CN113437876A - 一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器 - Google Patents

一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，在每一相谐振单元中另外串联一个电感，将各相串联电感进行磁场的全耦合集成，为了实现全耦合集成，将各相串联电感的绕组导线均匀地缠绕在一起，共同绕制在全耦合电感器的同一个铁芯磁柱上。本发明的有益效果是：实现多相并联谐振变换器的各支路电流的自动均衡，使各支路的功率分配相等，用于电动汽车、混合动力车、不间断电源、电能质量调节电源、航空电源、新能源发电及超导储能等场合的大功率并联开关电源，具有损耗低、效率高、避免开关管或整流二极管局部过热或器件电压、电流应力过高等优点。

Description

一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器
技术领域
本专利涉及一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联电力电子变换器，可以实现各并联支路的自动均流。
背景技术
近年来，为各种用电设备提供电能的开关电源正朝着低电压、大电流、体积小、重量轻、效率高、薄型化和集成化方向发展，包括为计算机的中央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)和数字信号处理器(Digital Signal Processing，DSP)等高精度、高速度微处理器提供精密电源的电压调整模块，以及近年来兴起的广泛应用于电动汽车、混合动力车、不间断电源、电能质量调节电源、航空电源、新能源发电及超导储能等场合的开关电源，这些开关电源通过采用谐振变换器的电路拓扑结构，使得开关管可以在全负载范围内实现零电压开通和零电流关断，从而减小损耗，提高效率。为了实现谐振变换器的大功率应用，人们常常采用两相或多相并联的谐振变换器电路拓扑结构，但由于谐振变换器各并联支路的谐振电容或谐振电感参数不一致，导致各支路的电流不相等，各支路的功率分配不相等，带来开关管或整流二极管局部过热或器件电压电流应力过高等严重问题。
发明内容
针对现有技术缺陷，本专利提供一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，具有结构简单、损耗低、效率高、可实现各并联支路自动均流等优点。
本专利解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器Phase1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边绕组NP1的两端a、b的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1和第一谐振变压器T1的原边绕组串联连接以形成第一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器Phase2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边绕组NP2的两端e、f的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2和第二谐振变压器T2的原边绕组串联连接以形成第二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
其特征在于：在所述第一开关电路S1的输出端口1-2和所述第一谐振单元之间串联电感器L1，在所述第二开关电路S2的输出端口2-2和所述第二谐振单元之间串联电感器L2，所述电感器L1和L2进行磁场的正向全耦合，形成正向全耦合电感器L12，全耦合电感器L12的耦合系数k接近于1；形成一种基于正向全耦合电感器的可自动均流的多相并联LLC谐振变换器；通过调节第一开关电路S1和第二开关电路S2的导通相序，使得流过所述第一电感器L1的电流i1和流过第二电感器L2的电流i2的相位互差180°；为了实施所述正向全耦合电感器L12，所述电感器L1的绕组导线和所述电感器L2的绕组导线采用利兹线结构相互均匀地缠绕在一起，共同绕制在全耦合电感器L12的同一个铁芯磁柱上，保证所述电感器L1和电感器L2的电感值相等，流过所述电感器L1的绕组电流i1和流过所述电感器L2的绕组电流i2的方向相同。
本专利的有益效果在于：本专利提供一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，在传统多相并联谐振变换器中引入全耦合电感器，由于全耦合电感器的漏感很小，接近于零，所以全耦合电感器基本不参与多相并联谐振变换器的谐振过程，不会影响到多相并联谐振变换器的工作原理的分析和谐振参数的设计，也不需要加入复杂的控制方法，且均流效果好；所引入的全耦合电感器的磁通低，磁芯损耗小，基于全耦合电感器的多相并联谐振变换器具有更高的效率；将本项技术应用于大功率开关电源，具有损耗低、效率高、避免开关管或整流二极管局部过热或器件电压、电流应力过高等优点。
以下结合附图以实施例作具体说明。
附图及附表说明
为了更清楚地说明实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单介绍。显而易见，下面描述的附图仅仅是本专利的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本专利实施例一提供的一种基于正向全耦合电感器的可自动均流的多相并联LLC谐振变换器的电路拓扑图。
图2是本专利实施例二提供的一种基于反向全耦合电感器的可自动均流的多相并联LLC谐振变换器的电路拓扑图。
图3是本专利实施例三提供的一种基于正向全耦合电感器的可自动均流的多相并联LCC谐振变换器的电路拓扑图。
图4是图1的正向全耦合电感器L12的一种实施例。
图5是图2的反向全耦合电感器L12的一种实施例。
图6是图4的正向全耦合电感器L12的电感参数。
图7分别是传统的两相并联谐振变换器(图1中去掉全耦合电感器L12)和图1的采用图4的全耦合电感器的两相并联谐振变换器中，第一相和第二相谐振单元的谐振参数不对称的情况。
图8是在图7的两相不对称谐振参数下，传统两相谐振变换器的两相不均流的谐振电流仿真波形。
图9是在图7的两相不对称谐振参数下，图1的两相谐振变换器采用图4的全耦合电感器的两相均流的谐振电流仿真波形。
图10分别是在图8和图9中，两相谐振电流值和均流误差。
图11是在图7的两相不对称谐振参数下，传统的两相谐振变换器的两相不均流的输出电流仿真波形。
图12是在图7的两相不对称谐振参数下，图1的两相谐振变换器采用图4的全耦合电感器的两相均流的输出电流仿真波形。
图13分别是在图11和图12中，两相输出电流值和均流误差。
图14是在图7的两相不对称谐振参数下，图1的两相谐振变换器采用图4的全耦合电感器的两相均流的谐振电流实验波形。
图中，Vin-输入电压，Vo-输出电压；Phase1-多相并联谐振变换器的第一支路；S1-第一开关电路；Cr1-第一谐振电容，Lr1-第一谐振电感，T1-第一谐振变压器；NP1-第一谐振变压器T1的原边绕组，NS1-第一谐振变压器T1的副边绕组，Lm1-并联在原边绕组NP1的两端a、b的等效励磁电感；R1-第一整流电路；1-1-第一开关电路S1的输入端口，1-2-第一开关电路S1的输出端口，1-3-第一整流电路R1的输入端口，1-4-第一整流电路R1的输出端口；CP1-第一并联谐振电容；i1-第一支路的谐振电流，irect1-第一支路的输出电流；
Phase2-多相并联谐振变换器的第二支路；S2-第二开关电路；Cr2-第二谐振电容，Lr2-第二谐振电感，T2-第二谐振变压器；NP2-第二谐_振变压器T2的原边绕组，NS2-第二谐振变压器T2的副边绕组，Lm2-并联在原边绕组NP2两端g、h的等效励磁电感；R2-第二整流电路；2-1-第二开关电路S2的输入端口，2-2-第二开关电路S2的输出端口，2-3-第二整流电路R2的输入端口，2-4-第二整流电路R2的输出端口；CP2-第二并联谐振电容；i2-第二支路的谐振电流，irect2-第二支路的输出电流；
L12-全耦合电感器；L1-全耦合电感器L12的第一支路的自感；L2-全耦合电感器L12的第二支路的自感；M-全耦合电感器L12的第一支路和第二支路之间的互感。
具体实施方式
本专利的核心思想是：在多相并联谐振变换器中的每一相谐振单元中另外串联一个电感，将各相串联电感进行磁场的全耦合集成；为了实现全耦合集成，将各相串联电感的绕组导线采用利兹线结构相互均匀地缠绕在一起，共同绕制在全耦合电感器的同一个铁芯柱上；如果调整开关电路S1和S2的导通相序，使得流过各相串联电感绕组的电流相位相反，则要使各相电感绕组的电流从相同的绕组导线端部流入，实现各相电感器的正向全耦合，实现多相并联谐振变换器的各支路电流的自动均衡；如果调整开关电路S1和S2的导通相序，使得流过各相串联电感绕组的电流相位相同，则使得各相电感绕组的电流从相反的绕组导线端部流入，实现各相电感器的反向全耦合，实现多相并联谐振变换器的各支路电流的自动均衡。
下面结合本专利实施例中的附图，对本专利实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例只是本专利的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本专利的核心思想和实施例，本领域的普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下，所获得的其他实施例，都属于本专利的保护范围。
为了全面地了解本专利，在下面的详细描述中提到了许多具体细节，但本领域的技术人员应该理解，本专利可以无需这些具体细节而实现。
实施例一：
参照附图1，一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器Phase1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边绕组NP1的两端a、b的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1和第一谐振变压器T1的原边绕组串联连接以形成第一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器Phase2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边绕组NP2的两端e、f的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2和第二谐振变压器T2的原边绕组串联连接以形成第二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
在所述第一开关电路S1的输出端口1-2和所述第一谐振单元之间串联电感器L1，在所述第二开关电路S2的输出端口2-2和所述第二谐振单元之间串联电感器L2，所述电感器L1和L2进行磁场的正向全耦合，形成正向全耦合电感器L12，全耦合电感器L12的耦合系数k接近于1；形成一种基于正向全耦合电感器的可自动均流的多相并联LLC谐振变换器；
通过调节第一开关电路S1和第二开关电路S2的导通相序，使得流过所述第一电感器L1的电流i1和流过第二电感器L2的电流i2的相位互差180°；
参照附图4，为了实施所述正向全耦合电感器L12，所述电感器L1的绕组导线和所述电感器L2的绕组导线采用利兹线结构相互均匀地缠绕在一起，共同绕制在全耦合电感器L12的同一个铁芯磁柱上，保证所述电感器L1和电感器L2的电感值相等，流过所述电感器L1的绕组电流i1和流过所述电感器L2的绕组电流i2的方向相同。
本实施例的实施效果参照附图6-14。
附图1中的全耦合电感器采用附图4所述结构，附图4中的全耦合电感器采用附图6所述电感参数；如附图7所述，当传统两相谐振变换器(在附图1中去掉全耦合电感器L12)和附图1所述两相谐振变换器的两相谐振单元的谐振参数都不对称时，由附图8可见，传统两相谐振变换器的两相谐振电流i1、i2的仿真波形差别巨大，非常不均衡；而由附图9可见，本实施例所提出的两相谐振变换器(附图1)及其全耦合电感器(附图4)，其两相谐振电流i1、i2的仿真波形差别很小，非常均衡。由附图10可见，传统两相谐振变换器的两相谐振电流的均流误差达到43.99％；而本实施例所提出的两相谐振变换器的两相谐振电流的均流误差只有0.68％。
由附图11可见，传统两相谐振变换器的两相输出电流irec1、irec2的仿真波形差别巨大，非常不均衡；由附图12可见，本实施例所提出的两相谐振变换器(附图1)及其全耦合电感器(附图4)，其两相输出电流irec1、irec2的仿真波形差别很小，非常均衡。由附图13可见，传统两相谐振变换器的两相输出电流的均流误差达到44.56％；而本实施例所提出的两相谐振变换器的两相输出电流的均流误差只有0.87％。
以上通过电路仿真(附图8-13)验证了本实施例的实施效果。
由附图14可见，本实施例所提出的两相谐振变换器的两相谐振电流i1、i2的实验波形差别很小，非常均衡。
以上通过实验(附图14)验证了本实施例的实施效果。
实施例二：
参照附图2，一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，通过调节附图1中第一开关电路S1和第二开关电路S2的导通相序，使得流过所述第一电感器L1的电流i1和流过第二电感器L2的电流i2的相位相同；将附图1中的正向全耦合电感器L12更改为反向全耦合电感器L12；
参照附图5，为了实施附图2所述反向全耦合电感器L12，通过将附图1中电感器L2的绕组导线的输入端和输出端进行对调，使得流过所述电感器L2的绕组电流i2与流过所述电感器L1的绕组电流i1的方向相反。
实施例三：
参照附图3，一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，将附图1中的第一等效励磁电感Lm1替换为第一并联谐振电容CP1，将附图1中的第二等效励磁电感Lm2替换为第二并联谐振电容CP2，形成一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联LCC谐振变换器。
以上所述实施例只是本专利的较佳实施例，并非用于限定本专利的保护范围。本说明书中应用了以上多个实施例对本专利的原理及实施方式进行了闸述，只是被用于帮助理解本专利的方法及核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本专利的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有所改变。因此，本说明书的内容不应被理解为对本专利的限制，凡是在本专利的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均包含在本专利的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，包括：
第一相谐振变换器Phase1，包括第一开关电路S1、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1、第一谐振变压器T1、并联在第一谐振变压器T1的原边绕组NP1的两端a、b的第一等效励磁电感Lm1、第一整流电路R1；所述第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1和第一谐振变压器T1的原边绕组串联连接以形成第一谐振单元；所述第一开关电路S1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路R1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
第二相谐振变换器Phase2，包括第二开关电路S2、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2、第二谐振变压器T2、并联在第二谐振变压器T2的原边绕组NP2的两端e、f的第二等效励磁电感Lm2、第二整流电路R2；所述第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2和第二谐振变压器T2的原边绕组串联连接以形成第二谐振单元；所述第二开关电路S2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路R2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
其特征在于：
在所述第一开关电路S1的输出端口1-2和所述第一谐振单元之间串联电感器L1，在所述第二开关电路S2的输出端口2-2和所述第二谐振单元之间串联电感器L2，所述电感器L1和L2进行磁场的正向全耦合，形成正向全耦合电感器L12，全耦合电感器L12的互感为M，全耦合电感器L12的耦合系数
Figure FSA0000205187300000011
接近于1；形成一种基于正向全耦合电感器的可自动均流的多相并联LLC谐振变换器；
通过调节第一开关电路S1和第二开关电路S2的导通相序，使得流过所述第一电感器L1的电流i1和流过第二电感器L2的电流i2的相位相反；
为了实施所述正向全耦合电感器L12，所述电感器L1和L2的绕组导线相互均匀地缠绕在一起，共同绕制在全耦合电感器L12的同一个铁芯磁柱上，保证所述电感器L1和电感器L2的电感值相等，流过所述电感器L1的绕组电流i1和流过所述电感器L2的绕组电流i2的方向相同。
2.根据权利要求1所述的一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于：通过调节第一开关电路S1和第二开关电路S2的导通相序，使得流过第一电感器L1的电流i1和流过第二电感器L2的电流i2的相位相同；通过将权利要求1中电感器L2的绕组导线的输入端和输出端进行对调，使得流过所述电感器L2的绕组电流i2与流过所述电感器L1的绕组电流i1的方向相反，形成反向全耦合电感器L12，反向全耦合电感器L12的耦合系数k接近于-1。
3.根据权利要求1或2所述的一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联LLC谐振变换器，其特征在于：将第一谐振变压器T1的第一励磁电感Lm1替换为第一并联谐振电容CP1，将第二谐振变压器T2的第二励磁电感Lm2替换为第二并联谐振电容CP2，形成一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联LCC谐振变换器。
4.根据权利要求1或2所述的一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于：所述变换器的并联相数及其全耦合电感器可以扩展到三相或三相以上。
5.根据权利要求1或2所述的一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联LLC谐振变换器，其特征在于：将所述第一相谐振变换器Phase1和第二相谐振变换器Phase2更改为其他类型的各种谐振变换器。
6.根据权利要求1或2所述的一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，其特征在于：将所述第一相谐振变换器Phase1和第二相谐振变换器Phase2更改为其他类型的各种非谐振变换器。
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