序相同；在同一时刻，所述第一相谐振变换器P1和第二相谐振变换器P2变换器电流方向相同；在同一时刻，所述的每相变换器电流方向相同。
在本实施例中，输入电压信号Vin＝400V，输出电压信号Vo＝24V，第一谐振变压器T1和第二谐振变压器T2的匝数比n＝34:4:4，第一谐振电感L1的谐振电感l1＝58μH，第二谐振电感L2的谐振电感l1＝58μH，第一励磁电感Lm1的励磁电感lm1＝0.571mH，第二励磁电感Lm2的励磁电感lm2＝0.571mH，第一谐振电容C1的谐振电容c1＝47nF，第二谐振电容C2的谐振电容c2＝47nF，第一开关电路S1的开关频率fs1＝100kHz，第二开关电路S2的开关频率fs2＝100kHz。
参见图2，在一些实施例中，第一开关电路S1和第二开关电路S2采用半桥型开关电路，且第一开关电路S1的开关时序与第二开关电路S2的开关时序相同。
在本实施例中，图4为本发明实施例提供的传统多相谐振变换器的谐振电流波形图，如图4所示，传统的多相并联谐振变换器的示波电流iLr1和示波电流iLr2实验波形差别巨大，非常的不均衡，谐振电流误差为36.4％；图5为本发明实施例提供的一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器的谐振电流波形图，一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器的示波器电流iLr1和示波器电流iLr2实验波形差别非常小，均流误差为0.3％。
在本实施例中，图6是传统多相并联谐振变换器的谐振电流波形图。整流后的传统多相并联谐振变换器的整流波形电流iD1，整流波形电流iD2实验波形差别巨大，非常的不均衡，均压误差达到了90.1％。
图7是本发明实施例提供的整流后的一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器的谐振电流波形图。整流后的统一共电感共电容多相并联谐振变换器的第一整流电路R1的波形电流iD1、第二整流电路R2的波形电流iD2。差别非常小，均流误差为2.1％。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (4)

1.一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于，包括：
第一相谐振变换器P1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感L1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边绕组NP1的两端的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第一谐振电容Cr1、第一谐振电感L1和第一谐振变压器T1的原边绕组串联连接以形成第一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器P2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感L2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边绕组NP2的两端的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第二谐振电容Cr2、第二谐振电感L2和第二谐振变压器T2的原边绕组串联连接以形成第二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
所述的第一谐振变压器T1具有2个相同的副边绕组，包括第一副边绕组Ns11、第二副边绕组Ns12；所述的第二谐振变压器T2具有2个相同的副边绕组，包括第一副边绕组Ns21、第二副边绕组Ns22；
所述的第一副边绕组Ns11和第一副边绕组Ns21串联连接，所述的第二副边绕组Ns12和第二副边绕组Ns22串联连接；将第一隔离变压器T1中第一副边绕组Ns11的同名端和第二副边绕组Ns12的同名端连接在一起，连接点为P+；将第二隔离变压器T2中第一副边绕组Ns21的异名端和第二副边绕组Ns22的异名端连接在一起，连接点为N+；
将P+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1-3和输入端口2-3的输入正接口；将N+端子同时连接到每相变换器第一整流电路R1和第二整流电路R2中输入端口1-3和输入端口2-3的输入负接口。
2.根据权利要求1所述的一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于，
通过串联连接第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12，利用绕组间反向耦合机理实现第一副边绕组Ns11和第二副边绕组Ns12电流相同；通过串联连接第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22，利用绕组间反向耦合机理实现第一副边绕组Ns21和第二副边绕组Ns22电流相同；因此，两相模块的变压器副边电流之和相同，折射到变压器原边的电压相同，从而实现自动均流；
将P+与N+同时连接到两相模块，实现此二次侧分立绕组多相并联谐振变换器不受变压器漏感参数不匹配的影响，均流的性能取决于第一整流电路和第二整流电路的阻抗是否匹配。
3.根据权利要求1所述的一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于，谐振电流的原边均流误差的表达式为：
式中，dZ11、dZ12和dZ13代表两相模块之间的阻抗导数偏差；其中：
式中，fs为开关频率，j代表虚数；
输出电流的原边均流误差的表达式为：
式中：Rp1和Rp2分别代表第一整流电路R1和第一整流电路R2的等效阻抗。
4.根据权利要求1所述的一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于，所述第一开关电路S1与所述第二开关电路S2的开关时序相同；在同一时刻，所述第一相谐振变换器P1和第二相谐振变换器P2变换器电流方向相同；在同一时刻，所述的每相变换器电流方向相同。
CN202210814128.6A 2022-07-11 2022-07-11 一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器 Active CN115296543B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210814128.6A CN115296543B (zh) 2022-07-11 2022-07-11 一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210814128.6A CN115296543B (zh) 2022-07-11 2022-07-11 一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN115296543A CN115296543A (zh) 2022-11-04
CN115296543B true CN115296543B (zh) 2024-05-14

Family

ID=83822335

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210814128.6A Active CN115296543B (zh) 2022-07-11 2022-07-11 一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115296543B (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111181407A (zh) * 2020-01-19 2020-05-19 天津大学 一种c-llct-llt型谐振直流变换器
CN111355378A (zh) * 2019-12-20 2020-06-30 深圳市高斯宝电气技术有限公司 一种llc谐振型dc/dc变换器
CN111585442A (zh) * 2019-02-15 2020-08-25 杨玉岗 一种可自动均流的多相并联谐振变换器
CN113437876A (zh) * 2020-03-23 2021-09-24 杨玉岗 一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI367623B (en) * 2008-03-14 2012-07-01 Delta Electronics Inc Parallel-connected resonant converter circuit and controlling method thereof
JP2011072076A (ja) * 2009-09-24 2011-04-07 Sanken Electric Co Ltd 直流変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111585442A (zh) * 2019-02-15 2020-08-25 杨玉岗 一种可自动均流的多相并联谐振变换器
CN111355378A (zh) * 2019-12-20 2020-06-30 深圳市高斯宝电气技术有限公司 一种llc谐振型dc/dc变换器
CN111181407A (zh) * 2020-01-19 2020-05-19 天津大学 一种c-llct-llt型谐振直流变换器
CN113437876A (zh) * 2020-03-23 2021-09-24 杨玉岗 一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
tiphase LLC converter.《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS>.2023,第38卷(第8期),第9872-9884页. *
Zhifeng Sun,et al.An improve grouping transformer `s secondary windings current-sharing method for mu *

Also Published As

Publication number Publication date
CN115296543A (zh) 2022-11-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Jiang et al. Zero-voltage switching phase shift full-bridge step-up converter with integrated magnetic structure
CN110635684B (zh) 一种单管准Z源Boost变换器
CN110649813B (zh) 一种隔离型集成化三端口双向dcdc变换器
CN112600435B (zh) 一种融合型多端口谐振式功率变换系统
CN112054687A (zh) 一种多路均流的llc谐振变换器
CN103607108A (zh) 全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路
CN116131620A (zh) 一种具有高功率因数的交错并联无源缓冲反激逆变器拓扑电路
CN111181411B (zh) 变/定母线电压超宽增益范围双向dc/dc变换器
CN110299849A (zh) 一种移相控制的交错并联双管正激变换器
CN114094836A (zh) 基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥llc谐振变换器电路结构及脉宽调制方法
CN114825956A (zh) 一种共谐振腔多相并联谐振变换器无源均流方法
CN114825955A (zh) 一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器
CN109818494B (zh) 一种高增益电压型准y源直流-直流变换器
CN115296543B (zh) 一种二次侧分立绕组自动均流的多相并联谐振变换器
CN114825957A (zh) 一种统一共电感共电容多相并联谐振变换器无源均流方法
CN114825882B (zh) 基于三相集成磁耦合纹波转移的模块化光伏逆变器及方法
CN105991044B (zh) 一种非接触供电副边整流电路及方法
CN113315381A (zh) 一种新型lclcl谐振变换器及其高效率谐振驱动方法
CN115378263A (zh) 辅助励磁电感的共谐振槽多相并联谐振变换器自均流方法
CN220210250U (zh) 一种含矩阵变压器的llc变换器并联自均流电路
CN220798094U (zh) 一种移相全桥磁集成拓扑电路
CN115378262A (zh) 一种低压侧并联自均流型双有源全桥变换器
CN218997940U (zh) 多变压器的dcdc电路及电流均衡系统
CN218526239U (zh) 一种大功率开关电源电路
CN219068071U (zh) 一种dc/dc变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant