CN114094836A - 基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥llc谐振变换器电路结构及脉宽调制方法 - Google Patents

基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥llc谐振变换器电路结构及脉宽调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构及脉宽调制方法，电路结构原副边采用半桥结构实现双向功率流，使所有MOS管实现零电压开通，且原副边的MOS管通过半桥结构减少了有源器件的使用数量，提高了系统的功率密度；每相的变压器二次绕组被平均分成相同数量的相的几个分支，不需要额外的成本和复杂的控制便可实现电流共享性能。解决了现有的多相LLC谐振变换器存在的不均流问题，且能实现双向功率流，适用于大功率的分布式发电系统中；在没有额外器件或控制策略的情况下，即使谐振参数具有10％的公差，该拓扑也能达到良好的电流共享性能，防止因电流不均衡导致严重的不稳定性，进而影响系统的效率和安全性。

Description

基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电 路结构及脉宽调制方法
技术领域
本发明涉及发电、变电或配电技术领域，主要涉及一种基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构及脉宽调制方法。
背景技术
随着高耗能产业的迅速发展，应对能源短缺环境保护问题，越来越多的研究工作投入对清洁能源的开发与利用。然而受到自然因素的制约，这些能源的间歇性特征影响到系统的稳定性、可靠性和功率质量。因此储能环节成为新能源发电系统的必要环节。考虑到成本和性能优势，电池储能系统和超级电容成为最受欢迎的储能部件而得到广泛应用。新的储能系统应具备双向功率传输能力，以存储可再生能源产生的多余能量，并在可再生能源不足或消耗高峰时释放能量。其中，双向直流变换器是储能系统的关键环节。但由于电池或者超级电容器端子电压变化范围较大，因此需要具有宽电压增益范围的双向直流变换器。
由于LLC谐振变换器具有实现原边开关管零电压开通(Zero Voltage Switching,ZVS)和副边开关管零电流关断(Zero Current Switching,ZCS)的特性，因此为了进一步提高变换器的转换效率，LLC谐振变换器广泛应用于储能系统中。在高功率应用中，需要多相LLC结构，以减少开关组件的电流应力和功率损耗。在多相变换器中，负载电流必须在转换器模块之间均匀分布，以确保可靠运行。然而，LLC谐振变换器的增益对谐振参数非常敏感，而实际中不可避免的分量参数公差会导致相之间的电流不平衡。这些不平衡的电流可能导致运行过程中严重的不稳定，进而影响系统的效率和安全性。因此实现电流共享在多相LLC谐振变换器结构中起着至关重要的作用。
发明内容
发明目的：针对上述背景技术中存在的问题，本发明提供了一种基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构及脉宽调制方法，实现了所有MOS管的ZVS开通，且原副边的MOS管通过半桥结构减少了有源器件的使用数量，提高了系统的功率密度，降低了系统的体积、重量和成本。每相的变压器二次绕组被平均分成相同数量的相的几个分支，不需要额外的成本和复杂的控制便可实现电流共享性能。解决了现有的多相LLC谐振变换器存在的不均流问题，且能实现双向功率流，适用于大功率的分布式发电系统中。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
一种基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构，包括原边电路、副边整流电路、第一变压器T1和第二变压器T2；所述原边电路和副边整流电路通过第一变压器T1和第二变压器T2组成隔离；
所述原边电路包括并联在原边电压源Vdc两端的储能电容Cdc；所述储能电容Cdc两端分别并联有原边第一桥臂和原边第二桥臂；
所述原边第一桥臂包括串联的原边第一MOS管M1和原边第二MOS管M2；所述原边电压源Vdc正极连接原边第一MOS管M1的漏极，负极与原边第二MOS管M2的源极连接；所述原边第一桥臂中点依次连接第一谐振电感Lr1、第一励磁电感Lm2和第一谐振电容Cr1，所述第一谐振电容Cr1与原边电压源Vdc负极相连；所述第一谐振电感Lm1两端与第一变压器T1的原边绕组NP1并联；
所述原边第二桥臂包括串联的原边第三MOS管M3和原边第四MOS管M4；所述原边电压源Vdc正极连接原边第三MOS管M3的漏极，负极与原边第四MOS管M4的源极连接；所述原边第二桥臂中点依次连接第二谐振电感Lr2、第二励磁电感Lm2和第二谐振电容Cr2，所述第二谐振电容Cr2与原边电压源Vdc负极相连；所述第二谐振电感Lm2两端与第二变压器T2的原边绕组NP2并联；
所述副边整流电路依次包括并联在副边电压源V0两端的副边第一桥臂、副边第二桥臂、副边第三桥臂和副边第四桥臂；
所述副边第一桥臂包括串联的副边第一MOS管S1和副边第二MOS管S2；所述副边电压源V0正极连接副边第一MOS管S1的漏极，负极与副边第二MOS管S2的源极连接；
所述副边第二桥臂包括串联的副边第一电容Co1和副边第一电容Co2；
所述副边第三桥臂包括串联的副边第三MOS管S3和副边第四MOS管S4；所述副边电压源V0正极连接副边第三MOS管S3的漏极，负极与副边第四MOS管S4的源极连接；
所述副边第四桥臂包括串联的副边第三电容Co3和副边第四电容Co4；
所述第一变压器T1副边包括第一绕组NS11和第二绕组NS12；所述第二变压器T2副边包括第三绕组NS21和第四绕组NS22；所述第一绕组NS11一端与所述副边第一桥臂中点相连，另一端连接所述第三绕组NS21一端，所述第三绕组NS21的另一端连接至副边第二桥臂中点；所述第二绕组NS12一端与所述副边第三桥臂中点相连，另一端连接所述第四绕组NS22一端，所述第四绕组NS22另一端连接至副边第四桥臂中点。
一种采用上述基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构的脉宽调制方法，包括采用脉宽调制策略控制该变换器电路工作于四种模态，具体如下：
模态一：关断原边电路和副边整流电路中的所有MOS管，原边第一MOS管M1和原边第三MOS管M3的漏源极电压降为0，原边第二MOS管M2和原边第四MOS管M4的漏源极电压升为Vdc；
模态二：导通原边第一MOS管M1、原边第三MOS管M3、副边第一MOS管S1和副边第三MOS管S3，关断原边第二MOS管M2、原边第四MOS管M4、副边第二MOS管S2和副边第四MOS管S4；原边第一MOS管M1、原边第三MOS管M3、副边第一MOS管S1和副边第三MOS管S3实现零电压开通；
模态三：关断原边电路和副边整流电路中的所有MOS管，原边第一MOS管M1和原边第三MOS管M3的漏源极电压升为Vdc，原边第二MOS管M2和原边第四MOS管M4的漏源极电压降为0。
模态四：导通原边第二MOS管M2、原边第四MOS管M4、副边第二MOS管S2和副边第四MOS管S4，关断原边第一MOS管M1、原边第三MOS管M3、副边第一MOS管S1和副边第三MOS管S3；原边第二MOS管M2、原边第四MOS管M4、副边第二MOS管S2和副边第四MOS管S4实现零电压开通。
有益效果：
本发明提供的基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构电路原副边采用半桥结构实现双向功率流，减少了MOS管的数量，且使所有MOS管实现零电压开通，提高了系统的使用效率。本发明的增益范围较宽，适用于蓄电池和超级电容等直流端子输出电压变化范围较大的可再生能源分布式发电系统的储能结构中；在没有额外器件或控制策略的情况下，即便谐振参数具有10％的公差，该拓扑也能达到良好的电流共享性能，防止因电流不均衡导致严重的不稳定性，进而影响系统的效率和安全性。
附图说明
图1是本发明提供的基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构示意图；
图2a是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路正向导通时的分析模型；
图2b是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路反向导通时的分析模型；
图3是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路在正向导通时一个工作周期内的控制信号及关键波形；
图4是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路以第一相为例的分析模型；
图5a是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路在一个工作周期内的模态一；
图5b是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路在一个工作周期内的模态二；
图5c是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路在一个工作周期内的模态三；
图5d是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路在一个工作周期内的模态四；
图6a是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路正向工作时在公差情况1下两相的电感电流和流经副边MOS管S1和S3的电流的PSIM仿真结果；
图6b是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路正向工作时在公差情况2下两相的电感电流和流经副边MOS管S1和S3的电流的PSIM仿真结果；
图6c是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路正向工作时在公差情况3下两相的电感电流和流经副边MOS管S1和S3的电流的PSIM仿真结果；
图6d是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路正向工作时在公差情况4下两相的电感电流和流经副边MOS管S1和S3的电流的PSIM仿真结果；
图7a是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路反向工作时在公差情况1下两相的电感电流和流经副边MOS管M1和M3的电流的PSIM仿真结果；
图7b是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路反向工作时在公差情况2下两相的电感电流和流经副边MOS管M1和M3的电流的PSIM仿真结果；
图7c是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路反向工作时在公差情况3下两相的电感电流和流经副边MOS管M1和M3的电流的PSIM仿真结果；
图7d是本发明实施例中基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路反向工作时在公差情况4下两相的电感电流和流经副边MOS管M1和M3的电流的PSIM仿真结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明首先提供了一种基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构，具体如图1所示，包括原边电路、副边整流电路、第一变压器T1和第二变压器T2。原边电路和副边整流电路通过第一变压器T1和第二变压器T2组成隔离。
原边电路包括并联在原边电压源Vdc两端的储能电容Cdc。储能电容Cdc两端分别并联有原边第一桥臂和原边第二桥臂。
原边第一桥臂包括串联的原边第一MOS管M1和原边第二MOS管M2。原边电压源Vdc正极连接原边第一MOS管M1的漏极，负极与原边第二MOS管M2的源极连接。原边第一桥臂中点依次连接第一谐振电感Lr1、第一励磁电感Lm2和第一谐振电容Cr1，第一谐振电容Cr1与原边电压源Vdc负极相连。第一谐振电感Lm1两端与第一变压器T1的原边绕组NP1并联。
原边第二桥臂包括串联的原边第三MOS管M3和原边第四MOS管M4。原边电压源Vdc正极连接原边第三MOS管M3的漏极，负极与原边第四MOS管M4的源极连接。原边第二桥臂中点依次连接第二谐振电感Lr2、第二励磁电感Lm2和第二谐振电容Cr2，第二谐振电容Cr2与原边电压源Vdc负极相连。第二谐振电感Lm2两端与第二变压器T2的原边绕组NP2并联。
副边整流电路依次包括并联在副边电压源V0两端的副边第一桥臂、副边第二桥臂、副边第三桥臂和副边第四桥臂。
副边第一桥臂包括串联的副边第一MOS管S1和副边第二MOS管S2。副边电压源V0正极连接副边第一MOS管S1的漏极，负极与副边第二MOS管S2的源极连接。
副边第二桥臂包括串联的副边第一电容Co1和副边第一电容Co2。
副边第三桥臂包括串联的副边第三MOS管S3和副边第四MOS管S4。副边电压源V0正极连接副边第三MOS管S3的漏极，负极与副边第四MOS管S4的源极连接。
副边第四桥臂包括串联的副边第三电容Co3和副边第四电容Co4。
第一变压器T1副边包括第一绕组NS11和第二绕组NS12。第二变压器T2副边包括第三绕组NS21和第四绕组NS22。第一绕组NS11一端与副边第一桥臂中点相连，另一端连接第三绕组NS21一端，第三绕组NS21的另一端连接至副边第二桥臂中点。第二绕组NS12一端与副边第三桥臂中点相连，另一端连接第四绕组NS22一端，第四绕组NS22另一端连接至副边第四桥臂中点。
上述双向半桥LLC谐振变换器电路在正向导通时包含四种工作状态，具体如图5a-5d所示。其正向导通及反向导通时的分析模型如图2a-2b所示。由于反向导通时原理与正向相同，故本实施例近采用正向导通为例。假设两相的器件相同且均为理想值，且二次侧绕组NS11、NS12、NS21和NS22完全耦合，忽略每个二次侧之间的不对称性，下面以图4所示的一相分析模型为例分析拓扑ZVS特性。该双向半桥LLC谐振变换器电路在一个工作周期内的正向导通时的控制信号及关键波形如图3所示。
模态一：
如图5a所示，关断原边和副边所有MOS管，原边第一MOS管M1的漏源极电压降为0，原边第二MOS管M2的漏源极电压升为Vdc。
模态二：
如图5b所示，导通原边第一MOS管和副边第一MOS管，关断原边第二MOS管和副边第二MOS管。原边第一MOS管和副边第一MOS管实现ZVS开通。
模态三：
如图5c所示，关断原边和副边所有MOS管，原边第一MOS管M1的漏源极电压升为Vdc，原边第二MOS管M2的漏源极电压降为0。
模态四：
如图5d所示，导通原边第二MOS管M2和副边第二MOS管S2，关断原边第一MOS管M1和副边第一MOS管S1。原边第二MOS管M2和副边第二MOS管S2实现ZVS开通。
模态一状态下(t0-t1)，如图5a所示：在t0开始之前，MOS管M2和S2开通，M1和S1关断。至t0时，MOS管M2和S2关断，M1和S1保持关断，在这个模态下电感电流iLr＜0，M1的寄生电容Coss,M1随着体二极管放电，并给M2的寄生电容Coss,M2充电，当M1的漏源极电压降为0时，M2的漏源极电压升为Vdc，在下一阶段实现M1的零电压(ZVS)开通。
为实现MOS管M1的ZVS开通，需要满足
Figure BDA0003337162130000071
在该模态下，副边MOS管S1的寄生电容随着体二极管放电，变压器副边电流iS给S2的寄生电容充电，为保证S1的ZVS开通，需要满足
Figure BDA0003337162130000072
在该模态结束之前，MOS管M1和S1的寄生电容完全放电，其体二极管导通，使得M1和S1实现ZVS开通。
模态二(t1-t2)如图5b所示：在t1时，MOS管M2和S2保持关断，M1和S1零电压(ZVS)开通，M2和S2的寄生电容充电。电感电流iLr和电容电压vCr可表示为：
Figure BDA0003337162130000073
vCr(t)＝iLr(t0)Zr sin[ωr(t-t0)]+[vCr(t0)-Vdc+nV0]cos[ωr(t-t0)]
其中，iLr(t0)为t0时的谐振电感电流，vCr(t0)为t0时的谐振电容电压，Vdc为原边输入电压，V0为副边输出电压，阻抗
Figure BDA0003337162130000074
串联谐振角频率
Figure BDA0003337162130000075
模态三(t2-t3)如图5c所示：在t2时，MOS M1和S1关断，M2和S2保持关断，在这个模态下iLr＞0，M2的寄生电容随着体二极管放电，并给M1的寄生电容充电，当M2的漏源极电压降为0时，M1的漏源极电压升为Vdc，在下一阶段实现M2的零电压(ZVS)开通。
为实现MOS管M2的ZVS开通，需要满足
Figure BDA0003337162130000081
在该模态下，副边MOS管S2的寄生电容随着体二极管放电，iS给S1的寄生电容充电，为保证S2的ZVS开通，需要满足
Figure BDA0003337162130000082
模态四(t3-t4)如图5d所示：在t3时刻，MOS管M1和S1保持关断，M2和S2零电压(ZVS)开通，M1和S1的寄生电容充电。电感电流iLr和电容电压vCr可表示为：
Figure BDA0003337162130000083
vCr(t)＝iLr(t0)Zr sin[ωr(t-t0)]+[vCr(t0)+nV0]cos[ωr(t-t0)]
实际状况下，考虑到变压器二次侧的漏感LS11、LS12、LS21和LS22，而一次侧漏感包含在谐振电感Lr1和Lr2中，下面以图2所示变换器模型分析其共享特征。正向导通时，irect1和irect2分别是流经副边MOS管S1和S3的整流电流，如图2a所示；反向导通时，irect1和irect2分别是流经原边MOS管M1和M3的整流电流，如图2b所示。以正向导通为例做如下分析。
(1)、输出电流共享误差定义：
Figure BDA0003337162130000084
(2)、谐振电流共享误差定义：
Figure BDA0003337162130000085
其中下标avg代表平均值，rms代表均方根。Lr1理论参数取13.5μH，Cr1理论参数取81.6nF，Lm1理论参数取120μH，第二相的参数取10％的公差。两相的谐振腔参数偏差时，两相的谐振电流会产生偏差，而对于正向导通时的输出电流取副边半桥结构的整流电流，对于两相的整流电流，取流经副边MOS管S1和S3的电流作为比较。取两相的谐振电流有效值，整流电流平均值为参数，将正向导通时的误差分析根据以下四种不同的公差组合绘制表一，反向导通时的误差分析根据以下四种不同的公差组合绘制表二，图6a-6d为正向导通时四种不同的公差组合下PSIM软件仿真图；图7a-7d为反向导通时四种不同的公差组合下PSIM软件仿真图：
情况一：Lr2＝1.1Lr1，Cr2＝1.1Cr1，Lm2＝1.1Lm1；
情况二：Lr2＝0.9Lr1，Cr2＝1.1Cr1，Lm2＝1.1Lm1；
情况三：Lr2＝1.1Lr1，Cr2＝0.9Cr1，Lm2＝1.1Lm1；
情况一：Lr2＝1.1Lr1，Cr2＝1.1Cr1，Lm2＝0.9Lm1；
表一：正向导通时四种不同的公差组合绘制
Figure BDA0003337162130000091
表二：反向导通时四种不同的公差组合绘制
Figure BDA0003337162130000092
由上表及图示可以看出，正向导通时，在情况一为最恶劣的条件下，谐振电流共享误差也仅仅为1.5％，输出电流共享误差完全为0；反向导通时，在情况4为最恶劣的条件下，谐振电流共享误差也仅仅为1.4％，输出电流共享误差仅仅为1.3％。如上的误差情况下，对变换器输入输出不会产生影响。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构，其特征在于，包括原边电路、副边整流电路、第一变压器T1和第二变压器T2；所述原边电路和副边整流电路通过第一变压器T1和第二变压器T2组成隔离；
所述原边电路包括并联在原边电压源Vdc两端的储能电容Cdc；所述储能电容Cdc两端分别并联有原边第一桥臂和原边第二桥臂；
所述原边第一桥臂包括串联的原边第一MOS管M1和原边第二MOS管M2；所述原边电压源Vdc正极连接原边第一MOS管M1的漏极，负极与原边第二MOS管M2的源极连接；所述原边第一桥臂中点依次连接第一谐振电感Lr1、第一励磁电感Lm2和第一谐振电容Cr1，所述第一谐振电容Cr1与原边电压源Vdc负极相连；所述第一谐振电感Lm1两端与第一变压器T1的原边绕组NP1并联；
所述原边第二桥臂包括串联的原边第三MOS管M3和原边第四MOS管M4；所述原边电压源Vdc正极连接原边第三MOS管M3的漏极，负极与原边第四MOS管M4的源极连接；所述原边第二桥臂中点依次连接第二谐振电感Lr2、第二励磁电感Lm2和第二谐振电容Cr2，所述第二谐振电容Cr2与原边电压源Vdc负极相连；所述第二谐振电感Lm2两端与第二变压器T2的原边绕组NP2并联；
所述副边整流电路依次包括并联在副边电压源V0两端的副边第一桥臂、副边第二桥臂、副边第三桥臂和副边第四桥臂；
所述副边第一桥臂包括串联的副边第一MOS管S1和副边第二MOS管S2；所述副边电压源V0正极连接副边第一MOS管S1的漏极，负极与副边第二MOS管S2的源极连接；
所述副边第二桥臂包括串联的副边第一电容Co1和副边第一电容Co2；
所述副边第三桥臂包括串联的副边第三MOS管S3和副边第四MOS管S4；所述副边电压源V0正极连接副边第三MOS管S3的漏极，负极与副边第四MOS管S4的源极连接；
所述副边第四桥臂包括串联的副边第三电容Co3和副边第四电容Co4；
所述第一变压器T1副边包括第一绕组NS11和第二绕组NS12；所述第二变压器T2副边包括第三绕组NS21和第四绕组NS22；所述第一绕组NS11一端与所述副边第一桥臂中点相连，另一端连接所述第三绕组NS21一端，所述第三绕组NS21的另一端连接至副边第二桥臂中点；所述第二绕组NS12一端与所述副边第三桥臂中点相连，另一端连接所述第四绕组NS22一端，所述第四绕组NS22另一端连接至副边第四桥臂中点。
2.一种基于权利要求1所述基于变压器二次绕组分组均流的双向半桥LLC谐振变换器电路结构的脉宽调制方法，其特征在于，采用脉宽调制策略控制该变换器电路工作于四种模态，具体包括：
模态一：关断原边电路和副边整流电路中的所有MOS管，原边第一MOS管M1和原边第三MOS管M3的漏源极电压降为0，原边第二MOS管M2和原边第四MOS管M4的漏源极电压升为Vdc；
模态二：导通原边第一MOS管M1、原边第三MOS管M3、副边第一MOS管S1和副边第三MOS管S3，关断原边第二MOS管M2、原边第四MOS管M4、副边第二MOS管S2和副边第四MOS管S4；原边第一MOS管M1、原边第三MOS管M3、副边第一MOS管S1和副边第三MOS管S3实现零电压开通；
模态三：关断原边电路和副边整流电路中的所有MOS管，原边第一MOS管M1和原边第三MOS管M3的漏源极电压升为Vdc，原边第二MOS管M2和原边第四MOS管M4的漏源极电压降为0。
模态四：导通原边第二MOS管M2、原边第四MOS管M4、副边第二MOS管S2和副边第四MOS管S4，关断原边第一MOS管M1、原边第三MOS管M3、副边第一MOS管S1和副边第三MOS管S3；原边第二MOS管M2、原边第四MOS管M4、副边第二MOS管S2和副边第四MOS管S4实现零电压开通。
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